KR100891448B1

KR100891448B1 - 다중 안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱 방식의 검출 장치및 방법

Info

Publication number: KR100891448B1
Application number: KR1020050071239A
Authority: KR
Inventors: 황근철; 최숭윤; 김재권; 유철우
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-08-04
Filing date: 2005-08-04
Publication date: 2009-04-01
Also published as: JP2007043722A; JP4504958B2; EP1750402B1; US7978798B2; US20070032206A1; EP1750402A1; DE602006011987D1; KR20070016504A; CN1941659A; CN1941659B

Abstract

다중안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱(Spatial Multiplexing) 방식의 검출 장치 및 방법에 관한 것으로서, 수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들의 채널 벡터의 크기를 이용하여 내림차순으로 정렬하는 과정과, 상기 정렬된 채널에서 채널 상태가 가장 좋은 채널을 널링하여 최소 단위 서브시스템을 생성하는 과정과, 상기 최소 단위 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과, 상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하여, 수신기가 ML(Maximum Likelehood)에 근접한 성능을 가지며, SIC(Successive Interference Cancellation)수준의 복잡도로 얻을 수 있는 이점이 있다.

최대 우도 수신기, 정렬, MML, 서브시스템

Description

다중 안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱 방식의 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING SPATIAL MULTIPLEXING IN MIMO SYSTEM}

도 1은 통상적인 다중 안테나 시스템 개략적인 구조를 도시하는 도면,

도 2는 본 발명에 따른 SMML수신기의 블록 구성을 도시하는 도면,

도 3은 본 발명의 제 1실시 예에 따른 SMML의 절차를 도시하는 도면,

도 4는 본 발명의 제 2실시 예에 따른 SMML의 절차를 도시하는 도면, 및

도 5는 본 발명에 따른 성능의 변화를 나타내는 그래프.

본 발명은 무선통신시스템에서 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나 시스템(예 : MIMO(Multiple Input Multiple Output))에서 수신기의 복잡도를 낮추면서, 성능의 열화가 없는 공간 멀티플랙싱 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 무선 통신시스템은 종래의 음성 서비스 위주의 이동통신 시스템에서 고품질의 멀티미디어 서비스를 지원하기 위하여 더 많은 데이터를 더 빠르며 낮은 오류확률로 전송하기 위한 다양한 기술들이 연구되고 있다.

MIMO 기술은 최근 크게 주목받는 기술로 송수신단 각각 다중 안테나를 사용하는 시스템으로 단일 안테나를 사용하는 시스템에 비해 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 채널 전송 용량을 안테나 수에 비례하여 증가시킬 수 있다.

상기 MIMO기술은 크게 공간 다이버시티(Spatial Diversity) 방식과 공간 멀티플랙싱(Spatial Multiplexing) 방식 및 공간 다이버시티와 멀티플랙싱을 결합한 방식으로 구분된다.

먼저 상기 공간 다이버시티 방식은, 하나의 전송 신호를 다수의 송신 안테나를 통해 동시에 전송하여 송수신 안테나 수의 곱에 해당하는 다이버시티 이득을 얻어 전송 신뢰도를 높이는 방식이다. 다음으로 공간 멀티플랙싱 방식은, 동시에 다수의 신호 열을 전송하여 전송률을 높이는 방식이다.

상술한 바와 같이 상기 공간 멀티플랙싱 방식은 각 송신 안테나별로 서로 다른 데이터를 송신하게 된다. 상기 송신 안테나로부터 동시에 다수의 데이터가 전송되므로 상기 전송된 데이터 사이의 상호 간섭이 발생하게 된다. 따라서, 수신기에서는 간섭 신호 영향을 고려하여 최대 우도(Maximum LikeliWood) 수신기, SIC(Successive Interference Cancellation), V-BLAST(Vertical-Bell Labs Layered Space Time) 등의 공간 멀티플랙싱 검출 방식을 이용하여 신호를 검출하거나 간섭을 제거한 후 검파하게 된다. 여기서, 상기 간섭 제거는 ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error) 등이 있다.

상기 공간 멀티플랙싱 검출 방식의 각 알고리즘을 간략히 설명하기 위해 우선 상기 다중 안테나 시스템을 살펴보면 하기 도 1과 같이 도시한다.

도 1은 통상적인 다중 안테나 시스템의 개략적인 구조를 도시하고 있다.

상기 도 1에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나들(109, 111, 113)과, N_R개의 수신 안테나들(121, 123, 125)로 구성된 다중안테나 시스템에서 송신기는 다중화기(101)와 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(103, 105, 107)를 포함하며, 수신기는 FFT(Fast Fourier Transform)(127, 129, 131)와 신호 검출기(133)를 포함하여 구성된다.

먼저 송신기에서 다중화기(101)는 상기 수신기로 전송할 데이터 스트림을 송신 안테나(109, 111, 113)의 개수와 동일한 개수로 다중화하여 출력한다. 상기 IFFT(103, 105, 107)는 각 송신 안테나(109, 111, 113)별로 존재하며, 상기 다중화기(101)의 출력신호를 역고속 푸리에 변환하여 상기 각 송신 안테나들(109, 111, 113)을 통해 전송한다.

다음으로 수신기는, 상기 송신기로부터 각 안테나별(121, 123, 125)로 신호를 수신하여 상기 수신 안테나별(121, 123, 125)로 존재하는 상기 FFT(127, 129, 131)에서 고속 푸리에 변환한다. 상기 신호 검출기(133)는 상기 FFT(127, 129, 131)에서 고속 푸리에 변환된 데이터 스트림에 대해 일정한 처리 과정을 수행한다.

상기 송신 안테나들(103, 105, 107)을 통해 전송되는 송신 신호벡터 x =[x₁, x₂, …,

]^T는 채널(H)를 통해 전송되어 수신단에서 y =[y₁, y₂, …,

]^T로 수신된다. 즉, 상기 송신 신호(x)가 채널(H)을 통해 수신된 신호(y)는 하기 수학식 1과 같이 나타낸다.

하기 수학식 1은 MIMO시스템의 송수신 신호의 관계를 나타낸다. 여기서, N_R개의 수신 안테나와 N_T개의 송신안테나를 사용하는 MIMO시스템을 가정한다.

여기서, y는 수신신호를 나타내고, 채널(H)은 N_R × N_T행렬로 나타내며, 상기 행렬에서 i번째 행과 j번째 열에 해당하는 요소 h_ij는 i번째 수신 안테나 와 j번째 송신 안테나 사이의 채널 응답을 나타낸다. 또한, x는 각 송신 안테나별로 송신되는 송신 신호를 나타내며, n은 각 수신 안테나의 잡음을 나타낸다.

상기 도 1과 같은 다중 안테나 시스템에서 종래 기술에 따른 공간 멀티플랙싱 검출 방식을 설명하면, 먼저 최대 우도 수신기(ML)는 상기 수학식 1의 채널의 배열내에 존재하는 모든 심볼 벡터에 대해 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 하기 수학식 2를 이용하여 산출한다. 이후, 상기 산출된 각 심볼 벡터들의 유클리드 거리가 가장 작은 벡터를 선택하는 방식이다.

하기 수학식 2는 ML의 최대 우도를 검출하기 위한 수식이다.

상기 ML의 계산량은 전체 심볼 벡터를 검사하기 때문에

의 계산량을 나타낸다. 즉, 계산량이 송신 안테나 개수의 지수 승과 비례한다.

다음으로 상기 SIC방식은 이전 단계에서 검출된 값을 수신신호에서 제거하는 방식으로, 상기 이전 검출된 값에 대한 신뢰도가 단계가 지날 때마다 낮아지는 문제점이 있다. 따라서, 상기 SIC에서 성능 열화 요인인 에러 증식(Error Propagation)에 대한 고려가 필요하다. 즉, 상기 SIC과정을 거치게 되므로 신호 세기가 약한 송신 안테나 신호는 성능이 크게 개선되지 않는다.

상기 V-BLAST는 상기 SIC를 개선한 알고리즘으로 상기 SIC에 신호 세기가 큰 송신 안테나 인덱스 순서로 상기 SIC를 수행하여 기존 SIC에 비해 향상된 성능을 가진다.

마지막으로 MML(Modified ML)은 전체 송신 안테나들 중에서 임의의 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 제외한 나머지 송신 안테나로부터 전송된 심볼 벡터에 대하여 상기 ML을 수행한다. 이후, 상기 제외된 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 하기 수학식 3을 이용하여 산출한다.

하기 수학식 3은 하나의 심볼 벡터를 슬라이싱(Slicing)하여 산출하는 수식이다.

여기서, i는 상기 제외된 하나의 송신 안테나를 나타내며, j는 상기 제외되지 않은 송신 안테나들을 나타낸다. 또한,

는 전체 수신신호에서 상기 ML을 통해 산출한 송신 안테나들의 신호를 제거하는 것을 나타낸다.

상술한 바와 같이 동작하는 상기 MML은 상기 ML과 동일한 성능을 가지며, 계산 복잡도는

로 낮아진다. 즉, 송신 안테나 수에서 1을 뺀 값의 지수 승만큼의 복잡도가 낮아진다.

상기 공간 멀티플랙싱 방식의 수신기의 성능은 상기 수신기의 계산 복잡도와 반비례 관계를 갖는다. 즉, 상기 수신기의 계산 복잡도가 낮을수록 상기 수신기의 성능을 좋아진다. 하지만, 종래 기술에 따른 상기 ML 이나, MML 같은 경우 계산량이 복잡하므로 보다 계산량을 줄이기 위한 알고리즘이 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱 방식의 수신기의 계산 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱 방식에서 서브시스템을 이용하여 수신기의 성능을 저하시키지 않으면서 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치는, 수신신호의 추정된 채널들을 소정방식에 따라 정렬하는 채널 정렬기와, 상기 정렬된 채널들 중 임의의 채널을 널링하여 최소 단위의 서브시스템을 생성하는 서브시스템 생성기와, 상기 최소 단위의 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 MML연산기와, 상기 산출된 소정개수의 전송 신호벡터들 중 유클리드 거리(Euclidean Distance)가 가장 짧은 전송 신호벡터를 선택하는 전송 벡터 결정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제 2견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 내림차순 정렬을 이용한 신호 검출 방법은, 수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들을 소정방식에 따라 정렬하는 과정과, 상기 정렬된 채널에서 임의의 채널을 널링하여 최소 단위 서브시스템을 생성하는 과정과, 상기 최소 단위 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과, 상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제 3견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 오름 차순과 내림차순 정렬을 함께 이용한 신호 검출 방법은, 수신 신호의 채널을 추정하여, 상기 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 내림 차순 정렬하여 제 1 전송 신호 벡터를 생성하는 과정과, 상기 추정된 채널들을 상기 소정 방식에 따라 오름 차순 정렬을 하여 제 2 전송 신호 벡터를 생성하는 과정과, 상기 제 1 전송 신호 벡터와 제 2 전송 신호 벡터의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 산출하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 4견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치는, 수신신호의 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 정렬하는 채널 정렬기와, 상기 정렬된 채널들을 슬라이싱(Slicing)을 통한 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 MML연산기와, 상기 산출된 소정개수의 전송 신호벡터들 중 유클리드 거리(Euclidean Distance)가 가장 짧은 전송 신호벡터를 선택하는 전송 벡터 결정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 5견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 내림차순 정렬을 이용한 신호 검출 방법은, 수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들의 소정 방식에 따라 정렬하는 과정과, 상기 정렬된 채널에 대해 슬라이싱(Slicing)을 통한 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과, 상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하 본 발명은 다중안테나(예 : MIMO(Multiple Input Multiple Output)) 시스템에서 공간 멀티플랙식 방식의 수신기의 계산 복잡도를 줄이기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 설명은 송신 안테나와 수신 안테나가 각각 4개인 4×4 다중 안테나 시스템을 가정한다.

도 2는 본 발명에 따른 SMML(Sorted MML) 수신기의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 2를 참조하면, 수신기는 채널 추정기(201), 채널 정렬기(203), 서브시스템 생성기(205), MML연산기(207), 및 전송 벡터 결정기(209)를 포함하여 구성된다.

먼저 채널 추정기(201)는 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들의 채널을 추정한다. 채널 정렬기(203)는 상기 채널 추정기(201)에서 추정된 채널들의 채널 벡터의 크기에 따라 내림 차순 또는 오름 차순으로 정렬한다. 또한, 서브 시스템 생성기(205)에서 생성한 서브 시스템에 포함된 채널들을 제공받아 내림차순 또는 오름차순으로 재정렬을 수행한다. 예를 들어, 상기 채널 벡터의 크기에 따라 정렬된 4 × 4 시스템을 상기 서브 시스템 생성기(205)에서 3 × 3의 서브 시스템을 생성한 후, 2 × 2 서브 시스템을 생성하기 위하여 상기 3 × 3 서브 시스템에 포함된 채널들을 상기 채널 정렬기(203)에 제공하여 재정렬을 수행한다.

상기 서브 시스템 생성기(205)는 상기 채널 정렬기(203)에서 내림차순 또는 오름차순으로 정렬된 채널들을 기븐 로테이션(Given Rotation) 벡터를 이용하여 널링(Nulling)을 통해 서브 시스템을 생성하는 기능을 수행한다(상세한 설명은 하기 도 3에서 설명한다).

MML(Modified Maximum Likelihood)연산기(207)는 상기 서브 시스템 생성기(205)에서 최종 생성된 서브 시스템(예 : 2×2 서브 시스템)에 대해 MML을 수행하여 전송 신호 벡터를 구한다. 이후, 상기 생성한 서브 시스템의 전송 신호 벡터에 대한 MML을 다시 수행하여 상기 서브 시스템 생성기(205)에서 널링한 채널들의 전송 신호 벡터를 산출한다. 여기서, 상기 MML연산기(207)는 하나의 전송 신호 벡터를 결정하는 것이 아니라 상기 다중안테나 시스템의 변조 방식에 따라 M(M-ary 변조)개의 후보 전송 신호 벡터들을 구한다. 즉, 상기 서브시스템에서 하나의 전송 신호 벡터를 결정할 때 에러(Decision Error)가 발생할 경우, MML을 수행할수록 상기 에러가 점점 커지는(Error Propagation) 것을 줄이기 위해 상기 M개의 후보 전송 신호 벡터를 구한다.

전송 벡터 결정기(209)는 상기 MML연산기(207)에서 결정된 후보 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 상기 유클리드 거리가 가장 작은 전송 신호 벡터를 선택한다.

도 3은 본 발명의 제 1실시 예에 따른 SMML의 절차를 도시하고 있다. 이하 설명에서 채널을 내림차순으로 정렬하는 것으로 가정한다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 수신기는 수신신호들의 채널들을 추정한 후, 301단계로 진행하여 상기 추정된 채널들의 벡터 크기(norm)를 이용하여 내림 차순으로 정렬한다. 여기서, 상기 채널들을 내림차순으로 정렬하는 것은, 채널 상태가 가장 좋지 않은 두 개의 송신 안테나의 채널에 대해 2×2 서브시스템을 구성하여 MML을 수행하기 위함이다. 또한, 상기 채널들의 정렬 순서를 h₃ > h₂ > h₄ > h₁로 가 정한다.

상기 추정된 채널들을 내림차순 정렬한 후, 상기 수신기는 303단계로 진행하여 기븐 로테이션(Givens Rotation)을 이용하여 채널 상태가 가장 좋은 송신 안테나에 대한 채널(h₃)(

)을 널링(Nulling)하여 3×3 서브시스템(H_Ⅲ)을 만든다.

여기서, 상기 3×3 서브시스템을 생성은, 하기 수학식 4를 이용하여 생성한다.

하기 수학식 4는 4×4 시스템에서 4번째 수신 안테나와 3번째 송신 안테나 사이의 채널(h₄ _,3)을 널링하기 위한 수식을 나타낸다.

여기서, G_Ⅳ, ₁는

로 나타내며, c는

를 나타내고, s는

를 나타낸다. 또한 H_Ⅳ는

로 4×4 다중 안테나 시스템을 나타낸다.

상기 수학식 4와 같이 G_Ⅳ,2H_Ⅳ과G_Ⅳ,3H_Ⅳ를 순차적으로 수행하면, 하기 수학식 5와 같이 나타난다.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,3을 나타내며, G_Ⅳ,2는

를 나타내고, G_Ⅳ,3는

를 나타낸다.

이후, 상기 수신기는 305단계로 진행하여 상기 303단계에서 생성한 3×3서브 시스템의 채널(h'₂, h'₄, h'₁)을 내림 차순으로 재정렬한다. 여기서, 상기 채널들의 정렬 순서를 h'₂ > h'₁ > h'₄로 가정한다.

상기 채널들을 재정렬한 후, 상기 수신기는 307단계로 진행하여 상기 재정렬한 채널들을 상기 수학식 4에 적용하여 상기 재정렬한 채널들 중 가장 좋은 채널 (h₂)(

)을 널링하여 2×2 서브시스템(H_Ⅱ)을 생성한다. 여기서, 상기 2×2 서브시스템의 생성은, 상기 수학식 4를 이용하여 G_ⅢH_Ⅲ를 이용하여 생성한다. 여기서, 상기 G_Ⅲ는 G_Ⅲ,1G_Ⅲ,2를 나타낸다.

이후, 상기 수신기는 309단계로 진행하여 상기 2×2서브시스템에 대해 하기 수학식 6과 같이 MML을 이용하여 M(M-ary 변조, C)개의 후보 순서쌍(x₁, x₄)을 구한다.

하기 수학식 6은 2×2서브시스템의 후보 순서쌍을 산출하는 수식이다.

여기서, h_Ⅱ는 상기 307단계에서 생성한 2×2 서브 시스템을 나타내며, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄를 제거하는 것을 나타낸다.

즉, 상기 수학식 6을 이용하여 채널 상태가 가장 나쁜 x₄를 M(M-ary 변조)개 선택한 후, 슬라이싱(Slicing)을 통해 상기 x₄에 대한 x₁을 구하여 M개의 후보 순서쌍을 생성한다.

상기 M개의 순서쌍(x_1,c, x_4,c)을 생성한 후, 상기 수신기는 311단계로 진행하여 하기 수학식 7을 이용하여 상기 M개의 순서쌍들의 유클리드 거리를 산출한다.

하기 수학식 7은 유클리드 거리를 산출하는 수식이다.

여기서, 상기 H_Ⅱ는 상기 307단계에서 생성한 2×2 서브 시스템을 나타내고, 상기 C는 후보 순서쌍의 인덱스를 나타낸다.
상기 수학식 7을 이용하여 생성한 순서쌍들의 유클리드 거리를 산출한 후, 가장 작은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 S개의 순서쌍을 검출한다. 여기서 상기 S는 상기 M보다 작거나 같다. 또한 특정 순서쌍을 선택하지 않고 S개의 순서쌍을 선택하는 것은, 상기 특정 순서쌍만을 선택하였을 경우, 에러(Decision Error)가 발생하면, 상기 널링한 채널들의 값을 산출하면서 상기 에러가 점점 커지는 것(Error Propagation)을 방지하기 위함이다. 즉, 상기 2×2 서브시스템의 발생하는 에러가 더욱 커지는 것을 방지하기 위해서 여러 개의 순서쌍을 검출한다.

이후, 상기 수신기는 313단계로 진행하여 상기 검출한 S개의 순서쌍들을 하기 수학식 8에 적용하여 상기 303단계, 307단계에서 널링한 채널들(x₃, x₂)을 산출한다.

하기 수학식 8은 MML을 이용하여 널링한 채널들(x₃, x₂)을 산출하기 위한 수식이다.

여기서, h_Ⅲ은 상기 305단계에서 생성한 3×3 서브 시스템을 나타내고, h_Ⅳ는 4×4시스템을 나타낸다. 즉, 상기 슬라이싱을 통해 상기 3×3서브 시스템에서 x₂를 산출한 후, 상기 4×4시스템에서 x₃을 산출한다.

상기 수학식 8을 이용하여 상기 널링한 채널들(x₃, x₂)을 산출하면, 총 S개의 후보 전송 신호 벡터가 생성된다.

상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 산출한 후, 상기 수신기는 315단계로 진행하여 상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 하기 수학식 9에 적용하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택한다.

하기 수학식 9는 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 산출하는 수식이다.

여기서, 상기 x_i,c는 i번째 채널의 c번째 후보 전송 신호 벡터를 나타낸다.
상술한 바와 같이 상기 도 3은 채널들을 내림차순으로 정렬하여 채널 상태가 나쁜 채널들을 이용하여 2×2 서브시스템을 생성한 후, MML을 수행하는 방법이다. 이뿐만 아니라, 상기 채널들을 오름차순으로 정렬하고 채널 상태가 나쁜 채널들을 널링하여 채널 상태가 좋은 채널들을 이용하여 2×2 서브시스템을 생성한 후, MML을 수행하는 방식도 가능하다.

상술한 바와 같이 채널들을 오름차순 또는 내림차순으로 하나의 정렬만 사용할 경우, 2×2 서브시스템을 구성한 심볼은 ML효과를 얻으나, 나머지 심볼들은 ML효과를 얻지못한다. 대신 상기 나머지 심볼들은 MRC(Maximal Ratio Combining) 게임(gain)을 얻게 된다. 따라서 상기 심볼들이 ML에 근접한 성능을 얻기 위해서는 상기 오름차순 정렬과 내림차순 정렬을 동시에 사용하여야 한다.

도 4는 본 발명의 제 2실시 예에 따른 SMML의 절차를 도시하고 있다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 수신기는 수신신호들의 채널들을 추정한 후, 400단계에서 상기 추정된 채널들의 벡터 크기를 이용하여 채널을 내림 차순과 오름 차순으로 정렬한다.

먼저 내림차순 정렬의 경우, 상기 수신기는 401단계로 진행하여 상기 추정된 채널들의 벡터 크기를 이용하여 내림 차순으로 정렬한다. 여기서, 상기 채널들을 내림차순으로 정렬하는 것은, 채널 상태가 가장 좋지 않은 두 개의 송신 안테나의 채널에 대해 2×2 서브시스템을 구성하여 MML을 수행하기 위함이다. 또한, 상기 채널들의 정렬 순서를 h₃ > h₂ > h₄ > h₁로 가정한다.

상기 추정된 채널들을 내림차순 정렬한 후, 상기 수신기는 403단계로 진행하여 상기 수학식 4를 이용하여 채널 상태가 가장 좋은 송신 안테나에 대한 채널(h₃)(

)을 널링(Nulling)하여 3×3 서브시스템(H_Ⅲ)을 만든다. 여기서, 상기 3×3 서브시스템(H_Ⅲ)이 생성절차는 상기 도 3과 동일하게 수행하므로 생략한다.

이후, 상기 수신기는 405단계로 진행하여 상기 403단계에서 생성된 3×3 서브시스템(H_Ⅲ)의 채널들(h'₂, h'₄, h'₁)을 내림차순으로 재정렬한다. 여기서, 상기 남은 채널들의 정렬 순서를 h'₂ > h'₁ > h'₄로 가정한다.

상기 채널들을 재정렬한 후, 상기 수신기는 407단계로 진행하여 상기 재정렬된 채널들을 상기 수학식 4에 적용하여 상기 재정렬한 채널들 중 가장 좋은 채널(h₂)(

)을 널링하여 2×2 서브시스템(H_Ⅱ)을 생성한다. 상기 2×2 서브시스템(H_Ⅱ)을 생성절차는 상기 도 3과 동일하게 수행하므로 생략한다.

이후, 상기 수신기는 409단계로 진행하여 상기 생성된 2×2서브시스템에 대해 상기 수학식 6과 같이 MML을 이용하여 M(M-ary 변조, C)개의 후보 순서쌍(x₁, x₄)을 구한다. 즉, 가장 나쁜 채널(x₄)을 M(M-ary 변조)개 선택한 후, 상기 x₄에 대한 x₁을 구하여 M개의 후보 순서쌍을 생성한다.

상기 M개의 순서쌍을 생성한 후, 상기 수신기는 411단계로 진행하여 상기 수학식 7을 이용하여 상기 M개의 순서쌍들의 유클리드 거리를 산출하여 가장 작은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 S개의 순서쌍을 검출한다. 여기서 상기 S는 상기 M보다 작거나 같다. 또한, 특정 순서쌍을 선택하지 않고 S개의 순서쌍을 선택하는 것은, 상기 특정 순서쌍만을 선택할 경우 에러(Decision Error)가 발생하면, 상기 널링한 채널들의 값을 산출하면서 상기 에러가 점점 커지는 것(Error Propagation)을 방지하기 위함이다. 즉, 상기 2×2 서브시스템의 발생하는 에러가 더욱 커지는 것을 방지하기 위해서 여러 개의 순서쌍을 검출한다.

이후, 상기 수신기는 413단계로 진행하여 상기 검출한 S개의 순서쌍들을 상기 수학식 8에 적용하여 슬라이싱을 통해 상기 403단계, 407단계에서 널링한 채널들(x₃, x₂)을 산출한다. 즉, 상기 411단계에서 검출한 S개의 순서쌍에 따라 총 S개의 후보 전송 신호 벡터가 생성된다.

상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 산출한 후, 상기 수신기는 415단계로 진행하여 상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 상기 수학식 9에 적용하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택한다(E_Ⅳ,1).

다음으로 오름차순 정렬의 경우, 상기 수신기는 421단계로 진행하여 상기 추정된 채널들을 오름 차순으로 정렬한다. 여기서, 상기 채널들을 오름차순으로 정렬하는 것은, 채널 상태가 가장 좋은 두 개의 송신 안테나의 채널에 대해 2×2 서브시스템을 구성하여 MML을 수행하기 위함이다. 또한, 상기 채널들의 정렬 순서를 h₃ > h₂ > h₄ > h₁로 가정한다.

상기 추정된 채널들을 오름차순 정렬한 후, 상기 수신기는 423단계로 진행하여 상기 수학식 4를 이용하여 채널 상태가 가장 좋지 않은 송신 안테나에 대한 채널(h₁)(

)을 널링(Nulling)하여 3×3 서브시스템(H_Ⅲ)을 만든 다. 여기서, 상기 3×3 서브시스템의 생성절차는 상기 도 3과 동일하므로 생략한다.

이후, 상기 수신기는 425단계로 진행하여 상기 423단계에서 생성한 3×3 서브시스템의 채널들(h'₂, h'₄, h'₃)을 오름 차순으로 재정렬한다. 여기서, 상기 남은 채널들의 정렬 순서를 h'₃ > h'₂ > h'₄로 가정한다.

상기 채널들을 재정렬한 후, 상기 수신기는 427단계로 진행하여 상기 재정렬된 채널들을 상기 수학식 4에 적용하여 상기 재정렬한 채널들 중 가장 좋지 않은 채널(

)(h₄)을 널링하여 2×2 서브시스템(H_Ⅱ)을 생성한다. 여기서, 상기 2×2 서브시스템의 생성절차는 상기 도 3과 동일하므로 생략한다.

이후, 상기 수신기는 429단계로 진행하여 상기 2×2서브시스템에 대해 상기 수학식 6과 같이 MML을 이용하여 M(M-ary 변조)개의 후보 순서쌍(x₂, x₃)을 구한다. 즉, 가장 좋은 채널(x₃)를 M(M-ary 변조)개 선택한 후, 상기 x₃에 대한 x₂를 구하여 M개의 후보 순서쌍을 생성한다.

상기 M개의 순서쌍을 생성한 후, 상기 수신기는 431단계로 진행하여 상기 수학식 7을 이용하여 상기 M개의 순서쌍들의 유클리드 거리를 산출하여 가장 작은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 S개의 순서쌍을 검출한다. 여기서 상기 S는 상기 M보다 작거나 같다. 또한, 특정 순서쌍을 선택하지 않고 S개의 순서쌍을 선택하는 것은, 상기 특정 순서쌍만을 선택할 경우 에러(Decision Error)가 발생하면, 상기 널링한 채널들의 값을 산출하면서 상기 에러가 점점 커지는 것(Error Propagation)을 방지하기 위함이다. 즉 상기 2×2 서브시스템의 발생하는 에러가 더욱 커지는 것을 방지하기 위해서 여러 개의 순서쌍을 검출한다.

이후, 상기 수신기는 433단계로 진행하여 상기 검출한 S개의 순서쌍들을 상기 수학식 8에 적용하여 슬라이싱을 통해 상기 423단계, 427단계에서 널링한 채널들(x₁, x₄)을 산출한다. 즉, 상기 431단계에서 검출한 S개의 순서쌍에 따라 총 S개의 후보 전송 신호 벡터가 생기게 된다.

상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 산출한 후, 상기 수신기는 435단계로 진행하여 상기 S개의 후보 전송 신호 벡터들을 상기 수학식 9에 적용하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택한다(E_Ⅳ,2).

이후, 상기 수신기는 437단계로 진행하여 하기 수학식 10을 이용하여 상기 415단계에서 선택한 내림 차순 정렬을 통해 산출한 전송 신호 벡터와 상기 435단계에서 선택한 오름 차순 정렬을 통해 산출한 전송 신호 벡터 중 더 짧은 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택한다.

하기 수학식 10은 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 전송신호벡터를 선택하는 수식이다.

여기서, 상기 E_Ⅳ,1은 상기 내림 차순 정렬을 통해 산출한 전송 신호 벡터를 나타내고, 상기 E_Ⅳ,2는 상기 오름 차순 정렬을 통해 산출한 전송 신호 벡터를 나타낸다.
도 5는 본 발명에 따른 성능의 변화를 나타내는 그래프이다. 이하 설명에서 실험 조건은 송수신 안테나 수는 각각 4개로 64개의 서브캐리어를 갖는 OFDM 시스템이며, 송신 채널 환경은 안테나가 상관없는 9 탭 주파수 선택 채널(9 Tap Frequecy Selective Channel)을 가정한다. 또한 패킷은 10240비트(10 OFDM 심볼)이고, 16QAM변조 기법을 사용하며, 가로축은 신호대 잡음비(Signal to Noise Rate)를 나타내고, 세로축은 패킷 에러율(Packet Error Rate)을 나타낸다.

상기 도 5에 도시된 바와 같이 10240비트를 한 패킷으로 하는 PER을 나타낸다. 여기서, QRM-MLD은 ML(Maximum Likelihood)과 거의 동일한 성능을 갖는다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 SMML방식을 상기 QRM-MLD와 비교하여 비슷한 성능을 갖는다. 따라서, 상기 SMML방식은

의 복잡도를 가지는 ML에 비해 O(M)의 복잡도를 가지면서 성능에서는 1dB 정도의 차이를 갖는다.

상기 도 5에 도시된 MMSE-OSIC, SMML, QRM-MLD의 복잡도를 하기 표 1에 나타내고 있다.

	Complexity(single carrier, real)
	# of divider	# of multiplier
	# of divider	per frame	per symbol
MMSE-OSIC	43	694	128
SMML	64	698	680
QRM-MLD	4	816	1632

상기 표 1을 참조하면, 송수신 안테나 수가 각각 4개인 16QAM 시스템에서 싱글 캐리어당 필요한 실제 배율기(Real Multiplier)와 실제 분할기(Real Divider) 수를 각 검출 알고리즘에 따라 비교해 놓은 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 다중 안테나 시스템에서 공간 멀티플랙스 방식으로 수신할 경우, 각 송신 안테나의 채널을 정렬한 후, 서브 시스템을 생성하여 MML을 통하여 복잡도를 줄이므로 수신기가, ML(Maximum Likelehood)에 근접한 성능을 가지며, SIC(Successive Interference Cancellation)수준의 복잡도로 얻을 수 있는 이점이 있다.

Claims

무선통신 시스템에서 신호 검출 장치에 있어서,

수신신호의 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 정렬하는 채널 정렬기와,

상기 정렬된 채널들 중 임의의 채널을 널링(Nulling)하여 최소 단위의 서브시스템을 생성하는 서브시스템 생성기와,

상기 최소 단위의 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 MML연산기와,

상기 산출된 소정개수의 전송 신호벡터들 중 유클리드 거리(Euclidean Distance)가 가장 짧은 전송 신호벡터를 선택하는 전송 벡터 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 채널 정렬기는, 수신신호의 추정된 채널들의 벡터 크기를 이용하여 내림 차순 또는 오름 차순으로 정렬하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 서브시스템 생성기는,

기븐 로테이션(Givens Rotation)을 이용하여 상기 정렬된 채널들 중 가장 상위 채널부터 순차적으로 널링하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 3항에 있어서,

상기 서브시스템 생성기는, 상기 기븐 로테이션 방식을 이용하여 하기 수학식 11과 같이 채널을 널링하는 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,3, G_Ⅳ,1는
, G_Ⅳ,2는
, G_Ⅳ,3는
, H_Ⅳ는
로 4×4 다중 안테나 시스템의 채널을 나타냄.
제 1항에 있어서,

상기 채널 정렬기는, 상기 생성된 서브시스템이 최소 단위의 서브시스템이 아닐 경우, 상기 생성된 서브시스템의 채널들을 재정렬하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 MML연산기는,

상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널들을 이용하여 상기 다중 안테나 시스템의 변조 비트수 만큼의 순서쌍들을 산출하고,

상기 순서쌍들의 유클리드 거리를 계산하여, 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 소정 개수의 순서쌍들을 선택하고,

상기 순서쌍들을 MML에 적용하여 상기 널링된 채널의 전송 신호 벡터를 순차적으로 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 6항에 있어서,

상기 MML연산기는, 하기 수학식 12와 같이 슬라이싱(Slicing)을 이용하여 순서쌍을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, x₄,x₁은 상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널, h_Ⅱ는 2×2 서브 시스템의 채널, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 6항에 있어서,

상기 MML연산기는, 하기 수학식 13과 같이 슬라이싱을 이용하여 전송 신호 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, x₂는 3×3시스템에서 널링된 채널, x₃는 4×4시스템에서 널링된 채널, h_Ⅲ는 3×3 서브 시스템의 채널, y_Ⅲ - h_Ⅲ,ix_i는 상기 3×3시스템에서 x_i의 채널을 제거, h_Ⅳ는 4×4 서브 시스템, y_Ⅳ - h_Ⅳ,ix_i는 상기 4×4시스템에서 x_i의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
무선통신 시스템에서 내림차순 정렬을 이용한 신호 검출 방법에 있어서,

수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들의 소정 방식에 따라 내림차순으로 정렬하는 과정과,

상기 정렬된 채널에서 임의의 채널을 널링(Nulling)하여 최소 단위 서브시스템을 생성하는 과정과,

상기 최소 단위 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과,

상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 채널의 정렬은, 상기 추정된 채널 벡터의 크기에 따라 내림차순으로 정렬하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 서브시스템은, 기븐 로테이션(ivens Rotation)을 이용하여 채널 상태가 가장 좋은 채널부터 순차적으로 널링하여 생성하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 11항에 있어서,

상기 기븐 로테이션 방식은, 하기 수학식 14과 같이 채널을 널링하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,2, G_Ⅳ,1는
, G_Ⅳ,2는
, G_Ⅳ,3는
, H_Ⅳ는
로 4×4 다중 안테나 시스템의 채널을 나타냄.
제 9항에 있어서,

상기 널링을 통해 생성한 서브시스템이 최소 단위 서브시스템이 아닐 경우, 상기 생성된 서브시스템에 포함된 채널들을 다시 내림차순으로 정렬하는 과정과,

상기 재정렬된 채널들 중 채널 상태가 가장 좋은 채널을 널링하여 서브시스템을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 소정 개수의 전송 신호 벡터들의 산출은,

상기 최소 단위의 서브시스템에 포함된 채널들의 변조 비트 수만큼 순서쌍을 생성하는 과정과,

상기 순서쌍의 유클리드 거리를 계산하여, 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 소정 개수의 순서쌍들을 선택하는 과정과,

상기 순서쌍들을 MML에 적용하여 상기 널링된 채널의 전송 신호 벡터를 순차적으로 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 14항에 있어서,

상기 순서쌍은, 하기 수학식 15과 같이 슬라이싱(Slicing)을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₄,x₁은 상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널, h_Ⅱ는 2×2 서브 시스템의 채널, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 14항에 있어서,

상기 전송 신호 벡터는, 하기 수학식 16과 같이 슬라이싱을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₂는 3×3시스템에서 널링된 채널, x₃는 4×4시스템에서 널링된 채널, h_Ⅲ는 3×3 서브 시스템의 채널, y_Ⅲ - h_Ⅲ,ix_i는 상기 3×3시스템에서 x_i의 채널을 제거, h_Ⅳ는 4×4 서브 시스템, y_Ⅳ - h_Ⅳ,ix_i는 상기 4×4시스템에서 x_i의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
무선통신 시스템에서 오름차순 정렬을 이용한 신호 검출 방법에 있어서,

수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 오름차순으로 정렬하는 과정과,

상기 정렬된 채널에서 임의의 채널을 널링하여 최소 단위 서브시스템을 생성하는 과정과,

상기 최소 단위 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과,

상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 17항에 있어서,

상기 채널의 정렬은, 상기 추정된 채널 벡터의 크기에 따라 오림차순으로 정렬하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 17항에 있어서,

상기 서브시스템은, 기븐 로테이션(ivens Rotation)을 이용하여 채널 상태가 가장 나쁜 채널부터 순차적으로 널링을 통해 생성하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 19항에 있어서,

상기 기븐 로테이션 방식은, 하기 수학식 17과 같이 채널을 널링하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,2, G_Ⅳ,1는
, G_Ⅳ,2는
, G_Ⅳ,3는
, H_Ⅳ는
로 4×4 다중 안테나 시스템의 채널을 나타냄.
제 17항에 있어서,

상기 널링을 통해 생성한 서브시스템이 최소 단위 서브시스템이 아닐 경우, 상기 생성된 서브시스템에 포함된 채널들을 다시 오름차순으로 정렬하는 과정과,

상기 재정렬된 채널들 중 채널 상태가 가장 나쁜 채널을 널링하여 서브시스템을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 17항에 있어서,

상기 소정 개수의 전송 신호 벡터들의 산출은,

상기 최소 단위의 서브시스템에 포함된 채널들의 변조 비트 수만큼 순서쌍을 생성하는 과정과,

상기 순서쌍의 유클리드 거리를 계산하여, 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 소정 개수의 순서쌍들을 선택하는 과정과,

상기 순서쌍들을 MML에 적용하여 상기 널링된 채널의 전송 신호 벡터를 순차적으로 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 22항에 있어서,

상기 순서쌍은, 하기 수학식 18과 같이 슬라이싱(Slicing)을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₄,x₁은 상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널, h_Ⅱ는 2×2 서브 시스템의 채널, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 22항에 있어서,

상기 전송 신호 벡터는, 하기 수학식 19과 같이 슬라이싱을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₂는 3×3시스템에서 널링된 채널, x₃는 4×4시스템에서 널링된 채널, h_Ⅲ는 3×3 서브 시스템의 채널, y_Ⅲ - h_Ⅲ,ix_i는 상기 3×3시스템에서 x_i의 채널을 제거, h_Ⅳ는 4×4 서브 시스템, y_Ⅳ - h_Ⅳ,ix_i는 상기 4×4시스템에서 x_i의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
무선통신 시스템에서 오름 차순과 내림차순 정렬을 함께 이용한 신호 검출 방법에 있어서,

수신 신호의 채널을 추정하여, 상기 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 내림 차순 정렬하여 제 1 전송 신호 벡터를 생성하는 과정과,

상기 추정된 채널들을 상기 소정 방식에 따라 오름 차순 정렬을 하여 제 2 전송 신호 벡터를 생성하는 과정과,

상기 제 1 전송 신호 벡터와 제 2 전송 신호 벡터의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 산출하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 25항에 있어서,

상기 제 1 전송 신호 벡터를 생성하는 과정은,

상기 내림차순 정렬된 채널에서 채널 상태가 가장 좋은 채널을 널링(Nulling)하여 최소 단위 서브 시스템을 생성하는 과정과,

상기 최소 단위 서브 시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과,

상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 상기 제 1 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 널링을 통해 생성한 서브시스템이 최소 단위 서브시스템이 아닐 경우, 상기 생성된 서브시스템의 채널들을 다시 내림차순으로 정렬하는 과정과,

상기 재정렬된 채널들 중 채널 상태가 가장 좋은 채널을 널링하여 서브시스템을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 서브시스템은, 기븐 로테이션(ivens Rotation)을 이용하여 채널 상태가 가장 좋은 채널부터 순차적으로 널링하여 생성하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 기븐 로테이션 방식은, 하기 수학식 20과 같이 채널을 널링하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,2, G_Ⅳ,1는
, G_Ⅳ,2는
, G_Ⅳ,3는
, H_Ⅳ는
로 4×4 다중 안테나 시스템의 채널을 나타냄.
제 26항에 있어서,

상기 소정 개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정은,

상기 최소 단위의 서브시스템에 포함된 채널들의 변조 비트 수만큼 순서쌍을 생성하는 과정과,

상기 순서쌍의 유클리드 거리를 계산하여, 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 소정 개수의 순서쌍들을 선택하는 과정과,

상기 순서쌍들을 MML에 적용하여 상기 널링된 채널의 전송 신호 벡터를 순차적으로 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 30항에 있어서,

상기 순서쌍은, 하기 수학식 21과 같이 슬라이싱(Slicing)을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₄,x₁은 상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널, h_Ⅱ는 2×2 서브 시스템의 채널, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 30항에 있어서,

상기 전송 신호 벡터는, 하기 수학식 22과 같이 슬라이싱을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₂는 3×3시스템에서 널링된 채널, x₃는 4×4시스템에서 널링된 채널, h_Ⅲ는 3×3 서브 시스템의 채널, y_Ⅲ - h_Ⅲ,ix_i는 상기 3×3시스템에서 x_i의 채널을 제거, h_Ⅳ는 4×4 서브 시스템, y_Ⅳ - h_Ⅳ,ix_i는 상기 4×4시스템에서 x_i의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 25항에 있어서,

상기 제 2 전송 신호 벡터의 생성은,

상기 오름차순으로 정렬된 채널에서 채널 상태가 가장 나쁜 채널을 널링하여 최소 단위 서브시스템을 생성하는 과정과,

상기 최소 단위 서브시스템에서 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과,

상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 33항에 있어서,

상기 널링을 통해 생성한 서브시스템이 최소 단위 서브시스템이 아닐 경우, 상기 생성된 서브시스템에 포함된 채널들을 다시 오름차순으로 정렬하는 과정과,

상기 재정렬된 채널들 중 채널 상태가 가장 나쁜 채널을 널링하여 서브시스템을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 33항에 있어서,

상기 서브시스템은, 기븐 로테이션(ivens Rotation)을 이용하여 채널 상태가 가장 나쁜 채널부터 순차적으로 널링하여 생성하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 35항에 있어서,

상기 기븐 로테이션 방식은, 하기 수학식 23과 같이 채널을 널링하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, G_Ⅳ는 G_Ⅳ,1G_Ⅳ,2G_Ⅳ,2, G_Ⅳ,1는
, G_Ⅳ,2는
, G_Ⅳ,3는
, H_Ⅳ는
로 4×4 다중 안테나 시스템의 채널을 나타냄.
제 33항에 있어서,

상기 소정 개수의 전송 신호 벡터들의 산출은,

상기 최소 단위의 서브시스템에 포함된 채널들의 변조 비트 수만큼 순서쌍을 생성하는 과정과,

상기 순서쌍의 유클리드 거리를 계산하여, 가장 짧은 유클리드 거리를 갖는 순서쌍부터 순차적으로 소정 개수의 순서쌍들을 선택하는 과정과,

상기 순서쌍들을 MML에 적용하여 상기 널링된 채널의 전송 신호 벡터를 순차적으로 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 37항에 있어서,

상기 순서쌍은, 하기 수학식 24과 같이 슬라이싱(Slicing)을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₄,x₁은 상기 최소 단위 서브시스템에 포함된 채널, h_Ⅱ는 2×2 서브 시스템의 채널, y_Ⅱ - h_Ⅱ,4x₄는 상기 2×2시스템에서 x₄의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
제 37항에 있어서,

상기 전송 신호 벡터는, 하기 수학식 25과 같이 슬라이싱을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, x₂는 3×3시스템에서 널링된 채널, x₃는 4×4시스템에서 널링된 채널, h_Ⅲ는 3×3 서브 시스템의 채널, y_Ⅲ - h_Ⅲ,ix_i는 상기 3×3시스템에서 x_i의 채널을 제거, h_Ⅳ는 4×4 서브 시스템, y_Ⅳ - h_Ⅳ,ix_i는 상기 4×4시스템에서 x_i의 채널을 제거하는 것을 나타냄.
무선통신 시스템에서 신호 검출 장치에 있어서,

수신신호의 추정된 채널들을 소정 방식에 따라 정렬하는 채널 정렬기와,

상기 정렬된 채널들에 대해 슬라이싱(Slicing)을 통한 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 MML연산기와,

상기 산출된 소정개수의 전송 신호벡터들 중 유클리드 거리(Euclidean Distance)가 가장 짧은 전송 신호벡터를 선택하는 전송 벡터 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 40항에 있어서,

상기 채널 정렬기는, 상기 추정된 채널들의 벡터 크기를 이용하여 내림 차순 또는 오름 차순으로 정렬하는 것을 특징으로 하는 장치.
다중안테나 시스템에서 공간 멀티플랙싱(Spatial Multiplexing) 방식의 수신 신호 검출 방법에 있어서,

수신 신호의 채널을 추정한 후, 상기 추정된 채널들의 소정 방식에 따라 정렬하는 과정과,

상기 정렬된 채널에 대해 슬라이싱(Slicing)을 통한 MML(Modified Maximum Likelihood)을 수행하여 소정개수의 전송 신호 벡터들을 산출하는 과정과,

상기 소정개수의 전송 신호 벡터들의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 계산하여 최소 유클리드 거리를 갖는 전송 신호 벡터를 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 42항에 있어서,

상기 채널의 정렬은, 상기 추정된 채널 벡터의 크기에 따라 내림차순 또는 오름차순으로 정렬하는 것을 특징으로 하는 방법.