KR101267799B1 - 이동 통신 시스템에서 직교 부호화된 신호간의 간섭을제거하는 장치 및 방법 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 직교 부호화된 신호간의 간섭을제거하는 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이동 통신 시스템에서 전송 다이버시티 방법으로 전송된 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 직교 부호화된 신호간의 간섭을 제거하여 수신 성능을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명은 송신기로부터 직교 부호화(Orthogonal Coded)된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성하는 수신부, 상기 송신기로부터 상기 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성하는 채널 추정부, 상기 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해(Q-R decomposition)하여 Q행렬과 R행렬을 생성하고, 상기 생성된 Q 행렬 및 상기 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터(Decision Statistic Vector)를 생성하는 Q-R 분해부, 및 상기 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 상기 직교 부호화된 신호로부터 수신 신호를 결정하는 신호 결정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치를 제공한다.
Figure R1020070115124
직교 부호화, STBC(Space-Time Block Coding), 전송 다이버시티, Detection

Description

이동 통신 시스템에서 직교 부호화된 신호간의 간섭을 제거하는 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CANCELING INTER SYMBOL INTERFERENCE OF OTHOGONAL CODED SIGNAL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 이동 통신 시스템에서 전송 다이버시티 방법으로 전송된 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 직교 부호화된 신호간의 간섭을 제거하여 수신 성능을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전함에 따라서, 또한 이동 통신 시스템이 서비스하는 데이터량도 급속하게 증가하고 있다. 이동 통신 시스템의 기지국과 단말기간의 무선링크의 채널 상태는 시간이 지남에 따라서 변하는데 이를 페이딩 현상이라고 한다.
이동통신 시스템에서 고속 데이터 전송시 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(Fading) 현상에 의해 수신 신호의 진폭 및 위상이 왜곡된다. 페이딩은 기지국과 단말기간의 무선링크에서 발생하는 오류의 원인으로서 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 되는 주요한 이유중의 하나이다.
이런 페이딩을 극복하기 위해서 여러 가지 방법의 다이버시티(Diversity) 기법이 사용된다. 다이버시티 기법의 하나로, 일정한 거리 이상으로 이격된 복수의 안테나를 이용하는 공간 다이버시티 방법이 사용된다. 송신기로부터 전송된 신호를 복수의 안테나를 이용하여 수신하는 수신 다이버시티 기법은 단말기의 크기 제한으로 인하여 이동 통신 환경의 다운 링크에는 적용하기 어렵다. 따라서 복수의 안테나를 이용하여 신호를 전송하는 전송 다이버시티 기법이 연구되고 있다.
전송 다이버시티 기법중의 하나인 직교 부호화(Orthogonal Coded)방식은 송신기가 전송할 복수의 데이터를 인코딩하여 서로 직교하는 복수의 데이터 스트림을 생성하고, 생성된 데이터 스트림을 복수의 시간 구간 또는 복수의 주파수를 이용하여 수신 장치로 전송하는 방법이다.
본 발명의 목적은 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 수신한 복수의 신호간의 간섭을 제거하여 수신 장치의 성능을 향상시키는 것이다.
본 발명의 목적은 직교 부호화된 신호간의 간섭을 제거하여 수신 장치의 성능을 향상시키는 것이다.
상기의 목적을 이루고 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 송신기로부터 직교 부호화(Orthogonal Coded)된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성하는 수신부, 상기 송신기로부터 상기 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성하는 채널 추정부, 상기 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해(Q-R decomposition)하여 Q행렬과 R행렬을 생성하고, 상기 생성된 Q 행렬 및 상기 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터(Decision Statistic Vector)를 생성하는 Q-R 분해부, 및 상기 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 상기 직교 부호화된 신호로부터 수신 신호를 결정하는 신호 결정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치를 제공한다.
본 발명의 일측에 따르면, 송신기로부터 직교 부호화된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성하는 단계, 상기 송신기로부터 상기 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성하는 단계, 상기 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 Q 행렬과 R행렬을 생성하는 단계, 상기 생성된 Q 행렬 및 상기 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터를 생성하는 단계, 상기 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 상기 직교 부호화된 신호로부터 수신 신호를 결정하는 단계를 포함하 는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법이 제공된다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 간섭 제거 장치를 이용하여 직교 부호화된 전송 신호를 수신하는 개념을 도시한 도면이다. 이하 도 1을 참조하여 본 발명에 따른 간섭 제거 장치를 이용하여 직교 부호화된 전송신호를 수신하는 개념을 상세히 설명하도록 한다.
송신기(100)의 변조기(110)는 송신기(100)가 간섭 제거 장치(150)로 전송할 데이터를 변조하여 전송 신호를 생성한다. 직교 부호화기(120)는 변조기(110)가 변조한 신호를 직교 부호화하여 서로 직교하는 복수의 신호를 생성한다. 직교 부호화된 복수의 신호는 복수의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)를 통하여 간섭 제거 장치(150)로 전송된다. 도 1에서는 4개의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)가 설치된 송신기(100)의 예가 도시되었으나, 본 발명의 다른 실시예에 따르면 2개 또는 8개 등 복수의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)가 설치된 송신기(100)도 이용 가능하다.
직교 부호화기는 송신기(100)가 복수의 시간 슬롯을 이용하여 전송할 복수의 데이터를 직교 부호화한다. 직교 부호화기는 각각의 전송 안테나가 복수의 시간 슬롯을 이용하여 전송할 수 있는 복수의 신호를 생성한다. 각각의 안테나를 통하여 전송되는 복수의 신호들은, 각각의 전송 안테나로부터 간섭 제거 장치(150)까지의 무선 채널의 상태가 변하지 않는다면 서로 직교한다.
복수의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)로부터 전송된 신호는 간섭 제거 장치(150)까지의 무선 채널 (141, 142, 143, 144)을 경유하는 동안에 그 크기 및 위상이 왜곡된다.
실제 무선 채널(141, 142, 143, 144)의 채널 상태는 페이딩으로 인하여 시간에 따라 변한다. 직교 부화화기(120)에서 직교 부호화된 신호는 복수의 타임 슬롯을 통해 전송되므로, 신호가 전송되는 과정에서 이동 통신 시스템의 무선 채널 상태는 변하게 된다. 따라서 직교 부호화된 복수의 신호간의 직교성(Orthogonality)은 더 이상 유지되지 않는다.
페이딩으로 인하여 각각의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)를 통하여 전송된 신호가 더 이상 직교하지 않는다. 따라서 각각의 전송 안테나를 통하여 전송된 신호간에는 간섭이 발생한다. 각각의 전송 안테나(131, 132, 133, 134)를 통하여 전송된 신호간의 간섭으로 인하여 간섭 제거 장치의 성능이 열화된다.
본 발명에 따른 간섭 제거 장치(150)는 무선 채널(141, 142, 143, 144)의 페이딩에 의해 발생한 신호간의 간섭을 제거한다.
도 2는 본 발명에 따른 간섭 제거 장치의 구조를 도시한 블록도이다. 이하 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 간섭 제거 장치를 상세히 설명하도록 한다. 본 발명에 따른 간섭 제거 장치(150)는 수신부(210), 채널 추정부(220), Q-R 분해부(230) 및 신호결정부(240)를 포함한다.
수신부(210)는 송신기로부터 직교 부호화된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 수신부(210)가 수신한 직교 부호화된 신호는 직교 시간-공간 블록 부호화(Orthogonal Space-Time Block Coded)된 신호 또는 직교 주파수-공간 블록 부호화(Orthogonal Space-Frequency Block Coded)된 신호일 수 있다. 직교 시간-공간 블록 부호화된 신호는 복수의 시간 구간을 거쳐 간섭 제거 장치로 전송되고, 직교 주파수-공간 블록 부호화된 신호는 복수의 주파수 대역을 이용하여 간섭 제거 장치로 전송된다. 수신부(210)는 각각의 시간 구간에서 수신한 신호 또는 각각의 주파수 대역에서 수신한 신호를 원소로 하는 수신 벡터를 생성한다.
채널 추정부(220)는 송신기로부터 간섭 제거 장치(250)까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성한다. 송신기는 복수의 전송 안테나를 구비하므로, 송신기로부터 간섭 제거 장치(250)까지의 무선 채널은 송신기의 안테나 개수만큼의 길이를 가지는 벡터 채널이다.
직교 부호화 방식에 따라서 복수의 시간 구간 또는 복수의 주파수 대역 마다 벡터 채널이 생성된다. 채널 추정부(220)가 생성한 채널 상태는 행렬의 형식을 가진다. 송신기가 직교 시간-공간 블록 부호화된 신호를 전송하는 경우에 채널 상태 행렬의 크기는 복수의 시간 구간의 개수 및 안테나 개수에 따라 결정된다. 또 송신기가 직교 주파수-공간 블록 부호화된 신호를 전송하는 경우에 채널 상태 행렬의 크기는 복수의 주파수 대역의 개수 및 안테나 개수에 따라 결정된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 송신기는 4개의 전송 안테나를 구비하고, g4 코드를 이용하여 직교 시간-공간 블록 부호화를 수행할 수 있다. g4 코드는 전송 안테나가 4개인 경우에 사용될 수 있는 대표적인 직교 시간-공간 블록 코드이다. 이하 송신기가 4개의 전송 안테나와 g4 코드를 이용하여 직교 시간-공간 블록 부호화한 경우에 대하여 설명한다. 이 경우에 채널 추정부(220)가 생성한 채널 상태 행렬은 다음 수학식 1과 같이 결정된다.
[수학식 1] :
Figure 112007081069049-pat00001
여기서
Figure 112007081069049-pat00002
는 n+1 번째 시간 구간에서의 송신기의 k번째 전송 안테나로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널의 상태를 나타낸다. 수학식 1의 i번째 열 은 i번째 전송 안테나로부터 8개의 시간 슬롯을 지날 때의 무선 채널의 상태를 나타낸다. g4를 사용하는 경우, 8개의 시간 구간을 거쳐 각각의 안테나로부터 신호가 전송된다.
만약 페이딩이 없다면 무선 채널의 상태는 시간의 경과에 관계없이 일정하다. 이 경우,
Figure 112007081069049-pat00003
라고 표현할 수 있으므로, 채널 상태 행렬의 각 열은 서로 직교한다. 그러나 이동 통신 시스템에서의 실제 무선 채널에서는 페이딩 현상으로 인하여 채널 상태 행렬의 각각의 열은 서로 직교하지 않는다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 송신기의 복수의 전송 안테나는 서로 직교하는 복수의 파일럿 신호를 간섭 제거 장치로 전송하고, 채널 추정부(220)는 송신기의 복수의 전송 안테나 각각으로부터 전송된 복수의 파일럿 신호에 기반하여 채널 상태 행렬을 생성할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따라서 무선 채널의 상태가 상기 수학식 1과 같은 경우에, 수신부(210)가 수신한 수신 벡터는 하기 수학식 2와 같이 결정된다.
[수학식 2]
Figure 112007081069049-pat00004
여기서
Figure 112007081069049-pat00005
는 수신 벡터이고, H는 채널 추정부(220)에서 추정한 채널 상태 행렬이다.
Figure 112007081069049-pat00006
는 송신기가 전송한 신호로 구성된 벡터로서 하기 수학식 3과 같이 결정되고,
Figure 112007081069049-pat00007
는 신호를 수신하는 과정에서 발생한 열잡음 벡터로서 하기 수학식 4와 같이 결정 된다.
[수학식 3]
Figure 112007081069049-pat00008
Figure 112007081069049-pat00009
는 송신기의 k+1번째 전송 안테나가 전송한 신호이다.
[수학식 4] :
Figure 112007081069049-pat00010
Figure 112007081069049-pat00011
은 m번째 시간 구간에서 신호를 수신하는 과정에서 발생한 열 잡음 성분이다.
Figure 112007081069049-pat00012
은 m번째 시간 구간에서 신호를 수신하는 과정에서 발생한 열 잡음의 공액 복소수(complex conjugate)이다.
Q-R 분해부(230)는 채널 추정부(220)가 생성한 채널 상태 행렬을 Q-R 분해(Q-R decomposition)하여 Q 행렬과 R 행렬을 생성한다. Q-R 분해부(230)는 생성된 Q 행렬 및 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터를 생성한다.
Q-R 분해는 주어진 행렬을 단위 행렬(unitary matrix)인 Q 행렬과 상삼각 행렬(Upper Triangular Matrix)인 R 행렬로 분해한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 Q-R 분해부는 개선된 그람-슈미트(Modified Gram-Schmidt) 방법을 이용하여 상기 Q 행렬 및 상기 R 행렬을 생성할 수 있다.
Q-R 분해부(230)는 생성된 Q 행렬 및 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터를 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 Q-R 분해부는 생성된 Q 행렬의 공액 전치 행렬(conjugate transpose matrix)을 수신 벡터에 곱하여 결정 통계 벡터를 생성할 수 있다. 결정 통계 벡터는 하기 수학식 5와 같이 정해진다.
[수학식 5]
Figure 112007081069049-pat00013
Figure 112007081069049-pat00014
여기서
Figure 112007081069049-pat00015
는 Q-R 분해부(230)에 의하여 생성된 결정 통계 벡터로서,
Figure 112007081069049-pat00016
로 표현할 수 있다. 여기서, T는 전치 행렬(transpose)을 의미한다.
Figure 112007081069049-pat00017
는 Q행렬의 공액 전치 행렬이고,
Figure 112007081069049-pat00018
는 열잡음 벡터
Figure 112007081069049-pat00019
와 Q 행렬의 공액 전치 행렬이 곱해진 벡터이다.
신호 결정부(240)는 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 직교 부호화된 신호로부터 수신 신호를 결정한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 생성된 결정 통계 벡터로부터 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 간섭 수신 신호를 결정할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 송신기의 4번째 전송 안테나가 전송한 신호에 대한 간섭 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00020
를 하기 수학식 6과 같이 결정할 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112007081069049-pat00021
Figure 112007081069049-pat00022
는 R 행렬의 4번째 행의 4번째 열의 원소이고,
Figure 112007081069049-pat00023
는
Figure 112007081069049-pat00024
가 가질 수 있는 모든 값의 집합으로서, 예를 들어 전송 신호가 BPSK 변조방식으로 변조된 경우,
Figure 112007081069049-pat00025
이다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 신호 결정부(240)는 송신기의 3번째, 2번째, 1번째 전송 안테나가 전송한 신호에 대한 간섭 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00026
,
Figure 112007081069049-pat00027
,
Figure 112007081069049-pat00028
를 각각 하기 수학식 7, 8, 9와 같이 결정 할 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112007081069049-pat00029
[수학식 8]
Figure 112007081069049-pat00030
[수학식 9]
Figure 112007081069049-pat00031
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 결정된 간섭 수신 신호에 따라서 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신신호를 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬과 간섭 수신 신호를 곱하여 신호간 간섭 벡터를 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 하기 수학식 10에 따라서 신호간 간섭 벡터를 생성할 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112007081069049-pat00032
Figure 112007081069049-pat00033
는 신호간 간섭 벡터이고,
Figure 112007081069049-pat00034
는 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬로서 하기 수학식 11과 같이 정해진다.
Figure 112007081069049-pat00035
는 간섭 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00036
,
Figure 112007081069049-pat00037
,
Figure 112007081069049-pat00038
,
Figure 112007081069049-pat00039
로 구성된 벡터로서 하기 수학식 12와 같이 정해진다.
[수학식 11]
Figure 112007081069049-pat00040
[수학식 12]
Figure 112007081069049-pat00041
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 결정 통계 벡터 및 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 수신 신호를 결정할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 하기 수학식 13에 따라서 수신 신호를 결정할 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112007081069049-pat00042
Figure 112007081069049-pat00043
는 송신기의 k+1번째 안테나로부터 수신한 신호로서, 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신 신호이다.
Figure 112007081069049-pat00044
는 결정 통계 벡터의 k+1번째 원소이고,
Figure 112007081069049-pat00045
는 신호간 간섭 벡터의 k+1번째 원소이다.
수학식 6, 7, 8, 내지 9에서 결정된 초기 간섭 수신 신호는 송신기의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 신호로서, 간섭 수신 신호의 값은 전송 안테나로부터 전송된 신호의 값과 다를 수 있다. 간섭 수신 신호의 값이 부정확할 수 있으므로, 수학식 13에서 간섭 수신 신호에 기반하여 결정되는 수신 신호의 값도 부정확하다.
그러나, 수신 신호는 송신기의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 제거 되었으므로, 간섭 수신 신호보다는 정확한 값이다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 결정된 수신신호
Figure 112007081069049-pat00046
에 따라서 신호간 간섭 벡터를 업데이트하고, 결정 통계 벡터 및 업데이트된 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 수신 신호를 재결정 할 수 있다.
재결정된 수신 신호는 간섭 수신 신호보다 정확한 수신 신호에 기반하였으므로, 수신 신호보다 더욱 정확한 값이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 신호 결정부(240)는 재결정된 수신 신호에 기반하여 신호간 간섭 벡터를 업데이트하고, 결정 통계 벡터 및 업데이트된 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 수신 신호를 재결정하는 것을 소정의 횟수 동안 반복할 수 있다. 반복을 통하여 복수의 전송 안테나로부터 전송된 신호간의 간섭이 제거되고, 간섭 제거 장치의 성능이 향상된다.
도 3은 본 발명에 따른 간섭 제거 방법을 단계별로 도시한 순서도이다. 이하 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 간섭 제거 방법을 상세히 설명하도록 한다.
단계(S310)에서는 직교 부호화된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 송신기는 변조된 신호를 직교 시간-공간 블록 부호화하여 복수의 전송 안테나를 통하여 간섭 제거 장치로 전송하고, 간섭 제거 장치는 복수의 시간 구간을 통하여 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면 송신기는 변조된 신호를 직교 주파수-공간 블록 부호화하여 복수의 전송 안테나를 통하여 간섭 제거 장치로 전송하고, 간섭 제거 장치는 복수의 주파수 대역을 통하여 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성할 수 있다.
단계(S320)에서는 송신기로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 송신기는 서로 직교하는 복수의 파일럿 신호를 복수의 전송 안테나를 이용하여 수신기로 전송하고, 수신기는 서로 직교하는 복수의 파일럿 신호를 이용하여 각각의 전송 안테나로부터 수신기까지의 무선 채널에 대한 채널 상태 행렬을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 송신기는 4개의 전송 안테나를 구비하고, g4 코드를 이용하여 직교 시간-공간 블록 부호화를 수행할 수 있다. g4 코드는 전송 안테나가 4개인 경우에 사용될 수 있는 대표적인 직교 시간-공간 블록 코드이다. 이하 송신기가 4개의 전송 안테나와 g4 코드를 이용하여 직교 시간-공간 블록 부호화한 경우에 대하여 설명한다. 이 경우에 단계(S320)에서 생성한 채널 상태 행렬은 다음 수학식 14와 같이 결정된다.
[수학식 14]
Figure 112007081069049-pat00047
여기서
Figure 112007081069049-pat00048
는 n+1 번째 시간 구간에서의 송신기의 k번째 전송 안테나로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널의 상태를 나타낸다. 수학식 14의 i번째 열은 i번째 전송 안테나로부터 8개의 시간 슬롯을 지날 때의 무선 채널의 상태를 나타낸다.
단계(S330)에서는 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 Q 행렬과 R 행렬을 생성한다. 본 발명의 일실시예에 따르면 단계(S330)에서는 개선된 그람-슈미트(Modified Gram-Schmidt) 방법을 이용하여 상기 Q 행렬 및 상기 R 행렬을 생성할 수 있다.
단계(S340)에서는 생성된 Q 행렬 및 수신 벡터에 기반하여 수신 신호를 결정할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 생성된 Q 행렬의 공액 전치 행렬을 수신 벡터에 곱하여 결정 통계 벡터를 생성하고, 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 수신 신호를 결정할 수 있다. 단계(S340)는 이하 도 4에서 상세히 설명한다.
도 4는 본 발명에 따른 간섭 제거 방법에서, 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신 신호를 결정하는 방법을 단계별로 도시한 순서도이다. 이하 도 4를 참조하여 본 발명에 따라 간섭이 감소한 수신 신호를 결정하는 방법을 상세히 설명하도록 한다.
단계(S410)에서는 결정 통계 벡터로부터 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 간섭 수신 신호를 결정한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하는 단계(S330)에서 생성된 Q 행렬의 공액 전치 행렬을 수신 벡터에 곱하여 결정 통계 벡터를 생성하고, 생성된 결정 통계 벡터로부터 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 간섭 수신 신호를 결정한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 결정 통계 벡터는 하기 수학식 15와 같이 결정될 수 있다.
[수학식 15]
Figure 112007081069049-pat00049
여기서
Figure 112007081069049-pat00050
는 수신 벡터이고,
Figure 112007081069049-pat00051
는 결정 통계 벡터이다.
Figure 112007081069049-pat00052
는 Q 행렬의 공액 전치 행렬이다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 송신기의 4번째 전송안테나가 전송한 신호에 대한 간섭 수신 신호는 하기 수학식 16과 같이 결정될 수 있다.
[수학식 16]
Figure 112007081069049-pat00053
Figure 112007081069049-pat00054
는 R 행렬의 4번째 행의 4번째 열의 원소이고,
Figure 112007081069049-pat00055
는
Figure 112007081069049-pat00056
가 가질 수 있는 모든 값의 집합으로서, 예를 들어 전송 신호가 BPSK 변조방식으로 변조된 경우,
Figure 112007081069049-pat00057
이다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 송신기의 3번째, 2번째, 1번째 전송 안테나가 전송한 신호에 대한 간섭 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00058
,
Figure 112007081069049-pat00059
,
Figure 112007081069049-pat00060
는 각각 하기 수학식 17, 18, 19와 같이 결정될 수 있다.
[수학식 17]
Figure 112007081069049-pat00061
여기서
Figure 112007081069049-pat00062
는 R 행렬의 x번째 행의 y번째 열의 원소이다.
[수학식 18]
[수학식 19]
Figure 112007081069049-pat00064
단계(S420)에서는 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하는 단계(S330)에서 생성된 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬과 단계(S410)에서 결정된 간섭 수신 신호에 기반하여 신호간 간섭 벡터를 생성한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬과 간섭 수신 신호를 곱하여 신호간 간섭 벡터를 생성할 수 있 다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 신호간 간섭 벡터는 하기 수학식 20에 따라서 결정될 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112007081069049-pat00065
Figure 112007081069049-pat00066
는 신호간 간섭 벡터이고,
Figure 112007081069049-pat00067
는 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬로서 하기 수학식 21과 같이 정해진다.
Figure 112007081069049-pat00068
는 간섭 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00069
,
Figure 112007081069049-pat00070
,
Figure 112007081069049-pat00071
,
Figure 112007081069049-pat00072
로 구성된 벡터로서 하기 수학식 22과 같이 정해진다.
[수학식 21]
Figure 112007081069049-pat00073
[수학식 22]
Figure 112007081069049-pat00074
단계(S430)에서는 결정된 간섭 수신 신호에 따라서 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신 신호를 결정한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 결정 통계 벡터 및 신호간 간섭 벡터를 하기 수학식 23에 따라서 뺄셈 연산하여 수신 신호를 결정할 수 있다.
[수학식 23]
Figure 112007081069049-pat00075
Figure 112007081069049-pat00076
는 송신기의 k+1번째 안테나로부터 수신한 신호로서, 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신 신호이다.
Figure 112007081069049-pat00077
는 결정 통계 벡터의 k+1번째 원소이고,
Figure 112007081069049-pat00078
는 신호간 간섭 벡터의 k+1번째 원소이다.
수학식 23에서는 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 제거된 수신 신호가 결정된다. 복수의 신호간의 간섭이 제거되었으므로 수학식 16, 17, 18, 내지 19에서 결정된 간섭 수신 신호보다 좀 더 정확한 값이다.
도 5는 본 발명에 따른 간섭 제거 방법에서, 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 순차적으로 제거하는 방법을 단계별로 도시한 순서도이다. 이하 도 5를 참조하여 본 발명에 따라 간섭을 순차적으로 제거하는 방법을 상세히 설명하도록 한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S430)에서는 결정된 수신 신호
Figure 112007081069049-pat00079
에 따라서 신호간 간섭 벡터를 업데이트 하고, 결정 통계 벡터 및 업데이트된 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 수신 신호를 재결정 할 수 있다.
단계(S510)에서는 간섭 제거 횟수를 초기화 할 수 있다. '간섭 제거 횟수'는 결정된 수신 신호에 따라서 신호간 간섭 벡터가 업데이트된 횟수를 나타내며, 본 발명의 일실시예에 따르면 단계(S510)에서는 간섭 제거 횟수를 '0'으로 초기화 할 수 있다.
단계(S520)에서는 수학식 23에 따라서 수신 신호를 결정한다.
단계(S530)에서는 간섭 제거 횟수와 최대 간섭 제거 횟수를 비교한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 간섭 제거 횟수가 최대 간섭 제거 횟수보다 크거나 동일한 경우에는 신호간 간섭 제거 절차를 종료할 수 있다.
만약 간섭 제거 횟수가 최대 간섭 제거 횟수보다 작다면, 단계(S540)에서는 간섭 제거 횟수를 업데이트 한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 업데이트된 간섭 제거 횟수는 기존의 간섭 제거 횟수에 '1'을 더한 것일 수 있다.
단계(S550)에서는 단계(S520)에서 결정된 수신 신호에 따라서 신호간 간섭 벡터를 업데이트 한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S550)에서는 하기 수학식 24에 따라서 신호간 간섭 벡터를 업데이트할 수 있다.
[수학식 24]
Figure 112007081069049-pat00080
여기서
Figure 112007081069049-pat00081
는 단계(S520)에서 결정된, 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소된 수신 신호이고,
Figure 112007081069049-pat00082
는 단계(S520)에서 결정된 수신 신호에 따라서 업데이트된 신호간 간섭 벡터로서, k는 간섭 제거 횟수를 의미한다.
단계(S550)에서 업데이트된 신호간 간섭 벡터는 신호간의 간섭이 감소된 수신 신호에 기반하였으므로, 업데이트되기 전의 신호간 간섭 벡터보다는 좀더 정확한 값이다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S520)에서는 결정 통계 벡터 및 단계(S550)에서 업데이트된 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 수신 신호를 재결정 할 수 있다. 이렇게 업데이트된 신호간 간섭 벡터에 따라서 생성된 수신 신호는 업데이트되기 전의 신호간 간섭 벡터에 따라서 생성된 수신 신호보다 더욱 정확한 값을 가진다.
송신 장치의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 제거됨에 따라서 간섭 제거 장치의 성능이 향상된다.
본 발명의 실시예에 따른 간섭 제거 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다.
상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매 체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 본 발명에서 설명된 단말기 또는 기지국의 동작의 전부 또는 일부가 컴퓨터 프로그램으로 구현된 경우, 상기 컴퓨터 프로그램을 저장한 컴퓨터 판독 가능 기록 매체도 본 발명에 포함된다.
도 1은 본 발명에 따른 간섭 제거 장치를 이용하여 직교 부호화된 전송 신호를 수신하는 개념을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 간섭 제거 장치의 구조를 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 간섭 제거 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.
도 4는 본 발명에 따른 간섭 제거 방법에서, 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 수신 신호를 결정하는 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.
도 5는 본 발명에 따른 간섭 제거 방법에서, 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 순차적으로 제거하는 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.

Claims (19)

  1. 송신기로부터 직교 부호화(Orthogonal Coded)된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성하는 수신부;
    상기 송신기로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성하는 채널 추정부;
    상기 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해(Q-R decomposition)하여 Q 행렬과 R 행렬을 생성하고, 상기 생성된 Q 행렬 및 상기 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터(Decision Statistic Vector)를 생성하는 Q-R 분해부; 및
    상기 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 상기 직교 부호화된 신호간의 간섭이 감소된 수신 신호를 결정하는 신호 결정부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 직교 부호화된 신호는
    직교 시간-공간 블록 부호화된 신호 또는 직교 주파수-공간 블록 부호화된 신호인 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 신호 결정부는,
    상기 생성된 결정 통계 벡터로부터 상기 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 간섭 수신 신호를 결정하고,
    상기 결정된 간섭 수신 신호에 따라서 상기 송신기의 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭이 감소한 상기 수신 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 신호 결정부는,
    상기 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬과 상기 결정된 간섭 수신 신호를 곱하여 신호간 간섭 벡터를 생성하고,
    상기 결정 통계 벡터 및 상기 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 상기 수신 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 신호 결정부는,
    상기 결정된 수신 신호에 따라서 상기 신호간 간섭 벡터를 업데이트 하고,
    상기 결정 통계 벡터 및 상기 업데이트된 신호간 간섭 벡터를 뺄셈 연산하여 상기 수신 신호를 재결정하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 신호 결정부는,
    하기 수학식 1에 의하여 상기 수신 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
    [수학식 1]
    Figure 112007081069049-pat00083
    Figure 112007081069049-pat00084
    는 송신기의 k+1번째 전송 안테나로부터 전송된 신호에 대한 수신 신호임.
    Figure 112007081069049-pat00085
    는 하기 수학식 2에 따라서 결정되는 결정 통계 벡터임.
    Figure 112007081069049-pat00086
    는 신호간 간섭 벡터로서 하기 수학식 3에 따라서 결정됨.
    Figure 112007081069049-pat00087
    는 송신기로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 생성된 R 행렬의 k+1번째 대각 성분임.
    [수학식 2]
    Figure 112007081069049-pat00088
    Figure 112007081069049-pat00089
    는 복수의 시간 구간 또는 복수의 주파수 대역을 이용하여 송신기 로부터 전송된 신호를 수신하여 생성된 수신 벡터임.
    Figure 112007081069049-pat00090
    는 송신기로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 생성된 Q 행렬의 공액 전치(conjugate transpose matrix) 행렬임.
    [수학식 3]
    Figure 112007081069049-pat00091
    Figure 112007081069049-pat00092
    는 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 생성된 R 행렬의 대각 성분을 제거한 행렬임.
    Figure 112007081069049-pat00093
    는
    Figure 112007081069049-pat00094
    로부터 결정된, 복수의 전송 안테나로부터 전송된 복수의 신호간의 간섭을 포함하는 간섭 수신 신호임.
  7. 제1항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    상기 송신기의 복수의 전송 안테나 각각으로부터 전송된 복수의 파일럿 신호에 기반하여 상기 채널 상태 행렬을 생성하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 Q-R 분해부는,
    상기 Q 행렬의 공액 전치(conjugate transpose) 행렬을 상기 수신 벡터에 곱하여 상기 결정 통계 벡터를 생성하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 Q-R 분해부는,
    개선된 그람-슈미트(Modified Gram-Schmidt) 방법을 이용하여 상기 Q 행렬 및 상기 R 행렬을 생성하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 장치.
  10. 수신기가 송신기로부터 직교 부호화된 신호를 수신하여 수신 벡터를 생성하는 단계;
    상기 수신기가 상기 송신기로부터 간섭 제거 장치까지의 무선 채널에 대한 상태를 추정하여 채널 상태 행렬을 생성하는 단계;
    상기 수신기가 상기 생성된 채널 상태 행렬을 Q-R 분해하여 Q 행렬과 R행렬을 생성하는 단계;
    상기 수신기가 상기 생성된 Q 행렬 및 상기 수신 벡터에 기반하여 결정 통계 벡터를 생성하는 단계;
    상기 수신기가 상기 생성된 결정 통계 벡터에 기반하여 상기 직교 부호화된 신호간의 간섭이 감소된 수신 신호를 결정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호간 간섭 제거 방법.
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