KR20060045640A - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 의사 직교 시공간 블록 부호 부호화/복호화장치 및 방법 - Google Patents

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 의사 직교 시공간 블록 부호 부호화/복호화장치 및 방법 Download PDF

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KR20060045640A
KR20060045640A KR1020050030526A KR20050030526A KR20060045640A KR 20060045640 A KR20060045640 A KR 20060045640A KR 1020050030526 A KR1020050030526 A KR 1020050030526A KR 20050030526 A KR20050030526 A KR 20050030526A KR 20060045640 A KR20060045640 A KR 20060045640A
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Abstract

본 발명은 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을 x1,x2,x3,x4로 병렬 변환하고, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 x1,x2,x3,x4를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 제1시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 x1이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는 x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되고; 제2시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00001
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00002
이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00003
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00004
이 송신되고; 제3시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 -x1이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는 -x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되고; 제4시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00005
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00006
이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00007
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00008
이 송신되도록 부호화한다.
의사 직교 시공간 부호화 방식, MIMO 이동 통신 시스템, Alamouti 시공간 블록 부호화 방식, Tarokh 시공간 블록 부호화 방식, 채널 응답 행렬

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 의사 직교 시공간 블록 부호 부호화/복호화 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING/DECODING PSEUDO ORTHOGONAL SPACE TIME BLOCK CODE IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}
도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면
도 2는 도 1의 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대응하는 MIMO 이동 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 10% outage 채널 용량을 도시한 그래프
도 4는 3bps/Hz 채널 환경과,
Figure 112005019071603-PAT00009
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시한 그래프
도 5는 2bps/Hz 채널 환경과,
Figure 112005019071603-PAT00010
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시한 그래프
도 6은 4QAM 변조, 준정적 플랫 페이딩(Quasi-static flat fading) 채널 환경이 적용되는
Figure 112005019071603-PAT00011
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 Alamouti 방식의 성능을 도시한 그래프
본 발명은 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 부호 부호화/복호화 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 부호화 이득(coding gain)과 데이터 레이트(data rate)를 최대화하는 의사 직교 시공간 블록 부호(pseudo orthogonal space time code)를 부호화/복호화하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하여 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라, 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
그런데, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.
상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티(Rx.ANT diversity) 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티(Tx.ANT diversity) 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식으로 분류된다.
상기 MIMO 방식은 일종의 시공간 부호화(STC: Space-Time Coding) 방식이며, 상기 시공간 부호화 방식은, 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러 레이트(error rate)를 달성하는 방식을 나타낸다. 여기서, 상기 시공간 부호화 방식은 일반적으로 송수신기간 무선 채널을 flat 페이딩 채널이라고 가정하여 개발된 방식이다.
상기 안테나 다이버시티 방식을 효율적으로 적용하기 위해서 제안된 방식들 중의 한 방식인 시공간 블록 부호화(STBC: Space time block coding) 방식은 S.M.Alamouti가 제안한(S.M.Alamouti, 'A simple transmitter diversity scheme for wireless communications', IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998) 송신 안테나 다이버시티 방식, 즉 시공간 블록 부호화 방식에서부터 Vahid Tarokh 등이 제안한(Vahid Tarokh, 'Space time block coding from orthogonal designs', IEEE Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999) 시공간 블록 부호화 방식 등까지 다양한 형태로 개발되었다. 이하, 설명의 편의상 S.M.Alamouti가 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 'Alamouti 시공간 블록 부호화 방식'이라고 칭하기로 하며, Vahid Tarokh이 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 'Tarokh 시공간 블록 부호화 방식'이라고 칭하기로 한다.
상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식은 송신기에서 2개의 송신 안테나들을 사용하는 경우의 시공간 블록 부호화 방식이며, 상기 Tarokh 시공간 블록 부호 화 방식은 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식을 2개를 초과하는 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 적용할 수 있도록 확장한 시공간 블록 부호화 방식이다. 그리고, 상기 시공간 부호화 방식과 MIMO 방식을 조합하여 사용할 경우의 성능 이득은 이미 널리 알려져 있으므로 여기서는 그 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
한편, 차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation; 이하 '4G'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 고속의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service; 이하 'QoS' 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(Metropolitan Area Network; 이하 'MAN'이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다.
그래서, 상기 4G 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있다. 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
상기 4G 통신 시스템이 고속, 고품질의 무선 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해서는 광대역의 스펙트럼(spectrum) 자원이 필요하다. 하지만, 광대역 스펙트럼 자원을 사용할 경우에는 다중 경로 전파(multipath propagation)에 따른 무선 전송로 상에서의 페이딩 영향이 심각해지며, 전송 대역 내에서도 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 따른 영향이 발생한다. 따라서, 고속의 무선 멀티미디어 서비스를 위해서는 부호 분할 다중 접속(Code 야vision Multiple Access, 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식에 비해 주파수 선택적 페이딩에 강인한 OFDM 방식이 더 큰 이득을 가지게 된다. 따라서 상기 4G 통신 시스템에서는 상기 OFDM 방식이 적극적으로 활용되고 있는 추세에 있다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경에는 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭과, 쉐도잉과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 지연 확산 등으로 인해 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 및 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 등과 같은 정보 손실 요인들이 발생하게 되고, 상기 정보 손실 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보 데이터의 손실이 발생한다. 상기 정보 데이터의 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다.
따라서, 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'OFDM 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서는 상기 심벌들간 간섭 및 주파수 선택적 페이딩 등을 극복하기 위해 상기 직교성을 가지는 다수의 서브 캐리어들을 사용할 뿐만 아 니라, 보호 구간(guard interval)을 삽입하여 상기 OFDM 심벌들을 송신한다. 여기서, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'cyclic prefix' 방식 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'cyclic postfix' 방식 중 어느 한 방식으로 선택되어 삽입된다. 결과적으로, 상기 OFDM 이동 통신 시스템은 상기 주파수 선택적 페이딩에 따른 영향을 다수의 서브 캐리어별로 균일하게 분포하도록 하여 수신기에서 서브 캐리어들별로 단일 탭(tap) 등화기만을 구비하여도 신호 수신이 가능하도록 하는 것이다.
한편, 상기 시공간 부호화 방식은 (1) 에러 성능을 최대화하기 위한 목적, 즉 다이버시티 차수(diversity order)와 부호화 이득과 같은 에러 성능을 최대화하기 위한 목적과, (2) 부호화 레이트(coding rate)를 최대화하기 위한 목적과, (3) 복호화(decoding)의 복잡도를 최소화시키기 위한 목적의 3가지 목적들 면에서 상호간에 트레이드오프(tradeoff)가 발생한다. 즉, 상기 3가지 목적들 모두를 만족하는 시공간 부호화 방식은 존재하지 않으며, 상기 3가지 목적들 중 어느 한 목적을 만족시키기 위해서는 다른 어느 한 목적 면에서의 손실을 감수해야만 한다.
일예로, 상기 flat 페이딩 채널에서는 상기 시공간 부호화 방식을 사용함에 있어서 상기 다이버시티 차수를 최적화시키는 것이 가장 중요한 요인으로 작용하게 된다. 이와는 달리, 상기 주파수 이와는 달리 주파수 다이버시티가 유용한 상기 주파수 선택적 페이딩 채널에서는 상기 시공간 부호화 방식을 사용함에 있어서 다이버시티 차수를 최적화시키는 것, 즉 최대 다이버시티(full diversity) 이득을 획득 하는 것은 비교적 덜 중요한 요인으로 작용하게 된다. 그 이유는 상기에서 설명한 바와 같이 주파수 선택적 페이딩 채널에서는 상기 OFDM 방식을 적용하여 다이버시티 이득을 최대화시키는 것이 가능하기 때문이다.
따라서, 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 최대 다이버시티 이득을 가지면서도 데이터 레이트를 최대화시키고, 부호화 이득을 최대화시키는 새로운 시공간 블록 부호화 방식에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 데이터 레이트 및 부호화 이득을 최대화하는 시공간 블록 부호를 부호화/복호화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 복호화 연산량 및 복잡도를 최소화시키는 시공간 블록 부호를 부호화/복호화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들을 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 시구간들동안 상기 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을 x1,x2,x3,x4로 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 x1,x2,x3,x4를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 장치는; 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을
Figure 112005019071603-PAT00012
로 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들
Figure 112005019071603-PAT00013
를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 장치는; 송신기에서 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식으로 부호화하여 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 수신기에서 복호화하는 장치에 있어서, 신호가 수신되면, 상기 수신 신호를 채널 추정하여 채널 응답 행렬을 생성하는 채널 추정기와, 상기 수신 신호를 생기 채널 응답 행렬을 참조하여 상기 송신기에서 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 상기 정보 심벌열들로 복원하는 검출기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들을 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 과정과, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 시구간들동안 상기 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을 x1,x2,x3,x4로 병렬 변환하는 과정과, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 x1,x2,x3,x4를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 방법은; 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서, 송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을
Figure 112005019071603-PAT00014
로 병렬 변환하는 과정과, 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들
Figure 112005019071603-PAT00015
를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 방법은; 송신기에서 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식으로 부호화하여 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 수신기에서 복호화하는 방법에 있어서, 신호가 수신되면, 상기 수신 신호를 채널 추정하여 채널 응답 행렬을 생성하는 과정과, 상기 수신 신호를 생기 채널 응답 행렬을 참조하여 상기 송신기에서 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 상기 정보 심벌열들로 복원하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 데이터 레이트(data rate) 및 부호화 이득(coding gain)을 최대화시키는 의사 직교(pseudo-orthogonal) 시공간 블록 부호화(STBC: Space Time Block Coding) 방식을 제안한다. 특히, 본 발명은 최대 다이버시티 이득(full diversity gain)을 가지면서도 데이터 레이트 및 부호화 이득을 최대화시키는 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 제안하며, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 채널에서 최적화된다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, S.M.Alamouti가 제안한(S.M.Alamouti, 'A simple transmitter diversity scheme for wireless communications', IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998) 송신 안테나 다이버시티(Tx.ANT diversity) 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다. 이하, 설명의 편의상 S.M.Alamouti가 제안한 송신 안테나 다이버시티 방식을 'Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식'이라고 칭하기로 한다.
먼저, Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식은 상기 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기에서 2개의 송신 안테나들을 사용할 경우에 적용되는 송신 안테나 다이버시티 방식이며, 상기 송신기로 입력되는 직렬 변조 심벌들을 xixj라고 가정하기로 한다. 그러면 상기 직렬 변조 심벌들 xixj는 상기 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 의해 하기 수학식 1에 나타낸 바와 같이 시공간 블록 부호화된다.
Figure 112005019071603-PAT00016
상기 수학식 1에 나타낸 Xij와 같은 형태의
Figure 112005019071603-PAT00017
행렬(matrix)이 상기 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 따른 부호화 행렬이며, *은 복소 컨쥬게이트(complex conjugate) 연산을 나타낸다. 이하, 설명의 편의상 상기 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 따른 부호화 행렬, 즉 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은
Figure 112005019071603-PAT00018
행렬을 'Alamouti 행렬'이라고 칭하기로 한다.
상기 Alamouti 행렬은 상기 2개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 변조 심볼들의 부호화 행렬이며, 상기 Alamouti 행렬에서 각 행(row)의 엘리먼트(element)들은 상기 2개의 송신 안테나들 각각에 대응되며, 상기 Alamouti 행렬에서 상기 각 열(column)들의 엘리먼트는 해당 시구간에서의 상기 2개의 송신 안테나들 각각에 대응된다.
즉, 첫 번째 시구간 t1에서는 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)를 통해서는 xi이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서는 xj가 송신되고, 두 번째 시구간 t1+1서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00019
이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서는
Figure 112005019071603-PAT00020
이 송신된다.
본 발명에서는 상기에서 설명한 바와 같은 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식의 Alamouti 행렬과 일반적인
Figure 112005019071603-PAT00021
하다마드(Hadamard) 행렬 각각의 특성을 고려하여 새로운 시공간 블록 부호화 방식을 제안하며, 본 발명에서 새롭게 제안하는 시공간 블록 부호화 방식을 '의사 직교(PO: Pseudo Orthogonal) 시공간 블록 부호화 방식'이라고 칭하기로 한다. 본 발명에서 제안하는 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 따른 부호화 행렬은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00022
상기 수학식 2에서
Figure 112005019071603-PAT00023
번째 요소는
Figure 112005019071603-PAT00024
번째 심볼 주기에
Figure 112005019071603-PAT00025
번째 안테나를 통해 전송되는 심볼을 나타낸다. 상기 주어진 행렬은 4 심볼 주기동안 4개의 심볼들이 전송되므로, 안테나 전송률은 1이 된다. 여기서, 의사 직교 신호 공간 다이버시티 부호화 방식은 상기 부호화 행렬의 원소들을 하기 수학식 3과 같은 규칙을 통해 생성한다.
Figure 112005019071603-PAT00026
상기 수학식 3에서 상기
Figure 112005019071603-PAT00027
는 원래 신호점의 심볼들을 나타내고, 상기
Figure 112005019071603-PAT00028
는 신호 공간 다이버시티 방식에 의해 생성되는 심볼들을 나타낸다. 즉, 신호 공간 다이버시티 기법은 부호화 방식은 신호점의 인페이즈(inphase) 성분과 쿼드러쳐(quadrature) 성분을 뒤섞어 각 성분이 서로 다른 채널과 분산값이 서로 다른 잡음을 겪음으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다.
또한, 상기 수학식 2에 나타낸 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 따른 부호화 행렬을 확장하면 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00029
상기 수학식 2에서 C는 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 따른 부호화 행렬을 나타내며, 상기 수학식 4에서
Figure 112005019071603-PAT00030
는 상기 수학식 2의 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 따른 부호화 행렬의 확장된 형태를 나타낸다. 이하 설명의 편의상 상기 수학식 2 및 수학식 4에 나타낸 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 따른 부호화 행렬을 '의사 직교 부호화 행렬'이라 칭하기로 한다. 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 상기 송신기에서 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우에 적용되는 시공간 블록 부호화 방식이다. 또한, 상기 수학식 2 및 수학식 3에 나타낸 바와 같이 상기 의사 직교 부호화 행렬은 상기 Alamouti 행렬과
Figure 112005019071603-PAT00031
하다마드 행렬의 특성이 혼재하는 형태를 나타낸다.
상기 의사 직교 부호화 행렬에서 각 행들의 엘리먼트는 상기 송신 안테나들 각각에 대응되며, 상기 의사 직교 부호화 행렬에서 각 열들의 엘리먼트는 해당 시구간에서의 상기 송신 안테나들 각각에 대응된다.
먼저 상기 수학식 2에서, 입력되는 직렬 변조 심벌들을 x1x2x3x4라고 가정하면, 첫 번째 시구간 t1에서는 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)를 통해서 x1이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서 x2가 송신되고, 제3송신 안테나(Tx.ANT 3)를 통해서 x3가 송신되고, 제4송신 안테나(Tx.ANT 4)를 통해서 x4가 송신된다. 두 번째 시구간 t2에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00032
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00033
이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00034
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00035
이 송신된다. 세 번째 시구간 t3에서는 제1송신 안테나를 통해서 -x1이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서 -x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서 x4가 송신된다. 네 번째 시구간 t4에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00036
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00037
이 송 신되고, 제3송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00038
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00039
이 송신된다.
다음으로 상기 수학식 4에서, 입력되는 직렬 변조 심벌들을 x1x2x3x4라고 가정하면, 첫 번째 시구간 t1에서는 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00040
이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00041
가 송신되고, 제3송신 안테나(Tx.ANT 3)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00042
가 송신되고, 제4송신 안테나(Tx.ANT 4)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00043
가 송신된다. 두 번째 시구간 t2에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00044
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00045
이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00046
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00047
이 송신된다. 세 번째 시구간 t3에서는 제1송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00048
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00049
가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00050
가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00051
가 송신된다. 네 번째 시구간 t4에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00052
이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00053
이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00054
이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00055
이 송신된다.
상기 수학식 2 및 수학식 4에서 설명한 바와 같이, 상기 의사 직교 부호화 행렬은 최대 데이터 레이트를 가지며, Vahid Tarokh 등에 의해 제안된(Vahid Tarokh, "Space time block coding from orthogonal designs," IEEE Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999) 시공간 블록 부호화 방식에서의 복소 직교(complex orthogonal)의 정의에 대해서 설명하면 다음과 같다. 이하, 설명의 편의상 상기 수학식 2에 따른 의사 직교 부호화 행렬 C를 예로 하여 설명하며, 또한 Vahid Tarokh이 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 'Tarokh 시공간 블록 부호화 방식'이라고 칭하기로 한다.
상기 Tarokh 시공간 블록 부호화 방식에서의 복소 직교의 정의에 대해서 설명하기에 앞서 상기 의사 직교 부호화 행렬에 대해서 설명하면 다음과 같다.
(1) 변수 x1, x2, ... , xn에서의 의사 직교 설계는
Figure 112005019071603-PAT00056
부호화 행렬 C이며, 상기
Figure 112005019071603-PAT00057
부호화 행렬 C는 다음과 같은 특성을 가진다.
① 상기
Figure 112005019071603-PAT00058
부호화 행렬 C의 구성 엘리먼트들은 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00059
② 상기
Figure 112005019071603-PAT00060
부호화 행렬 C와 상기
Figure 112005019071603-PAT00061
부호화 행렬 C의 복소 컨쥬게이트 및 이항(transpose) 연산을 수행한 행렬
Figure 112005019071603-PAT00062
는 하기 수학식 6과 같은 관계를 가진다.
Figure 112005019071603-PAT00063
상기 수학식 6에서 D는
Figure 112005019071603-PAT00064
의 형태를 가지는
Figure 112005019071603-PAT00065
대각 행렬(diagonal matrix)을 나타내며, †는 복소 컨쥬게이트 및 이항 행렬 연산을 나타낸다. 상기 수학식 5에서 상기 음이 아닌(non-negative), 즉 양(positive)의 계수들
Figure 112005019071603-PAT00066
은 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00067
한편, 상기 Vahid 시공간 블록 부호화 방식에서의 직교 정의와는 대조적으로, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 상기 대각 행렬 D가 항등 행렬(identity matrix) 크기보다 크지 않도록 하기 위해서 0 계수
Figure 112005019071603-PAT00068
를 포함한다. 따라서, 상기 수학식 2의 의사 직교 행렬 C는 하기 수학식 8과 같은 의사 직교 부호 설계 조건을 만족한다.
Figure 112005019071603-PAT00069
상기 수학식 8에서, 이고,
Figure 112005019071603-PAT00071
이다. 상기 의사 직 교 부호화 행렬
Figure 112005019071603-PAT00072
의 최소 랭크(minimum rank)는 2이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 송신기는 변조기(modulator)(100)와, 직렬/병렬 변환기(Serial to Parallel Convertor)(102)와, 의사 직교 시공간 블록 부호화기(104)와, 4개의 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나(106) 내지 제4송신 안테나(112)를 포함한다.
먼저, 정보 데이터 비트(information data bit)들이 입력되면 상기 변조기(100)는 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 상기 입력 정보 데이터 비트들을 변조하여 변조 심벌(symbol)들로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(102)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, 이하 'QPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PAM(Pulse Amplitude Modulation, 이하 'PAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PSK(Phase Shift Keying, 이하 'PSK'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같은 변조 방식들 중 어느 한 방식이 사용될 수 있다.
상기 직렬/병렬 변환기(102)는 상기 변조기(100)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기(104)로 출력한다. 여기서, 상기 변조기(100)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 x1x2x3x4라고 가정하기로 한다. 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 상기 직렬/병렬 변환기(102)에서 4개의 변조 심벌들, 즉 x1,x2,x3,x4를 입력하여 의사 직교 시공간 블록 부호화하여 상기 수학식 2 또는 상기 수학식 4에서 설명한 바와 같은 변조 심벌들로 출력한다.
즉, 상기 수학식 2를 예로 하면, 첫 번째 시구간 t1에서는 제1송신 안테나(106)를 통해서 x1이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서 x2가 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서 x3가 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서 x4가 송신된다. 두 번째 시구간 t2에서는 상기 제1송신 안테나(106)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00073
이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00074
이 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00075
이 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00076
이 송신된다. 세 번째 시구간 t3에서는 제1송신 안테나(106)를 통해서 -x1이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서 -x2가 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서 x3가 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서 x4가 송신된다. 네 번째 시구간 t4에서는 상기 제1송신 안테나(106)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00077
이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00078
이 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00079
이 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서
Figure 112005019071603-PAT00080
이 송신된다. 여기서, 상기 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 심벌들 각각은 상호간에 상호 직교함으로써 다이버시티 차수(diversity order)만큼의 다이버시티 이득(diversity gain)을 얻을 수 있다.
상기 도 1에서는 본 발명의 실시예에 따른 기능을 수행하기 위한 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 상기 도 1에서 설명한 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대응하는 MIMO 이동 통신 시스템의 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 도 1의 MIMO 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대응하는 MIMO 이동 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 수신기는 설명의 편의상 1개의 수신 안테나(Rx.ANT)를 사용한다고 가정하기로 한다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 수신기는 수신 안테나(200)와, 채널 추정기(channel estimator)(202)와, 검출기(detector)(204)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(206)와, 복조기(de-modulator)(208)로 구성된다. 상기 도 2에서는 상기 수신기에 대응하는 송신기의 송신 안테나들의 개수와 상기 수신기의 수신 안테나들의 개수가 상이한 경우를 일 예로 하여 설명하였으나, 상기 송신기의 송신 안테나들의 개수와 상기 수신기의 수신 안테나들의 개수는 동일할 수도 있음은 물론이다.
먼저, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 송신기에서 4개의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호는 상기 수신 안테나(200)를 통해 수신된다. 상기 수신 안테나(200)는 상기 수신한 신호를 상기 채널 추정기(202)로 출력한다. 상기 수신 안테나(200)를 통해 수신된 신호를 r이라고 가정하면, 상기 수신 신호 r은 상기 도 1의 송신기로부터 송신되는 상기 수학식 2 및 수학식 4에 대응하여 하기 수학식 9 또는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다. 이때, 채널은 상기한 바와 같이 주어진 4 심볼 주기동안 시간적으로 변하지 않는 채널이고, 각 채널간에는 독립적인 것을 가정한다.
Figure 112005019071603-PAT00081
Figure 112005019071603-PAT00082
상기 수학식 9 및 수학식 10에서 n은 복소 가우시안 분산(complex Gaussian variance)
Figure 112005019071603-PAT00083
인 경우의 잡음 성분을 나타내며, h1, h2, h3 및 h4에 대한 hi는 제i송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득(path gain)을 나타낸다. 여기서, 상기 경로 이득은 차원(dimension)당 분산 0.5를 가지는 독립 복소 가우시안 랜덤 변수들로 모델화될 수 있으며, 일 예로 레일레이(Rayleigh) 페이딩 환경이라고 가정하기로 한다.
한편, 상기 수학식 9 및 수학식 10에서 설명한 수신 신호 r의 2번째 엘리먼트와 4번째 엘리먼트에서 복소 컨쥬게이팅을 수행할 경우 하기 수학식 11 및 수학식 12와 같은 결과를 각각 얻을 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00084
Figure 112005019071603-PAT00085
상기 수학식 11 및 수학식 12에서
Figure 112005019071603-PAT00086
이고,
Figure 112005019071603-PAT00087
이고,
Figure 112005019071603-PAT00088
이다. 또한, 상기 T는 이항(transpose) 연산을 나타내며, 상기 11 및 수학식 12에서 H는 채널 응답(channel response) 행렬을 나타낸다. 상기 채널 응답 행렬 H는 공간 영역(열 엘리먼트들에 대응)과 시간 영역(행 엘리먼트들에 대응)의 2차원으로 정의되는 행렬이다. 상기 채널 응답 행렬 H는 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00089
또한, 상기 채널 응답 행렬 H는 하기 수학식 14와 같은 의사 직교 특성을 가진다.
Figure 112005019071603-PAT00090
상기 수학식 14에서
Figure 112005019071603-PAT00091
이고,
Figure 112005019071603-PAT00092
이다.
상기 수학식 14를 살펴보면, 먼저 정합 필터(matched filter)는 완전한 직교성은 아니지만, 유사 직교성을 가지고 있기 때문에, 상기 수학식 14에서와 같이 대각행렬이 나타난다. 이에 따라 송신기에서 시공간 블록 부호화기에 의해 동시에 전송되는 4개의 심볼들은 상기한 바와 같은 과정 예컨대, 수학식 9, 수학식 11 및 수학식 14의 과정을 통해 개별적인 심볼 추정이 가능하게 된다.
그러면 다음으로, 이상에서 살펴본 바와 같은 의사 직교 신호 공간 다이버시티 부호화 방식이 적용된 시스템의 송수신 과정을 개략적으로 설명하기로 한다.
즉, 송신기에서는 시공간 블록 부호화기의 입력 심볼들을 먼저 인페이즈(inphase)/쿼드러쳐(quadrature) 성분을 분리한 후 시공간 부호화 과정이 이루어진다. 이때, 신호-공간 다이버시티 이득을 얻기 위해서는 회전된 신호점을 사용해야 한다. 여기서, 회전 각도는 4QAM인 경우는 arctan(2), 16QAM인 경우는 arctan(1/4), 64QAM인 경우는 arctan(1/8)로서 변조 레벨에 따라 차이를 가질 수 있다. 이와 같이 전송된 신호들은 수신단에서 정합필터링 및 인페이즈/쿼드러쳐 성분이 재조합된 후 데이터 추정 프로세싱이 이루어진다.
예컨대, 신호
Figure 112005019071603-PAT00093
를 정합 필터링 및 인페이즈/쿼드러쳐 재조합 과정의 결과 신호라고 하면, 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00094
상기 수학식 15에서 잡음 성분
Figure 112005019071603-PAT00095
는 정합 필터링된 잡음 성분을 나타내며, 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00096
이때, 상기 필터링된 잡음 성분
Figure 112005019071603-PAT00097
와
Figure 112005019071603-PAT00098
은 분산값이
Figure 112005019071603-PAT00099
이고,
Figure 112005019071603-PAT00100
와
Figure 112005019071603-PAT00101
는
Figure 112005019071603-PAT00102
의 분산값을 갖는다. 또한, 상기 잡음 성분의 인페이즈와 쿼드러쳐 성분은 서로 독립적인 확률 변수로 가정할 수 있다. 따라서, 상기 신호
Figure 112005019071603-PAT00103
를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 추정 방식을 사용하면, 하기 수학식 17과 같이 나타나는 확률값을 이용하여 송신된 심볼들을 추정하게 된다.
Figure 112005019071603-PAT00104
여기서, 상기
Figure 112005019071603-PAT00105
는 송신기에서 사용하는 회전된 신호점을 나타낸다.
그러면 여기서 상기 수학식 11을 예로 하여 선형 프로세싱(linear processing)에 대해서 살펴보기로 한다. 즉, 상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이 수신 신호 r의 2번째 엘리먼트와 4번째 엘리먼트에서 복소 컨쥬게이팅을 수행한
Figure 112005019071603-PAT00106
을 사용하여 수신기에서의 선형 프로세싱에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 수신기는 상기 채널 응답 행렬 H에 대해서 미리 인식하고 있으며, 상기 송신기는 상기 채널 응답 행렬 H를 미리 인식하고 있지 않다고 가정하기로 한다. 또한, MIMO 채널은 채널 정합 필터(channel matched filter)
Figure 112005019071603-PAT00107
를 적용함으로써 병렬 채널들로 분해할 수 있으며, 이를 나타내면 하기 수학식 18과 같다.
Figure 112005019071603-PAT00108
상기 수학식 18에서, D는 대각행렬
Figure 112005019071603-PAT00109
을 나타내며,
Figure 112005019071603-PAT00110
은
Figure 112005019071603-PAT00111
을 나타낸다(
Figure 112005019071603-PAT00112
). 즉, 상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이
Figure 112005019071603-PAT00113
이고, 상기 수학식 14에 나타낸 바와 같이
Figure 112005019071603-PAT00114
이므로 상기 대각 행렬 D는 상기 수학식 14의 우변의 대각행렬과 동일한 행렬이 되는 것이다.
한편, 상기 송신기에서 송신한 신호 x를 추정한 추정 신호
Figure 112005019071603-PAT00115
는 하기 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00116
또한, 상기 잡음 성분의 자기 상관(autocorrelation) 행렬은 하기 수학식 20과 같이 계산된다.
Figure 112005019071603-PAT00117
한편, 상기 (x1,x2) 및 (x3,x4)에 상응하는 다이버시티 이득은 각각 γ1,γ2이다. 그래서, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 최대 다이버시티 방식의 다이버시티 이득, 즉
Figure 112005019071603-PAT00118
에 비해서 낮은 다이버시티 이득, 즉
Figure 112005019071603-PAT00119
혹은
Figure 112005019071603-PAT00120
을 가지게 된다. 그러나, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식이 최대 데이터 레이트를 가지는 반면에, 상기 최대 다이버시티 방식의 경우 데이터 레이트 면에서의 손실을 초래한다. 따라서, 본 발명에서는 병렬 송신 다이버시티 방식을 적용하여 주파수 선택적 채널을 위한 최대 다이버시티 획득을 가능하게 한다.
또한, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 일반적인 시공간 블록 부호화 방식, 즉 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식과 Tarokh 시공간 블록 부호화 방식 등과 같은 일반적인 시공간 블록 부호화 방식과 동일한 다이버시티 이득을 가지면서도 상기 일반적인 시공간 블록 부호화 방식과는 달리 최대 데이터 레이트를 획득할 수 있게 된다.
한편, 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식을 적용할 경우 최대 다이버시티 이득과, 간단한 복호화가 가능하지만, 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식은 2개의 송신 안테나들을 사용할 경우에만 최적으로 적용가능하게 된다는 문제점을 가진다. 즉, 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식은 2개를 초과하는 송신 안테나들을 사용할 경우 최대 다이버시티 이득과 최대 데이터 레이트를 동시에 획득할 수 없다는 문제점을 가진다. 즉, Alamouti 시공간 블록 부호화 방식을 2개를 초과하는 송신 안테나들을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템에 적용할 경우 다이버시티 이득과 데이터 레이트중 어느 한 측면에서의 손실을 감소해야만 한다는 문제점을 가진다.
따라서, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 최대 데이터 레이트를 획득하는 것을 목적으로 하고 있으므로, 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식의 복소 직교 부호 설계 조건을 완벽하게 충족시키지는 않는다. 그렇지만, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 직교 특성을 유지하면서도 매우 간단한 ML(Maximum Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 한다) 복호화 알고리즘을 적용할 수 있어 복호화 복잡도를 최소화시킬 수 있다.
그러면 이하에서는, 상기 송신기에서 송신 가능한 모든 심벌 벡터(vector) x들의 조합을 s라고 가정하기로 한다. 상기 송신 가능한 모든 심벌 벡터 x들의 조합 s의 사이즈는 M4이며, M은 성상도 포인트(constellation point)의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 10에서 설명한 바와 같이 상기 송신 가능한 모든 심벌 벡터 x들의 ML 검출은 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00121
상기 수학식 14에서 설명한 바와 같이 상기 채널 응답 행렬 H가 의사 직교 특성을 가진다는 점을 이용하면, 상기 수학식 21은 하기 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00122
상기에서 설명한 바와 같이 상기 수학식 21에서의 ML 복호화 방식은 상기 수학식 22에서 설명한 바와 같은 간단한 연산식으로 변경된다.
다음으로, 상기 채널 응답 행렬 H의 i번째 열 벡터를 hi라고 가정하기로 하면, 상기 x1 혹은 x2의 검출을 위한 결정 메트릭(decision metric)은 상기 수학식 22로부터 하기 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00123
또한, 상기 x3 혹은 x4의 검출을 위한 결정 메트릭은 상기 수학식 22로부터 하기 수학식 24와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00124
상기에서 설명한 바와 같이 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용 할 경우 수신기 측에서의 복호화 과정은 다수개의 송신 안테나들, 즉 2개를 초과하는 송신 안테나들을 사용할 경우에도 간단하게 구현됨을 알 수 있다.
그러면 여기서 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식의 성능에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 시공간 부호의 설계 기준은 코드워드(codeword) 차이 행렬 Bce를 통해서 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 코드워드 차이 행렬 Cce은 Cce=Cc-Ce이며, 상기 Cc는 송신 부호 행렬을 나타내며, 상기 Ce는 상기 송신 부호 행렬 Cc를 오추정하여 발생된 검출 행렬을 나타낸다. 이때, 상기 코드워드를 'c'라고 정의하기로 하며, 상기 코드워드 c에 에러가 발생한 코드워드를 'e'라고 정의하기로 한다. 그러면, 상기 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00125
가 송신되어 상기 에러가 발생한 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00126
로 검출될 확률은 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00127
상기 수학식 25에서
Figure 112005019071603-PAT00128
은 상기 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00129
가 송신되어 상기 에러 발생한 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00130
로 검출될 확률을 나타내며, n은 송신 안테나들의 개수를 나타내며, m은 수신 안테나들의 개수를 나타내며, l은 패킷(packet)들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 송신기와 수신기간의 채널 환경을 Rayleigh 페이딩 채널 환경으로 가정할 경우, 상기 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00131
가 송신되어 상기 에러 발생한 코드워드
Figure 112005019071603-PAT00132
로 검출될 확률
Figure 112005019071603-PAT00133
은 하기 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00134
상기 수학식 26에서 r는 행렬
Figure 112005019071603-PAT00135
의 랭크(rank)를 나타내고, λi는 상기 행렬 A의 O이 아닌 고유값(nonzero eigenvalue)를 나타낸다. 여기서, 다이버시티 이득 rm과 부호화 이득
Figure 112005019071603-PAT00136
이 획득된다. 상기 행렬 Cce는 랭크 r측면에서 상기 행렬 A와 동일한 특성을 가지며, 높은 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)에서의 성능을 결정하는 PEP(Pairwise Error Probability)를 최소화시키기 위해서 상기 행렬 Bce에 대한 연구가 꾸준히 진행되고 있다.
그러면 여기서 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 복소 직교 설계에 대해 서 비교하면 다음과 같다.
먼저, 의사 직교 설계를 P라고 가정하고, 직교 설계를
Figure 112005019071603-PAT00137
라고 가정하기로 한다. 그러면 다이버시티 차수는 하기 수학식 27과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00138
또한, 상기 의사 직교 설계 P를 회전(Pr)하여 얻어지는 다이버시티 차수는 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다. 즉, 상기 Pr과 P는 각각 행렬의 요소인 시그널(signal)을 회전(rotation)과 셔플링(shuffling) 해준 것들의 표현이며, 이는 하기 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00139
상기 수학식 28에서와 같이, 결국 원래 QAM 신호 x, 회전(rotation)한 신호 xt, 그리고 이들의 셔플링(shuffling) 후
Figure 112005019071603-PAT00140
이 획득된다.
Figure 112005019071603-PAT00141
상기 수학식 29에서 상기 r은 회전(rotation) 개념을 나타내며, 상기
Figure 112005019071603-PAT00142
이다. 즉, 상기 Pr은 상기 P의 방식(scheme)의 개념에 각각의 신호(signal)끼리 셔플링과 회전이라는 기법을 통해 풀 다이버시티(full diversity)까지 얻을 수 있도록 한다. 즉, 상기 수학식 25는 상기 P에서 각각 신호의 실수부와 허수부를 각각 소정의 규칙에 의해 섞어준 후, 상기 신호 자체를 최상의 각도로 회전을 시켜주는 과정을 나타낸 것이다. 이러한 과정을 통해 상기 P에서 만족하지 못하는 풀 다이버시티까지 만족시킬 수 있다.
한편, 상기 수학식 27에 나타낸 바와 같이 상기 의사 직교 설계 P의 다이버시티 차수는 2이며, 상기 수학식 29에 나타낸 바와 같이 상기 P를 회전한 Pr의 다이버시티 차수는 4이며, 상기 직교 설계
Figure 112005019071603-PAT00143
의 다이버시티 차수는 4임을 알 수 있다. 여기서, 상기 직교 설계 O는 일반적으로 모든 시공간 블록 부호화의 기본 개념으로, 본 발명에서는 생략하기로 한다.
또한, 상기 의사 직교 부호를 위한 결정 기준의 측면에서 대각선 행렬의 배수 2가 부호화 이득을 가져옴을 알 수 있다. 상기 의사 직교 설계 P와 직교 설계
Figure 112005019071603-PAT00144
를 위한 결정 기준의 평가량은 하기 수학식 30 및 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다. 또한 상기 의사 직교 설계 Pr를 위한 결정 기준의 평가량은 하기 수학식 32와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00145
Figure 112005019071603-PAT00146
Figure 112005019071603-PAT00147
상기 수학식 31 및 수학식 32에서
Figure 112005019071603-PAT00148
는 0인 값들(zero value)을 제외한 O이 아닌(nonzero value) 값들간의 곱셈을 나타낸다.
상기
Figure 112005019071603-PAT00149
의 최소값이 상기 수학식 26에서 설명한 바와 같은 부호화 이득을 결정하게 되는 것이다. 그래서, 상기 의사 직교 설계 P의 부호화 이득이
Figure 112005019071603-PAT00150
이고, 상기 Pr의 부호화 이득이
Figure 112005019071603-PAT00151
인 반 면에, 상기 직교 설계
Figure 112005019071603-PAT00152
의 부호화 이득은
Figure 112005019071603-PAT00153
이 되는 것이다. 여기서, 상기
Figure 112005019071603-PAT00154
와 같이 정의되며, 상기와 같이 성립하는 이유는 각각의 신호들이 회전되어있는 상태이기 때문에 신호들 사이에서 겹치는 좌표가 하나도 없기 때문이다. 이때,
Figure 112005019071603-PAT00155
로 정의되며, 주어진 신호 셋(signal set)에서 상기 MPD(min product distance)가 최대값이 되는 각도로 각각의 신호들을 회전시켜줘야 한다.
한편, 상기에서 살펴본 바와 같이, 상기 의사 직교 설계 P 및 Pr은 상기 직교 설계
Figure 112005019071603-PAT00156
에 비해서 3[dB] 정도의 부호화 이득을 가진다.
또한, 상기 도 2에서 상기 채널 추정기(202)는 상기 수신 안테나(200)를 통해 수신된 신호를 입력하여 채널 추정한 후 상기 검출기(204)로 출력한다. 상기 검출기(204)는 상기 채널 추정기(202)에서 출력한 신호를 입력하여 추정(hypotheses) 심볼들을 생성하고, 상기 추정 심벌들을 가지고 상기 송신기에서 송신 가능한 모든 심볼들에 대한 결정 통계량(decision statistic)을 계산한 후, 임계값 검출(threshold detection)을 통해 상기 송신기에서 송신한 변조 심벌들을 검출하여 상기 병렬/직렬 변환기(206)로 출력한다.
상기 병렬/직렬 변환기(206)는 상기 검출기(204)에서 출력한 병렬 변조 심벌들을 입력하여 직렬 변환한 후 상기 복조기(208)로 출력한다. 상기 복조기(208)는 기 병렬/직렬 변환기(206)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 상기 송신기의 변조기(100)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 원래의 직렬 변조 심벌들로 복원한다.
그러면 여기서 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식과 일반적인 시공간 블록 부호화 방식의 채널 용량(channel capacity)을 비교하여 설명하기로 한다.
먼저, 상기 채널 용량을 비교함에 있어 송신 안테나들의 개수에 따른 총 송신 전력(total transmit power)은 미리 설정된 상수값으로 결정되어 있다고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 송신기에서 송신 가능한 모든 심벌 벡터 x들의 컴퍼넌트(component)들은 서로 독립적으로 동일하게 분산되었다고 가정하면, 하기 수학식 33과 같은 관계가 성립한다.
Figure 112005019071603-PAT00157
상기 수학식 33에서
Figure 112005019071603-PAT00158
는 수신기에서의 SNR을 나타내며, IN은 차수 N의 항등 행렬(identity matrix)을 나타낸다.
그리고, N개의 송신 안테나들을 가지는 MIMO 이동 통신 시스템의 용량은 하기 수학식 34와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00159
상기 수학식 34에서 CN은 채널 용량을 나타내며, 상기 채널 용량 CN은 상기 송신 안테나들의 개수 N이 증가할수록 가우시안 용량(Gaussian capacity)
Figure 112005019071603-PAT00160
에 근접하게 된다. 랜덤 변수
Figure 112005019071603-PAT00161
은 N이 4보다 작아질 경우 1에 거의 근접함은 이미 알려져 있으며, 이런 특성은 최대 데이터 레이트와 최대 다이버시티간의 tradeoff가 발생함을 알 수 있게 해준다.
먼저, 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식은 상기 송신 안테나들의 개수 N이 2일 경우(N = 2) 상기 수학식 14에 나타낸 개루프(open-loop) 채널 용량을 획득할 수 있으며, 이는 하기 수학식 35에 나타낸 바와 같다.
Figure 112005019071603-PAT00162
상기 수학식 35에서 CAl은 상기 Alamouti 시공간 블록 부호화 방식을 통해 획득할 수 있는 채널 용량을 나타낸다.
한편, 상기 수학식 18에서 설명한 바와 같은 MIMO 채널 모델을 적용할 경우 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 통해 획득할 수 있는 채널 용량은 하기 수학식 36에 나타낸 바와 같다.
Figure 112005019071603-PAT00163
상기 수학식 36에서 CPO은 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 통해 획득할 수 있는 채널 용량을 나타내며, D는 대각선 행렬을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 36에서 상기 D가 대각선 행렬을 나타내므로 상기 수학식 36은 하기 수학식 37과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00164
그러면 여기서 상기 MIMO 이동 통신 시스템에 영향을 발생시킬 수 있는 outage 채널 용량에 대해서 살펴보기로 한다.
먼저, 데이터 레이트 b에서의 outage 채널 용량을
Figure 112005019071603-PAT00165
이라고 가정하기로 하며, 이는 하기 수학식 38과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005019071603-PAT00166
상기 수학식 38에서 P(b)는 상기 데이터 레이트 b가 지원되지 않을 확률을 나타낸다.
상기 outage 채널 용량은 몬테카를로(Monte-Carlo) 시뮬레이션에 의해서 계산되며, 다른 설계들의 성능 특성에도 추가적으로 고려된다. 여기서, 상기 몬테카를로 시뮬레이션이라 함은, 통상적으로 입력 변수를 확률 함수로 보고 난수를 발생시켜서 적합한 값만을 취하며, 나머지 값을 버림으로써, 가장 근사한 결과값을 얻는 방법을 말한다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 10% outage 채널 용량에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 10% outage 채널 용량을 도시한 그래프이다.
상기 도 3을 참조하면, 가로축은 신호대 잡음비([dB])를 나타내며, 세로축은 데이터 레이트([bps/Hz])를 나타낸다. 또한, 상기 도 3에는 의사 직교 부호 및 직교 부호의 채널 용량뿐만 아니라, 4개의 송신 안테나들을 사용하는 경우와 2개의 송신 안테나들을 사용하는 경우 각각의 채널 용량이 도시되어 있다. 결과적으로, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 4개의 송신 안테나들을 적용하는 MIMO 이동 통신 시스템에서 복호화 복잡도를 최소화시키면서도 최대 다이버시티 이득 및 최대 데이터 레이트를 획득할 수 있다는 이점을 가지게 되는 것이다.
다음으로 도 4 및 도 5를 참조하여 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식의 성능에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 3bps/Hz 채널 환경과,
Figure 112005019071603-PAT00167
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시한 그래프이다.
상기 도 5는 2bps/Hz 채널 환경과,
Figure 112005019071603-PAT00168
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시한 그래프이다.
상기 도 4 및 도 5를 설명하기에 앞서, 상기 도 4 및 도 5에 도시되어 있는 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들의 성능 곡선은 하기 표 1과 같은 시스템 파라미터(parameter)들을 가정할 경우에 획득된 성능 곡선이다.
Figure 112005019071603-PAT00169
상기 표 1에 나타낸 바와 같이 Monte-Carlo 시뮬레이션에서 8진법상의 이진 컨벌루셔널 코드(convolutional code) 다항식(133,171)이 사용되며, 또한 2bps/Hz와 3bps/Hz 채널 환경이 적용되며, 각 채널은 독립적인 Rayleigh 페이딩 채널을 가지며, 지수적으로 감소되는 페이딩 특성을 가지는 5-탭(tap) 전력 지연 프로파일을 가지는 실내 채널 모델을 사용한다고 가정하기로 한다. 그리고, 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 변조는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 통신 시스템에서 정의된 바와 같이 64-포인트(point) 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)이 사용된다고 가정하기로 한다. 또한, 1개의 OFDM 심벌(symbol) 구간은 0.8[㎲]의 보호 구간을 포함하는 4[㎲]의 길이를 가진다. 그리고, 상기 보호 구간 및 OFDM 심벌 구간의 길이는 25[ns]까지의 RMS(Root Mean Square) 지연 확산을 처리 가능하도록 결정되는 것이다.
상기 Monte-Carlo 시뮬레이션에서 사용되는 5-탭 다중 경로 채널은 대략 100[ns]의 RMS 지연 확산을 가진다. 그리고, 1개의 프레임(frame)은 4개의 OFDM 심벌들로 구성된다고 가정하기로 한다. 또한, 성상도 상의 회전은 상기 의사 직교 부호의 성능 향상을 획득함은 이미 잘 알려져 있으며, 상기 성상도상의 최적 회전은 상기 의사 직교 부호를 위해 사용됨 역시 이미 잘 알려져 있다. 또한, 3/4 데이터 레이트 직교 코드를 위해서는 제곱 행렬 삽입 시공간 블록 부호(square-matrix embedded space time block code)와 같은 부호화 행렬이 사용된다고 가정하기로 한다.
상기 도 4를 참조하면, 가로축은 신호대 잡음비([dB])를 나타내며, 세로축은 프레임 에러 레이트(Frame Error Rate, 이하 'FER'이라 칭하기로 한다)를 나타낸다. 상기 도 4에 나타낸 바와 같이 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식이 다른 시공간 블록 부호화 방식에 비해서 약 1[dB] 정도의 이득을 가지며, 1% FER에서 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식이 최적 성능을 나타낸다.
또한, 수신기 측에서의 복잡도를 고려해보면, 비교적 복잡한 복호화기 구조를 가지는 준직교 부호에 비해서 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식이 훨씬 간단한 복호화기 구조를 가지고도 복호화가 가능하다는 이점을 가진다.
또한, 상기 도 4에 도시되어 있는 성능 곡선들간에는 서로 급격한 기울기 변화를 나타내지 않는데, 이는 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 일반적인 시공간 블록 부호화 방식들 모두 상기 OFDM 방식을 사용함으로써 획득되는 다이버시티 이득으로 인해 주파수 선택적 페이딩 채널에서의 성능 열화를 방지할 수 있기 때문이다. 상기 OFDM 방식을 사용함으로 인해 나타나는 성능은 비교적 낮은 코딩 레이트(coding rate)의 채널 코딩 및 추가 주파수 다이버시티를 적용함으로써 더욱 개선될 수 있다. 특히, 상기 주파수 다이버시티는 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식의 공간 송신 다이버시티를 보완해줄 수 있게 된다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 도 4보다 더 낮은 코딩 레이트, 즉 2[bps/Hz]에서의 성능 곡선들이 도시되어 있다.
도 6은 4QAM 변조, 준정적 플랫 페이딩(Quasi-static flat fading) 채널 환경이 적용되는
Figure 112005019071603-PAT00170
MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식 및 Alamouti 방식의 성능을 도시한 그래프이다.
상기 도 6을 참조하면, 가로축은 신호대 잡음비([dB])를 나타내며, 세로축은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate, 이하 'BER'이라 칭하기로 한다)를 나타낸다. 상기 도 6에 나타낸 바와 같이 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식이 일반적인 시공간 블록 부호화 방식 예컨대, Alamouti 방식에 비해서 BER 성능이 우수함을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 새롭게 제안함으로써 MIMO 이동 통신 시스템에서 최대 다이버시티 이득을 유지하면서도, 데이터 레이트 및 부호화 이득을 최대화할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식은 수신기측의 연산량 및 복잡도를 최소화시킨다는 이점을 가진다.

Claims (26)

  1. 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들을 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 과정과,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 시구간들동안 상기 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용하여 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 부호화하는 과정은 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112005019071603-PAT00171
    단, 상기 수학식의 xi과, xj와, xk와 xl은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용하여 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 부호화하는 과정은 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112005019071603-PAT00172
    단, 상기 수학식의
    Figure 112005019071603-PAT00173
    과,
    Figure 112005019071603-PAT00174
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00175
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00176
    은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수는 4개임을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열 들 x1x2x3x4을 x1,x2,x3,x4로 병렬 변환하는 과정과,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 x1,x2,x3,x4를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용하여 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 부호화하는 과정은 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112005019071603-PAT00177
    단, 상기 수학식의 xi과, xj와, xk와 xl은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  7. 제5항에 있어서,
    제1시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 x1이 송신되고, 제2송신 안테나 를 통해서는 x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제2시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00178
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00179
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00180
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00181
    이 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제3시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 -x1이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는 -x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제4시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00182
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00183
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00184
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00185
    이 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 방법에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열 들 x1x2x3x4을
    Figure 112005019071603-PAT00186
    로 병렬 변환하는 과정과,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들
    Figure 112005019071603-PAT00187
    를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용하여 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 부호화하는 과정은 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112005019071603-PAT00188
    단, 상기 수학식의
    Figure 112005019071603-PAT00189
    과,
    Figure 112005019071603-PAT00190
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00191
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00192
    은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  10. 제8항에 있어서,
    제1시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00193
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00194
    가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00195
    가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00196
    가 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제2시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00197
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00198
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00199
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00200
    이 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제3시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00201
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00202
    가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00203
    가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00204
    가 송신되도록 부호화하는 과정과,
    제4시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서
    Figure 112005019071603-PAT00205
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00206
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00207
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00208
    이 송신되도록 부호화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들을 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 시구간들동안 상기 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기는 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
    Figure 112005019071603-PAT00209
    단, 상기 수학식의 xi과, xj와, xk와 xl은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 사용하여 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 부호화하는 과정은 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
    Figure 112005019071603-PAT00210
    단, 상기 수학식의
    Figure 112005019071603-PAT00211
    과,
    Figure 112005019071603-PAT00212
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00213
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00214
    은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수는 4개임을 특징으로 하는 상기 장치.
  15. 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열들 x1x2x3x4을 x1,x2,x3,x4로 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 x1,x2,x3,x4를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식을 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기는 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
    Figure 112005019071603-PAT00215
    단, 상기 수학식의 xi과, xj와, xk와 xl은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기는,
    제1시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 x1이 송신되고, 제2송신 안테나 를 통해서는 x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되고;
    제2시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00216
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00217
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00218
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00219
    이 송신되고;
    제3시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는 -x1이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는 -x2가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는 x3가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는 x4가 송신되고;
    제4시구간에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00220
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00221
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00222
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00223
    이 송신되도록 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개의 송신 안테나들을 사용하는 송신기에서 의사 직교 시공간 블록 부호를 부호화하는 장치에 있어서,
    송신하고자 하는 정보 심벌열들 x1x2x3x4이 입력되면, 상기 입력 정보 심벌열 들 x1x2x3x4을
    Figure 112005019071603-PAT00224
    로 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와,
    상기 병렬 변환된 정보 심벌열들
    Figure 112005019071603-PAT00225
    를 상기 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식에 적용하여 미리 설정된 제1시구간 내지 제4시구간에서 해당 송신 안테나들을 통해 송신되도록 부호화하는 의사 직교 시공간 블록 부호화기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기는 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들을 하기 수학식과 같은 의사 직교 시공간 블록 부호화 행렬에 상응하게 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
    Figure 112005019071603-PAT00226
    단, 상기 수학식의
    Figure 112005019071603-PAT00227
    과,
    Figure 112005019071603-PAT00228
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00229
    와,
    Figure 112005019071603-PAT00230
    은 상기 병렬 변환된 정보 심벌열들 각각을 나타냄.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호화기는,
    제1시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00231
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00232
    가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00233
    가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00234
    가 송신되고;
    제2시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00235
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00236
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00237
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00238
    이 송신되고;
    제3시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00239
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00240
    가 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00241
    가 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00242
    가 송신되고;
    제4시구간에서는 제1송신 안테나를 통해서
    Figure 112005019071603-PAT00243
    이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00244
    이 송신되고, 제3송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00245
    이 송신되고, 제4송신 안테나를 통해서는
    Figure 112005019071603-PAT00246
    이 송신되도록 부호화하는 것임을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 송신기에서 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식으로 부호화하여 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 수신기에서 복호화하는 방법에 있어서,
    신호가 수신되면, 상기 수신 신호를 채널 추정하여 채널 응답 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 수신 신호를 생기 채널 응답 행렬을 참조하여 상기 송신기에서 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 상기 정보 심벌열들로 복원하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 의사 직교 시공간 블록 부호를 상기 정보 심벌열들로 복원하는 과정은; 상기 수신 신호와 상기 채널 응답 행렬을 곱하고, 상기 채널 응답 행렬이 곱해진 신호의 엘리먼트들 각각을 상기 정보 심벌열들 각각으로 추정하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수는 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개이며, 상기 채널 응답 행렬은 하기 수학식과 같음을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112005019071603-PAT00247
    단, 상기 수학식에서 h1은 제1송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h2는 제2송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h3은 제3송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h4는 제4송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타냄.
  24. 송신기에서 정보 심벌열들을 의사 직교 시공간 블록 부호화 방식으로 부호화하여 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 수신기에서 복호화하는 장치에 있어서,
    신호가 수신되면, 상기 수신 신호를 채널 추정하여 채널 응답 행렬을 생성하는 채널 추정기와,
    상기 수신 신호를 생기 채널 응답 행렬을 참조하여 상기 송신기에서 송신한 의사 직교 시공간 블록 부호를 상기 정보 심벌열들로 복원하는 검출기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 검출기는 상기 수신 신호와 상기 채널 응답 행렬을 곱하고, 상기 채널 응답 행렬이 곱해진 신호의 엘리먼트들 각각을 상기 정보 심벌열들 각각으로 추정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수는 제1송신 안테나 내지 제4송신 안테나의 4개이며, 상기 채널 응답 행렬은 하기 수학식과 같음을 특징으로 하는 상기 장치.
    Figure 112005019071603-PAT00248
    단, 상기 수학식에서 h1은 제1송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h2는 제2송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h3은 제3송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타내며, h4는 제4송신 안테나를 통해 송신된 신호가 겪는 경로의 경로 이득을 나타냄.
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