JP4504958B2 - 多重アンテナシステムにおける空間マルチプレックス方式の検出装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおける信号検出装置及び方法に関する。本発明は、多重アンテナシステム（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）における空間マルチプレックス方式の検出装置及び方法に関し、前記多重アンテナシステムにおいて受信機の複雑度を低くし、かつ性能の劣化のない空間マルチプレックス方式の検出装置及び方法に関する。

近来、次世代無線通信システムでは、従来の音声サービス中心の移動通信システムから高品質のマルチメディアサービスを支援するために、より多くのデータをより速く、かつ低いエラー確率で伝送するための多様な技術が研究されつつある。

多重アンテナシステム技術は、最近注目されつつある技術であって、送受信端それぞれが多重アンテナを使用するシステムで、単一アンテナを使用するシステムに比べて、追加的な周波数や送信電力の割り当てがなくてもチャネル伝送容量をアンテナ数に比例して増加させることができる。

前記多重アンテナシステム技術は、空間ダイバーシチ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式及び空間マルチプレックス方式と、空間ダイバーシチとマルチプレックスとを結合した方式とに大別できる。

まず、前記空間ダイバーシチ方式とは、１つの伝送信号を複数の送信アンテナを介して同時に伝送し、送受信アンテナ数の積に相当するダイバーシチ利得を得ることにより、伝送信頼度を高める方式のことを言う。次に、空間マルチプレックス方式とは、同時に複数の信号列を伝送することにより、伝送率を高める方式のことを言う。

上述のように、前記空間マルチプレックス方式は、各送信アンテナ別に互いに異なるデータを送信する。前記送信アンテナから同時に複数のデータが伝送されるため、伝送された前記データ間の相互干渉が生じる。したがって、受信機においては、干渉信号の影響を考慮し、最大尤度（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）受信機、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）などの空間マルチプレックス検出方式を利用して、信号を検出するか、または干渉を除去した後、検波する。ここで、前記干渉除去には、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）などがある。

前記空間マルチプレックス検出方式の各アルゴリズムを簡略に説明するために、まず前記多重アンテナシステムを詳説すれば、下記図１の通りである。

図１は、通常の多重アンテナシステムの概略的な構造を示している。

同図に示すように、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナ１０９，１１１，１１３と、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナ１２１，１２３，１２５で構成された多重アンテナシステムにおける送信機は、多重化器１０１及びＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）１０３，１０５，１０７を備え、受信機は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）１２７，１２９，１３１及び信号検出器１３３を備える。

まず、送信機における多重化器１０１は、前記受信機に伝送するデータストリームを送信アンテナ１０９、１１１、１１３の個数と同じ個数で多重化して出力する。前記ＩＦＦＴ１０３，１０５，１０７は、各送信アンテナ１０９，１１１，１１３別に存在し、前記多重化器１０１の出力信号を逆高速フーリエ変換し、前記各送信アンテナ１０９，１１１，１１３を介して伝送する。

次に、受信機は、前記送信機から各アンテナ別１２１，１２３，１２５に信号を受信し、前記受信アンテナ別１２１，１２３，１２５に存在する前記ＦＦＴ１２７，１２９，１３１において高速フーリエ変換を行う。前記信号検出器１３３は、前記ＦＦＴ１２７，１２９，１３１において高速フーリエ変換されたデータストリームに対して、一定の処理過程を行う。

前記送信アンテナ１０９，１１１，１１３を介して伝送される送信信号ベクトルｘ＝［ｘ_１，ｘ_２，…，ＸＮ_Ｔ］^Ｔは、チャネルＨを介して伝送され、受信端においてｙ＝［ｙ_１，ｙ_２，…，ＹＮ_Ｒ］^Ｔで受信される。すなわち、前記送信信号ｘが、チャネルＨを介して受信された信号ｙは、下記式１のように示される。

下記式１は、多重アンテナシステムの送受信信号の関係を示す。ここで、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナとＮ_Ｔ個の送信アンテナを使用する多重アンテナシステムを仮定する。

ここで、ｙは、受信信号を表し、チャネルＨは、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔ行列で表し、前記行列においてｉ番目の行とｊ番目の列に該当する要素ｈ_ｉｊは、ｉ番目の受信アンテナとｊ番目の送信アンテナとの間のチャネル応答を表す。また、ｘは、各送信アンテナ別に送信される送信信号を表し、ｎは、各受信アンテナの雑音を表す。

前記図１のように、多重アンテナシステムにおける従来の技術に係る空間マルチプレックス検出方式を説明すれば、まず最大尤度受信機（以下、「ＭＬ」と記す）は、前記数１のチャネルの配列内に存在する、全てのシンボルベクトルに対して、下記式２を利用してユークリッド距離を算出する。以後、算出された前記各シンボルベクトルのユークリッド距離が最も小さなベクトルを選択する方式である。

下記式２は、ＭＬの最大尤度を検出するための式である。

前記ＭＬの計算量は、全体シンボルベクトルを検査するため、

の計算量を表す。すなわち、計算量は、送信アンテナ個数の指数乗に比例する。

次に、前記ＳＩＣ方式は、以前ステップにおいて検出された値を受信信号から除去する方式であって、以前に検出された前記値に対する信頼度が、段階が過ぎれば過ぎるほど低くなるという問題がある。したがって、前記ＳＩＣにおいて、性能劣化の要因であるエラー伝播（Ｅｒｒｏｒ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ）に対する考慮が必要となる。すなわち、前記ＳＩＣ過程を経るようになることから、信号強度の弱い送信アンテナ信号は、性能が大きく改善されない。

前記Ｖ−ＢＬＡＳＴは、前記ＳＩＣを改善したアルゴリズムであって、前記ＳＩＣに信号強度が大きい送信アンテナのインデックスの順に前記ＳＩＣを行い、従来のＳＩＣに比べて向上した性能を有する。

最後に、ＭＭＬ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＭＬ）は、全体送信アンテナのうち、任意の１つの送信アンテナから伝送された信号を除いた、残りの送信アンテナから伝送されたシンボルベクトルに対して前記ＭＬを行う。以後、除外された前記１つの送信アンテナから伝送された信号を、下記式４を利用して算出する。

下記式４は、１つのシンボルベクトルをスライスして算出する式である。

ここで、ｉは、除外された前記１つの送信アンテナを表し、ｊは、除外されていない前記送信アンテナを表す。また、

は、全受信信号から前記ＭＬを介して算出した送信アンテナの信号を除去することを表し、Q()は、スライス演算を表す。

上述のように動作する前記ＭＭＬは、前記ＭＬと同じ性能を有し、計算の複雑度は、

に低くなる。すなわち、送信アンテナ数から１を引いた値の指数乗分の複雑度が低くなる。

前記空間マルチプレックス方式の受信機の性能は、前記受信機の計算複雑度と反比例の関係にある。すなわち、前記受信機の計算複雑度が低くなるほど、前記受信機の性能は良くなる。しかしながら、従来の技術に係る前記ＭＬやＭＭＬなどの場合、計算量が複雑なため、計算量をさらに低減するためのアルゴリズムが必要となる。

本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、無線通信システムにおける信号検出装置及び方法、多重アンテナシステムにおける空間マルチプレックス方式の受信機の計算複雑度を低減するための装置及び方法を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、多重アンテナシステムにおける空間マルチプレックス方式において、サブシステムを利用して受信機の性能を低下させず、かつ複雑度を低減できる装置及び方法を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明の第１の態様に係る無線通信システムにおける信号検出装置によれば、受信信号の推定されたチャネルを所定方式に応じて整列するチャネル整列器と、整列された前記チャネルのうち、任意のチャネルをナリングし、最小単位のサブシステムを生成するサブシステム生成器と、前記最小単位のサブシステムにおいて、ＭＭＬを行い、所定個数の伝送信号ベクトルを算出するＭＭＬ演算器と、算出された前記所定個数の伝送信号ベクトルのうち、ユークリッド距離が最も短い伝送信号ベクトルを選択する伝送ベクトル決定器とを備えることを特徴とする。

また、本発明の第２の態様に係る無線通信システムにおける降順整列を利用した信号検出方法によれば、受信信号のチャネルを推定した後、推定された前記チャネルの所定方式に応じて降順に整列する過程と、整列された前記チャネルにおいて任意のチャネルをナリングし、最小単位のサブシステムを生成する過程と、前記最小単位のサブシステムにおいてＭＭＬを行い、所定個数の伝送信号ベクトルを算出する過程と、前記所定個数の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第３の態様に係る無線通信システムにおける昇順整列を利用した信号検出方法によれば、受信信号のチャネルを推定した後、該推定されたチャネルの所定方式に応じて昇順に整列する過程と、整列された前記チャネルにおいて任意のチャネルをナリングし、最小単位のサブシステムを生成する過程と、前記最小単位のサブシステムにおいてＭＭＬを行い、所定個数の伝送信号ベクトルを算出する過程と、前記所定個数の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第４の態様に係る無線通信システムにおける昇順整列及び降順整列を利用した信号検出方法によれば、受信信号のチャネルを推定し、推定された前記チャネルを所定方式に応じて降順整列することにより、第１の伝送信号ベクトルを生成する過程と、推定された前記チャネルを前記所定方式に応じて昇順に整列することにより、第２の伝送信号ベクトルを生成する過程と、前記第１の伝送信号ベクトル及び第２の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を算出し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含む。

また、本発明の第５の態様に係る無線通信システムにおける信号検出装置によれば、受信信号の推定されたチャネルを所定方式に応じて整列するチャネル整列器と、整列された前記チャネルに対して、スライスを介したＭＭＬを行い、所定個数の伝送信号ベクトルを算出するＭＭＬ演算器と、算出された前記所定個数の伝送信号ベクトルのうち、ユークリッド距離が最も短い伝送信号ベクトルを選択する伝送ベクトル決定器とを備えることを特徴とする。

また、本発明の第６の態様に係る無線通信システムにおける信号検出方法によれば、受信信号のチャネルを推定した後、推定された前記チャネルの所定方式に応じて整列する過程と、整列された前記チャネルに対して、スライスを介したＭＭＬを行い、所定個数の伝送信号ベクトルを算出する過程と、前記所定個数の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含むことを特徴とする。

本発明によれば、多重アンテナシステムにおける空間マルチフレックス方式で受信する場合、各送信アンテナのチャネルを整列した後、サブシステムを生成して、ＭＭＬを介して複雑度を低減するため、受信機がＭＬに近い性能を有し、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）水準の複雑度も得ることができるという利点がある。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面に基づき詳細に説明する。

そして、本発明の説明において、関連した公知機能あるいは構成に対する具体的な説明により、本発明の要旨が不明確になる恐れがあると判断される場合、その詳細な説明は、省略する。

以下、本発明は、多重アンテナシステムにおける空間マルチプルラック式方式の受信機の計算複雑度を低減するための技術について説明する。以下では、送信アンテナ及び受信アンテナがそれぞれ４個の４×４多重アンテナシステムを仮定して説明する。

図２は、本発明に係るＳＭＭＬ（Ｓｏｒｔｅｄ ＭＭＬ）受信機のブロック構成を示している。

同図に示すように、受信機は、チャネル推定器２０１、チャネル整列器２０３、サブシステム生成器２０５、ＭＭＬ演算器２０７、及び伝送ベクトル決定器２０９を備える。

まずチャネル推定器２０１は、受信アンテナを介して受信された信号のチャネルを推定する。チャネル整列器２０３は、前記チャネル推定器２０１において推定されたチャネルのチャネルベクトルの大きさに応じて、降順又は昇順に整列する。また、サブシステム生成器２０５から生成したサブシステムに含まれたチャネルが提供され、降順又は昇順に再整列を行う。例えば、前記チャネルベクトルの大きさに応じて整列された４×４システムを、前記サブシステム生成器２０５において３×３のサブシステムに生成した後、２×２サブシステムを生成するために、前記３×３サブシステムに含まれたチャネルを前記チャネル整列器２０３に提供して再整列を行う。

前記サブシステム生成器２０５は、前記チャネル整列器２０３において降順又は昇順に整列されたチャネルを、ギブンローテーションベクトルを利用してナリングすることにより、サブシステムを生成する機能を果たす（詳細は、下記図３において説明する）。

ＭＭＬ演算器２０７は、前記サブシステム生成器２０５において最終生成されたサブシステム（例えば：２×２サブシステム）に対しＭＭＬを行い、伝送信号ベクトルを求める。以後、生成した前記サブシステムの伝送信号ベクトルに対するＭＭＬを再び行って、前記サブシステム生成器２０５においてナリングしたチャネルの伝送信号ベクトルを算出する。ここで、前記ＭＭＬ演算器２０７は、１つの伝送信号ベクトルを決定するものでなく、前記多重アンテナシステムの変調方式に応じて、Ｍ（Ｍ−ａｒｙ変調）個の候補伝送信号ベクトルを求める。すなわち、前記サブシステムにおいて１つの伝送信号ベクトルを決定するときにエラー（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ）が発生する場合、ＭＭＬを行うほど前記エラーが次第に大きくなる（Ｅｒｒｏｒ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ）ことを低減するため、前記Ｍ個の候補伝送信号ベクトルを求める。

伝送ベクトル決定器２０９は、前記ＭＭＬ演算器２０７において決定された候補伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、前記ユークリッド距離が最も小さな伝送信号ベクトルを選択する。

図３は、本発明の第１実施の形態に係るＳＭＭＬの手順を示している。以下では、チャネルを降順に整列すると仮定して説明する。

同図に示すように、まず受信機は、受信信号のチャネルを推定した後、ステップＳ３０１に進み、推定された前記チャネルのベクトル大きさ（ｎｏｒｍ）を利用して、降順に整列する。ここで、前記チャネルを降順に整列することは、チャネル状態が最も悪い２つの送信アンテナのチャネルに対して、２×２サブシステムを構成してＭＭＬを行うためである。また、前記チャネルの整列順序をｈ_３＞ｈ_２＞ｈ_４＞ｈ_１と仮定する。

推定された前記チャネルを降順に整列した後、前記受信機は、ステップＳ３０３に進み、ギブンローテーションを利用して、チャネル状態が最も良い送信アンテナに対するチャネルｈ_３

をナリングすることにより、３×３サブシステムＨ_IIIを作る。
ここで、前記３×３サブシステムは、下記式８を利用して生成する。
下記式８は、４×４システムにおいて４番目の受信アンテナと３番目の送信アンテナとの間のチャネルｈ_４，３をナリングするための式を示す。

ここで、Ｇ_IV，１は、

を表し、ｃは、

を表し、ｓは、

を表す。また、Ｈ_IVは、

であって、４×４多重アンテナシステムを表す。
前記数８のように、Ｇ_IV，２Ｈ_IVとＧ_IV，３Ｈ_IVを順次行う場合、下記式１３のように示される。

G _IV,2 H _IV が実行される時、結果は、以下に示される式によって与えられる。

ここで、G _IV,2 は、

を表し、G _IV,1 は、

を表し、さらに、

及び

であり、これは４×４多重アンテナシステムであり、G _IV,3 H _IV が実行される時、結果は、以下に示される式によって与えられる。

ここで、G _IV は、G _IV,3 G _IV,2 G _IV,1 を表し、G _IV,1 は、

を表し、G _IV,2 は、

を表し、G _IV,3 は、

を表し、さらに、

及び

であり、これは４×４多重アンテナシステムである。

以後、前記受信機は、ステップＳ３０５に進み、前記ステップＳ３０３から生成した３×３サブシステムのチャネルｈ´_２，ｈ´_４，ｈ´_１を降順に再整列する。ここで、前記チャネルの整列順序をｈ´_２＞ｈ´_１＞ｈ´_４と仮定する。

前記チャネルを再整列した後、前記受信機は、ステップＳ３０７に進み、再整列した前記チャネルを前記数８に適用して、再整列した前記チャネルのうち、最も良いチャネルｈ_２

をナリングすることにより、２×２サブシステムＨ_IIを生成する。ここで、前記２×２サブシステムの生成は、前記式８を利用してＧ_IIIＨ_IIIを利用して生成する。ここで、前記Ｇ_IIIは、Ｇ_III，１Ｇ_III，２を表す。

以後、前記受信機は、ステップＳ３０９に進み、前記２×２サブシステムに対して下記式１７のようにＭＭＬを利用して、Ｍ（Ｍ−ａｒｙ変調、Ｃ）個の候補順序対ｘ_１，ｘ_４を求める。

下記式１７は、２×２サブシステムの候補順序対を算出する式である。

ここで、ｈ_IIは、前記ステップＳ３０７から生成した２×２サブシステムを表し、ｙ_II−ｈ_II，４ｘ_４は、前記２×２システムにおいてｘ_４を除去することを示し、Q()は、スライス演算を示す。

すなわち、前記数１７を利用して、チャネル状態の最も悪いｘ_４をＭ（Ｍ−ａｒｙ変調）個選択した後、スライスを介して前記ｘ_４に対したｘ_１を求めることにより、Ｍ個の候補順序対を生成する。

前記Ｍ個の順序対ｘ_１，ｃ，ｘ_４，ｃを生成した後、前記受信機は、ステップＳ３１１に進み、下記式１８を利用して前記Ｍ個の順序対のユークリッド距離を算出する。

下記式１８は、ユークリッド距離を算出する式である。

ここで、前記Ｈ_IIは、前記ステップＳ３０７から生成した２×２サブシステムを表し、前記Ｃは、候補順序対のインデックスを表す。

前記数１８を利用して生成した順序対のユークリッド距離を算出した後、最も小さなユークリッド距離を有する順序対からＳ個の順序対を順次検出する。ここで、前記Ｓは、前記Ｍより小さいか同じである。また、特定順序対を選択せず、Ｓ個の順序対を選択する理由は、前記特定順序対のみを選択した場合にエラーが発生すれば、ナリングした前記チャネルの値を算出しながら、前記エラーが次第に大きくなることを防止するためである。すなわち、前記２×２サブシステムにおいて発生するエラーが、さらに大きくなるのを防止するために、複数の順序対を検出する。

以後、前記受信機は、ステップＳ３１３に進み、検出した前記Ｓ個の順序対を下記式１９に適用し、前記ステップＳ３０３、ステップＳ３０７においてナリングしたチャネルｘ_３，ｘ_２を算出する。

下記式１９は、ＭＭＬを利用してナリングしたチャネルｘ_３，ｘ_２を算出するための式である。

ここで、ｈ_IIIは、前記ステップＳ３０５から生成した３×３サブシステムを表し、ｈ_IVは、４×４システムを表し、Q()は、スライス演算を表す。すなわち、前記スライスを介して前記３×３サブシステムにおいてｘ_２を算出した後、前記４×４システムにおいてｘ_３を算出する。

前記式１９を利用して、前記ナリングしたチャネルｘ_３，ｘ_２を算出すれば、計Ｓ個の候補伝送信号ベクトルが生成される。

前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを算出した後、前記受信機は、ステップＳ３１５に進む、前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを下記式２０に適用して、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する。

下記式２０は、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを算出する式である。

ここで、前記ｘ_ｉ，ｃは、ｉ番目のチャネルのｃ番目の候補伝送信号ベクトルを表す。

上述のように、前記図３は、チャネルを降順に整列し、チャネル状態の悪いチャネルを利用して２×２サブシステムを生成した後、ＭＭＬを行う方法である。さらに、前記チャネルを昇順に整列し、チャネル状態の悪いチャネルをナリングして、チャネル状態の良いチャネルを利用して２×２サブシステムを生成した後、ＭＭＬを行う方式も可能である。

上述のように、チャネルを昇順又は降順に１つの整列のみを使用する場合、２×２サブシステムを構成したシンボルは、ＭＬ効果が得られるが、残りシンボルは、ＭＬ効果が得られない。その代わりに前記残りシンボルは、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍａｌ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）ゲイン（ｇａｉｎ）を得るようになる。したがって、前記シンボルがＭＬに近い性能を得るためには、前記昇順整列と降順整列を同時に使用しなければならない。

図４は、本発明の第２実施の形態に係るＳＭＭＬの手順を示している。

同図に示すように、まず受信機は、受信信号のチャネルを推定した後、ステップＳ４００において推定された前記チャネルのベクトル大きさを利用して、チャネルを降順と昇順に整列する。

まず降順に整列する場合、前記受信機は、ステップＳ４０１に進み、推定された前記チャネルのベクトル大きさを利用して、降順に整列する。ここで、前記チャネルを降順に整列することは、チャネル状態が最も悪い２つの送信アンテナのチャネルに対して、２×２サブシステムを構成してＭＭＬを行うためである。また、前記チャネルの整列順序をｈ_３＞ｈ_２＞ｈ_４＞ｈ_１と仮定する。

推定された前記チャネルを降順に整列した後、前記受信機は、ステップＳ４０３に進み、前記数８を利用してチャネル状態が最も良い送信アンテナに対するチャネルｈ_３

をナリングすることにより、３×３サブシステムＨ_IIIを作る。ここで、前記３×３サブシステムＨ_IIIの生成手順は、前記図３と同様なので、その説明は、省略する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４０５に進み、前記ステップＳ４０３から生成された３×３サブシステムＨ_IIIのチャネルｈ´_２，ｈ´_４，ｈ´_１を降順に再整列する。ここで、残った前記チャネルの整列順序をｈ´_２＞ｈ´_１＞ｈ´_４と仮定する。

前記チャネルを再整列した後、前記受信機は、ステップＳ４０７に進み、再整列された前記チャネルを前記数８に適用して、再整列した前記チャネルのうち、最も良いチャネルｈ_２

をナリングすることにより、２×２サブシステムＨ_IIを生成する。前記２×２サブシステムＨ_IIの生成手順は、前記図３と同様なので、その説明は省略する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４０９に進み、生成された前記２×２サブシステムに対して、前記数１７と同様に、ＭＭＬを利用して、Ｍ（Ｍ−ａｒｙ変調、Ｃ）個の候補順序対ｘ_１，ｘ_４を求める。すなわち、最も悪いチャネルｘ_４をＭ（Ｍ−ａｒｙ変調）個選択した後、前記ｘ_４に対したｘ_１を求めて、Ｍ個の候補順序対を生成する。

前記Ｍ個の順序対を生成した後、前記受信機は、ステップＳ４１１に進み、前記数１８を利用して前記Ｍ個の順序対のユークリッド距離を算出し、最も小さなユークリッド距離を有する順序対からＳ個の順序対を順次検出する。ここで、前記Ｓは、前記Ｍより小さいか同じである。また、特定順序対を選択せず、Ｓ個の順序対を選択する理由は、前記特定順序対のみを選択する場合にエラーが発生すれば、ナリングした前記チャネルの値を算出するとき、前記エラーが次第に大きくなることを防止するためである。すなわち、前記２×２サブシステムにおいて発生するエラーが、さらに大きくなるのを防止するために、複数の順序対を検出する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４１３に進み、検出した前記Ｓ個の順序対を前記数１９に適用し、スライスを介して前記ステップＳ４０３、ステップＳ４０７においてナリングしたチャネルｘ_３，ｘ_２を算出する。すなわち、前記ステップＳ４１１において検出したＳ個の順序対に応じて、計Ｓ個の候補伝送信号ベクトルが生成される。

前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを算出した後、前記受信機は、ステップＳ４１５に進み、前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを前記数２０に適用して、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する（Ｅ_IV，１）。

次に、昇順に整列する場合、前記受信機は、ステップＳ４２１に進み、推定された前記チャネルを昇順に整列する。ここで、前記チャネルを昇順に整列することは、チャネル状態が最も良い２つの送信アンテナのチャネルに対して、２×２サブシステムを構成してＭＭＬを行うためである。また、前記チャネルの整列順序をｈ_３＞ｈ_２＞ｈ_４＞ｈ_１と仮定する。

推定された前記チャネルを昇順に整列した後、前記受信機は、ステップＳ４２３に進み、前記数８を利用してチャネル状態が最も悪い送信アンテナに対するチャネルｈ１

をナリングすることにより、３×３サブシステムＨ_IIIを作る。ここで、前記３×３サブシステムの生成手順は、前記図３と同様なので、その説明は省略する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４２５に進み、前記ステップＳ４２３から生成した３×３サブシステムのチャネルｈ´_２，ｈ´_４，ｈ´_３を昇順に再整列する。ここで、残った前記チャネルの整列順序をｈ´_３＞ｈ´_２＞ｈ´_４と仮定する。

前記チャネルを再整列した後、前記受信機は、ステップＳ４２７に進み、再整列された前記チャネルを前記数８に適用して、再整列した前記チャネルのうち、最も悪いチャネル

ｈ_４をナリングすることにより、２×２サブシステムＨ_IIを生成する。ここで、前記２×２サブシステムの生成手順は、前記図３と同様なので、その説明は省略する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４２９に進み、前記２×２サブシステムに対して、前記数１７のようにＭＭＬを利用して、Ｍ（Ｍ−ａｒｙ変調）個の候補順序対ｘ_２，ｘ_３を求める。すなわち、最も良いチャネルｘ_３をＭ（Ｍ−ａｒｙ変調）個選択した後、前記ｘ_３に対したｘ_２を求めて、Ｍ個の候補順序対を生成する。

前記Ｍ個の順序対を生成した後、前記受信機は、ステップＳ４３１に進み、前記数１８を利用して前記Ｍ個の順序対のユークリッド距離を算出し、最も小さなユークリッド距離を有する順序対の順にＳ個の順序対を検出する。ここで、前記Ｓは、前記Ｍより小さいか同じである。また、特定順序対を選択せず、Ｓ個の順序対を選択する理由は、前記特定順序対のみを選択する場合にエラーが発生すれば、前記ナリングしたチャネルの値を算出するとき、前記エラーが次第に大きくなることを防止するためである。すなわち前記２×２サブシステムが発生するエラーがさらに大きくなるのを防止するために、複数の順序対を検出する。

以後、前記受信機は、ステップＳ４３３に進み、検出した前記Ｓ個の順序対を前記数１９に適用して、スライスを介して前記ステップＳ４２３、ステップＳ４２７においてナリングしたチャネルｘ_１，ｘ_４を算出する。すなわち、前記ステップＳ４３１において検出したＳ個の順序対に応じて、計Ｓ個の候補伝送信号ベクトルが生じるようになる。

前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを算出した後、前記受信機は、ステップＳ４３５に進み、前記Ｓ個の候補伝送信号ベクトルを前記数２０に適用し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する（Ｅ_IV，２）。

以後、前記受信機は、ステップＳ４３７に進み、下記式２５を利用して前記ステップＳ４１５において選択した降順整列を介して算出した伝送信号ベクトルと、前記ステップＳ４３５において選択した昇順整列を介して算出した伝送信号ベクトルのうち、より短いユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する。

下記式２５は、最も短いユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する式である。

ここで、前記Ｅ_IV，１は、前記降順整列を介して算出した伝送信号ベクトルを表し、前記Ｅ_IV，２は、前記昇順整列を介して算出した伝送信号ベクトルを表す。

図５は、本発明に係る性能の変化を示すグラフである。以下の実験条件において、送受信アンテナの数は、それぞれ４個であって、６４個のサブキャリアを有するＯＦＤＭシステムであり、送信チャネル環境は、アンテナに依存しない９タブ周波数選択チャネル（９ Ｔａｐ Ｆｒｅｑｕｅｃｙ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ）であると仮定する。また、パケットは、１０２４０ビット（１０ ＯＦＤＭシンボル）であり、１６ＱＡＭ変調技法を使用し、横軸は、信号対雑音比を表し、縦軸は、パケットエラー率を表す。

同図に示すように、１０２４０ビットを１パケットとするＰＥＲを示す。ここで、ＱＲＭ−ＭＬＤは、ＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）とほぼ同じ性能を有する。したがって、本発明において提案するＳＭＭＬ方式を前記ＱＲＭ−ＭＬＤと比較して、類似の性能を有する。したがって、前記ＳＭＭＬ方式は、

の複雑度を有するＭＬに比べて、Ｏ（Ｍ）の複雑度を有し、性能においては、１ｄＢ程度の差がある。
前記図５に示されたＭＭＳＥ−ＯＳＩＣ，ＳＭＭＬ，ＱＲＭ−ＭＬＤの複雑度を下記表１に示している。

前記表１を参照すれば、送受信アンテナ数がそれぞれ４個である１６ＱＡＭシステムにおいて、シングルキャリア当たりに必要とする実際倍率器（Ｒｅａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）と実際分割器（Ｒｅａｌ Ｄｉｖｉｄｅｒ）の数を、各検出アルゴリズムに応じて比較したものである。

上述のように、多重アンテナシステムにおける空間マルチプレックス方式で受信する場合、各送信アンテナのチャネルを整列した後、サブシステムを生成して、ＭＭＬを介して複雑度を低減するため、受信機がＭＬに近い性能を有し、ＳＩＣ水準の複雑度も得ることができるという利点がある。

上述した本発明の好ましい実施の形態は、例示の目的のために開示されたものであり、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な置換、変形、及び変更が可能であり、このような置換、変更などは、特許請求の範囲に属するものである。

通常の多重アンテナシステムの概略的な構造を示す図である。 本発明に係るＳＭＭＬ受信機のブロック構成を示す図である。 本発明の第１実施の形態に係るＳＭＭＬの手順を示す図である。 本発明の第２実施の形態に係るＳＭＭＬの手順を示す図である。 本発明に係る性能の変化を示すグラフである。

符号の説明

２０１ チャネル推定器
２０３ チャネル整列器
２０５ サブシステム生成器
２０７ ＭＭＬ演算器
２０９ 伝送ベクトル決定器

Claims (20)

1. 無線通信システムにおける信号検出装置において、
   チャネルのベクトル大きさを利用して、降順又は昇順に整列することに応じて、受信信号の推定されたチャネルを整列するチャネル整列器と、
   ギブンローテーションを利用して、整列された前記チャネルのうち、最上位チャネルから順次ナリングし、多重アンテナシステムの最小単位であるＮ×Ｎサブシステムを生成するサブシステム生成器と、
   前記Ｎ×Ｎサブシステムに含まれたチャネルを利用し、少なくとも１つの順序対を算出し、最も短いユークリッド距離を有する順序対から所定個数の順序対を選択し、前記ナリングされたチャネルの伝送信号ベクトルを順次算出し、スライス演算を利用して、選択された前記順序対の各々についてＮ×Ｎサブシステムを作成する改善された最尤（ＭＭＬ）演算器と、
   選択された前記順序対の各々について前記所定個数の伝送信号ベクトルのうち、ユークリッド距離が最も短い伝送信号ベクトルを選択する伝送ベクトル決定器とを備え、
   Ｎは、１より大きい整数であり、
   前記改善された最尤（ＭＭＬ）演算器は、変調ビットを考慮して決定される前記順序対の数を算出することを特徴とする装置。
2. 前記サブシステム生成器が、下記式のギブンローテーションに応じて、チャネルをナリングすることを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   

   

   ここで
   

   

   

   

   

   

   であって、４×４多重アンテナシステムを表す。
3. 前記チャネル整列器は、生成された前記サブシステムが多重アンテナシステムの最小単位であるサブシステムでない場合、生成された前記サブシステムのチャネルを再整列することを特徴とする請求項１に記載の装置。
4. 前記改善された最尤（ＭＭＬ）演算器は、下記式のように、スライス演算を利用して前記順序対を算出することを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、ｘ_４，ｘ_１は、前記最小単位のサブシステムに含まれた送信信号ベクトル、ｈ_IIは、２×２サブシステムのチャネル、Q()は、スライス演算、ｙ_II−ｈ_II，４ｘ_４は、前記２×２システムにおいてｘ_４の送信信号ベクトルを除去することを表す。
5. 改善された最尤（ＭＭＬ）演算器は、下記式のように、スライス演算を利用して前記伝送信号ベクトルを算出することを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、ｘ_２は、３×３システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｘ_３は、４×４システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｈ_IIIは、３×３サブシステムのチャネル、ｙ_III−ｈ_III，ｉｘ_ｉは、前記３×３システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表し、ｈ_IVは、４×４サブシステム、Q()は、スライス演算、ｙ_IV−ｈ_IV，ｉｘ_ｉは、前記４×４システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表す。
6. 無線通信システムにおける降順整列を利用した信号検出方法において、
   受信信号のチャネルを推定した後、チャネルのベクトル大きさを利用して、推定された前記チャネルを降順に整列する過程と、
   ギブンローテーションを利用して、整列された前記チャネルのうち、最上位チャネルから順次ナリングし、多重アンテナシステムの最小単位であるＮ×Ｎサブシステムを生成する過程と、
   前記Ｎ×Ｎサブシステムに含まれたチャネルを利用し、少なくとも１つの順序対を算出する過程と、
   最も短いユークリッド距離を有する順序対から所定個数の順序対を選択する過程と、
   前記ナリングされたチャネルの伝送信号ベクトルを順次算出し、スライス演算を利用して、選択された前記順序対の各々についてＮ×Ｎサブシステムを作成する過程と、
   選択された前記順序対の各々について前記所定個数の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含み、
   Ｎは、１より大きい整数であり、
   算出された順序対の数は、変調ビットを考慮して決定されることを特徴とする方法。
7. 前記ギブンローテーション方式が、下記式のように、チャネルをナリングすることを特徴とする請求項６に記載の方法。
   

   

   

   

   ここで
   

   

   

   

   

   

   であって、４×４多重アンテナシステムを表す。
8. 生成された前記サブシステムが、多重アンテナシステムの最小単位であるサブシステムでない場合、
   生成された前記サブシステムに含まれたチャネルを再び降順に整列する過程と、
   ギブンローテーションを利用して、再整列された前記チャネルのうち、チャネル状態の最も良いチャネルをナリングすることにより、サブシステムを生成する過程と
   をさらに含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
9. 少なくとも１つの順序対を算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記順序対を算出する過程を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
   

   

   ここで、ｘ_４，ｘ_１は、前記最小単位のサブシステムに含まれた送信信号ベクトル、ｈ_IIは、２×２サブシステムのチャネル、Q()は、スライス演算、ｙ_II−ｈ_II，４ｘ_４は、前記２×２システムにおいてｘ_４の送信信号ベクトルを除去することを表す。
10. 前記伝送信号ベクトルを算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記伝送信号ベクトルを算出することを特徴とする請求項６に記載の方法。
    

    

    ここで、ｘ_２は、３×３システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｘ_３は、４×４システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｈ_IIIは、３×３サブシステムのチャネル、ｙ_III−ｈ_III，ｉｘ_ｉは、前記３×３システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表し、ｈ_IVは、４×４サブシステム、Q()は、スライス演算、ｙ_IV−ｈ_IV，ｉｘ_ｉは、前記４×４システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表す。
11. 無線通信システムにおける昇順整列を利用した信号検出方法において、
    受信信号のチャネルを推定した後、チャネルのベクトル大きさを利用して、該推定されたチャネルを昇順に整列する過程と、
    ギブンローテーションを利用して、整列された前記チャネルのうち、最上位チャネルから順次ナリングし、多重アンテナシステムの最小単位であるＮ×Ｎサブシステムを生成する過程と、
    前記Ｎ×Ｎサブシステムに含まれたチャネルを利用し、少なくとも１つの順序対を算出する過程と、
    最も短いユークリッド距離を有する順序対から所定個数の順序対を選択する過程と、
    ナリングされた前記チャネルの前記伝送信号ベクトルを順次算出し、スライス演算を利用して、選択された前記順序対の各々についてＮ×Ｎサブシステムを作成する過程と、
    選択された前記順序対の各々について前記所定個数の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を計算し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含み、
    Ｎは、１より大きい整数であり、
    算出された順序対の数は、変調ビットを考慮して決定されることを特徴とする方法。
12. 前記ギブンローテーション方式が、下記式のように、チャネルをナリングすることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
    

    

    

    

    ここで
    

    

    

    

    

    

    であって、４×４多重アンテナシステムを表す。
13. ナリングを介して生成した前記サブシステムが、多重アンテナシステムの最小単位であるサブシステムでない場合、
    生成された前記サブシステムに含まれたチャネルを再び昇順に整列する過程と、
    ギブンローテーションを利用して、再整列された前記チャネルのうち、チャネル状態の最も悪いチャネルをナリングすることにより、サブシステムを生成する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
14. 少なくとも１つの順序対を算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記順序対を算出することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
    

    

    ここで、ｘ_４，ｘ_１は、前記最小単位のサブシステムに含まれた送信信号ベクトル、ｈ_IIは、２×２サブシステムのチャネル、Q()は、スライス演算、ｙ_II−ｈ_II，４ｘ_４は、前記２×２システムにおいてｘ_４の送信信号ベクトルを除去することを表す。
15. 前記伝送信号ベクトルを算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記伝送信号ベクトルを算出することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
    

    

    ここで、ｘ_２は、３×３システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｘ_３は、４×４システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｈ_IIIは、３×３サブシステムのチャネル、ｙ_III−ｈ_III，ｉｘ_ｉは、前記３×３システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表し、ｈ_IVは、４×４サブシステム、Q()は、スライス演算、ｙ_IV−ｈ_IV，ｉｘ_ｉは、前記４×４システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表す。
16. 無線通信システムにおける昇順整列及び降順整列を共に利用した信号検出方法において、
    受信信号のチャネルを推定する過程と、
    推定された前記チャネルを降順に整列し、前記チャネルのベクトル大きさを利用して第１の伝送信号ベクトルを生成し、推定された前記チャネルを昇順に整列し、前記チャネルのベクトル大きさを利用して第２の伝送信号ベクトルを生成する過程と、
    ギブンローテーションを利用して最上位チャネルから順次、前記第１の伝送信号ベクトルを生成するために整列された前記チャネルをナリングすることによって、多重アンテナシステムの最小単位であるＮ×Ｎサブシステムを生成し、ギブンスローテーションを利用して最上位チャネルから順次、前記第２の伝送信号ベクトルを生成するために整列された前記チャネルをナリングすることによって、Ｎ×Ｎサブシステムを生成する過程と、
    Ｎ×Ｎサブシステムに含まれたチャネルを利用して、前記第１の伝送信号ベクトルについての少なくとも１つの順序対と、前記第２の伝送信号ベクトルについての少なくとも１つの順序対とを算出する過程と、
    最小ユークリッド距離を有する前記順序対から順次、前記第１の伝送信号ベクトルについての所定個数の順序対と、前記第２の伝送信号ベクトルについての所定個数の順序対とを選択する過程と、
    ナリングされた前記チャネルの伝送信号ベクトルを順次算出し、スライス演算を利用して、選択された前記順序対の各々についてＮ×Ｎサブシステムを作成する過程と、
    各々の前記順序対のユークリッド距離を算出し、最小ユークリッド距離を有する第１及び第２の伝送信号ベクトルを生成する過程と
    前記第１及び第２の伝送信号ベクトルのユークリッド距離を比較し、最小ユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルを選択する過程とを含むことを特徴とする方法。
17. ナリングを介して生成した前記サブシステムが、多重アンテナシステムの最小単位であるサブシステムでない場合、
    前記第１及び第２の伝送信号ベクトルの生成された前記サブシステムのチャネルを再び降順に整列する過程と、
    再整列された前記チャネルのうち、チャネル状態の最も良いチャネルをナリングすることにより、前記第１及び第２の伝送信号ベクトルのサブシステムを生成する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 前記ギブンローテーション方式が、下記式のように、チャネルをナリングすることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
    

    

    

    

    ここで
    

    

    

    

    

    

    であって、４×４多重アンテナシステムを表す。
19. 前記順序対を算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記順序対を算出することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
    

    

    ここで、ｘ_４，ｘ_１は、前記最小単位のサブシステムに含まれた送信信号ベクトル、ｈ_IIは、２×２サブシステムのチャネル、Q()は、スライス演算、ｙ_II−ｈ_II，４ｘ_４は、前記２×２システムにおいてｘ_４の送信信号ベクトルを除去することを表す。
20. 前記伝送信号ベクトルを算出する過程は、下記式のように、スライスを利用して前記伝送信号ベクトルを算出することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
    

    

    ここで、ｘ_２は、３×３システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｘ_３は、４×４システムにおいてナリングされた送信信号ベクトル、ｈ_IIIは、３×３サブシステムのチャネル、ｙ_III−ｈ_III，ｉｘ_ｉは、前記３×３システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表し、ｈ_IVは、４×４サブシステム、Q()は、スライス演算、ｙ_IV−ｈ_IV，ｉｘ_ｉは、前記４×４システムにおいてｘ_ｉの送信信号ベクトルを除去することを表す。

Images