KR100490716B1 - 결합 검출 및 연속적인 간섭 소거의 적응적 조합을 이용하는 다수의 사용자 검출 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른 코드 분할 다중 접속을 이용하는 시분할 이중 통신 시스템은 시간 슬롯내의 공유 스펙트럼을 통해 복수개의 데이터 신호를 전송한다. 조합 신호는 시간 슬롯내의 공유 스펙트럼을 통해 수신된다. 복수개의 데이터 신호는 복수개의 그룹으로 그룹화된다. 이 조합 신호는 복수개의 그룹 중 어느 하나의 그룹의 데이터 신호와 연관된 부호 응답에 기초하여 정합 필터링된다. 하나의 그룹내의 각각의 데이터 신호로부터의 데이터는 결합 검출된다. 간섭 신호는 하나의 그룹의 검출 데이터에 기초하여 구성된다. 이 구성된 간섭 신호는 조합 신호로부터 감산된다. 다른 그룹으로부터의 데이터는 감산된 신호를 처리함으로써 검출된다.

Description

결합 검출 및 연속적인 간섭 소거의 적응적 조합을 이용하는 다수의 사용자 검출 방법{MULTI-USER DETECTION USING AN ADAPTIVE COMBINATION OF JOINT DETECTION AND SUCCESSIVE INTERFERENCE CANCELLATION}

본 출원은 2000년 3월 15일자로 제출된 미국 가출원 번호 제60/189,680호와 2000년 3월 26일자로 제출된 미국 가출원 번호 제60/207,700호를 우선권으로 주장하고 있다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템 내의 다수의 사용자 신호의 결합 검출에 관한 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템(10)을 도시하고 있다. 이 무선 통신 시스템(10)은 사용자 장치(UE)(14₁∼14₃)와 통신하는 기지국(12₁∼12₅)을 갖고 있다. 각각의 기지국(12₁)은 연관된 동작 영역을 갖고서, 그 동작 영역 내의 UE(14₁∼14₃)와 통신한다.

코드 분할 다중 접속(CDMA) 및 이러한 코드 분할 다중 접속을 사용하는 시분할 이중 통신 방식(TDD/CDMA) 등과 같은 일부의 통신 시스템에 있어서, 다중 통신은 동일한 주파수 스펙트럼을 통해 전송된다. 이러한 통신은 일반적으로 칩 코드 시퀀스에 의해 구별된다. 주파수 스펙트럼을 보다 효율적으로 사용하기 위해서, TDD/CDMA 통신 시스템은 통신용 시간 슬롯으로 분할된 프레임을 반복하여 사용한다. 상기 시스템으로 전송되는 통신은 하나 또는 다수의 연관된 칩 코드 및 통신 대역폭을 기초로 하여 할당된 시간 슬롯을 가질 것이다.

다중 통신이 동일한 주파수 스펙트럼으로 동시에 전송될 수 있기 때문에, 상기 시스템 내의 수신기는 다중 통신들간을 구별해야만 한다. 그러한 신호들을 검출하는 한가지 방법에는 정합 필터링이 있다. 이 정합 필터링에서, 단일 코드로 전송된 통신이 검출된다. 다른 통신은 간섭으로 취급된다. 다중 코드를 검출하기 위해, 각각 다수의 정합 필터가 사용된다. 또 다른 방법은 연속적인 간섭 소거(SIC)이다. 이 SIC에서, 하나의 통신이 검출되고 이 통신의 분포는 다음 통신을 검출하는데 사용하기 위해 수신 신호로부터 감산된다.

어떠한 경우에는 성능을 개선하기 위해 다중 통신을 동시에 검출할 수 있는 것이 바람직하다. 동시에 다중 통신을 검출하는 것을 결합 검출(joint detection)이라 칭한다. 일부의 결합 검출기는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 검출과 제로 포싱 블록 등화기(ZF-BLE)를 수행하기 위해 콜레스키 분해(cholesky decomposition)를 이용한다. 이러한 검출기는 광범위한 수신원을 필요로 하여 매우 복잡하다. 미국 특허 제5,933,423호에는 수신기를 개시하고 있다. 이 수신기는 수신 신호를 적어도 2 개의 신호를 갖는 복수 그룹으로 분할한다. 각각의 그룹내의 신호는 동시에 검출된다. 제1 그룹의 검출 신호는 다른 그룹으로부터의 데이터의 검출 이전에 수신 신호로부터 감산된다. DE 19616828 A1호에는 신호 분리기를 갖는 수신기를 개시하고 있다. 신호는 수신 전력에 의해 그룹화된다. 제1 그룹의 신호는 결합 검출된다. 이 검출된 제1 그룹의 신호는 수신 신호로부터 감산된다. 잔여 신호는 감산된 신호로부터 검출된다. Tsatsanis 및 Xu에 의한 "Adaptive Blind Interference Cancellation in CDMA Systems"는 최소 평균 제곱 및 최소 평균 제곱 오차 구현을 이용하는 수신기에 대한 간섭 소거를 개시하고 있다.

따라서, 다수의 사용자 검출에 대한 다른 방법을 갖는 것이 바람직하다.

도 1은 무선 통신 시스템을 도시하는 도면이다.

도 2는 결합 검출을 사용하는 송신기 및 수신기에 관한 단순도이다.

도 3은 통신 버스트의 도면이다.

도 4는 결합 검출 및 연속적인 간섭 소거의 적응적 조합에 관한 흐름도이다.

도 5는 결합 검출 및 연속적인 간섭 소거 장치의 적응적 조합에 관한 도면이다.

도 6∼도 12는 결합 검출 및 연속적인 간섭 소거, 완전한 결합 검출 및 RAKE 수신기의 적응적 조합의 성능을 비교하는 그래프이다.

코드 분할 다중 접속을 이용하는 시분할 이중 통신 시스템은 복수개의 데이터 신호를 시간 슬롯내의 공유 스펙트럼을 통해 전송한다. 조합 신호는 시간 슬롯내의 공유 스펙트럼을 통해 수신된다. 복수개의 데이터 신호는 복수개의 그룹으로 그룹화된다. 이 조합 신호는 복수개의 그룹 중 어느 하나의 그룹의 데이터 신호와 부분적으로 연관된 부호 응답에 기초하여 정합 필터링된다. 하나의 그룹내의 각각의 데이터 신호로부터의 데이터는 결합 검출된다. 간섭 신호는 부분적으로 상기 검출된 하나의 그룹의 데이터에 기초하여 구성된다. 이 구성된 간섭 신호는 조합 신호로부터 감산된다. 다른 그룹으로부터 데이터는 상기 감산된 신호를 처리함으로써 검출된다.

도 2는 TDD/CDMA 통신 시스템에서 결합 검출(JD) 및 연속적인 간섭 소거(SIC)의 적응적 조합인 "SIC-JD"를 이용하는 송신기(26) 및 수신기(28)를 간략화한 도면이다. 전형적인 시스템에서, 송신기(26)는 각각의 UE(14₁∼14₃)내에 있고, 다중 통신을 전송하는 다중 전송 회로(26)는 각각의 기지국(12₁∼12₅) 내에 있다. 기지국(12₁)은 전형적으로 UE(14₁∼14₃)와 각각 활성적으로 통신하기 위해 적어도 하나의 전송 회로(26)를 필요로 할 것이다. SIC-JD 수신기(28)는 기지국 12₁과 UE(14₁∼14₃), 또는 양쪽 모두에 존재할 수 있다. SIC-JD 수신기(28)는 다중 송신기(26) 즉, 전송 회로(26)로부터 통신을 수신한다.

각각의 송신기(26)는 무선 채널(30)을 통해 데이터를 전송한다. 송신기(26) 내의 데이터 발생기(32)는 기준 채널을 통해 수신기(28)로 전달되는 데이터를 발생시킨다. 기준 데이터는 통신 대역폭의 요구량에 기초하여 하나 이상의 복수개의 코드 및/또는 시간 슬롯을 할당받는다. 변조 및 확산 장치(34)는 기준 데이터를 확산시키고 이 확산된 기준 데이터를 적절하게 할당된 시간 슬롯 및 코드의 트레이닝 시퀀스로 시간 다중화하도록 한다. 그 결과의 시퀀스를 통신 버스트라 칭한다. 이 통신 버스트는 변조기(36)에 의해 무선 주파수(RF)로 변조된다. 안테나(38)는 무선 채널(30)을 통해 RF 신호를 수신기(28)의 안테나(40)에 방사한다. 통신을 전송하는데 사용하는 변조 형태는 당해 기술 분야의 숙련자에게 공지된 것 중 임의의 것, 예컨대 직접 위상 편이 방식(DPSK) 또는 직교 위상 편이 방식(QPSK)일 수 있다.

전형적인 통신 버스트(16)는 도 3에 도시한 바와 같이, 미드앰블(20), 보호 기간(18) 및 2 개의 데이터 버스트(22, 24)를 갖고 있다. 미드앰블(20)은 2 개의 데이터 버스트(22, 24)를 분리하고 보호 기간(18)은 통신 버스트들을 분리하여 상이한 송신기로부터 전송된 버스트의 도달 시간에서 차이가 있도록 할 수 있다. 2 개의 데이터 버스트(22, 24)는 통신 버스트의 데이터를 포함하고 일반적으로 부호의 길이가 동일하다. 미드앰블은 트레이닝 시퀀스를 포함한다.

수신기(28)의 안테나(40)는 각종 무선 주파수 신호를 수신한다. 수신 신호는 복조기(42)에 의해 복조되어 기저 대역 신호를 생성한다. 기저 대역 신호는 시간 슬롯 내에서, 대응되는 송신기(26)의 통신 버스트에 할당된 적절한 코드로, 채널 추정 장치(44) 및 SIC-JD 장치(46) 등에 의해 처리된다. 채널 추정 장치(44)는 채널 임펄스 응답 등과 같은 채널 정보를 제공하기 위해 기저 대역 신호 내의 트레이닝 시퀀스 구성 요소를 이용한다. 이 채널 정보는 수신된 통신 버스트의 전송 데이터를 하드 부호로서 추정하기 위해 SIC-JD 장치(46)에 의해 사용된다.

SIC-JD 장치(46)는 채널 추정 장치(44)에 의해 제공된 채널 정보와 송신기(26)에 의해 사용된 공지의 확산 코드를 사용하여 각종의 수신된 통신 버스트의 데이터를 추정한다. SIC-JD가 TDD/CDMA 통신 시스템과 결부되어 설명되었지만, 동일한 방법이 CDMA 등과 같은 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

TDD/CDMA 통신 시스템에서의 특정한 시간 슬롯 내의 SIC-JD에 대한 하나의 방법이 도 4에 도시되어 있다. 복수개의 통신 버스트는 K 개의 통신 버스트 등과 같은 특정한 시간 슬롯 내에서 서로 중복되어 있다. K 개의 버스트들은 K 개의 상이한 송신기들로부터의 버스트일 수 있다. 만약 특정한 송신기들이 특정한 시간 슬롯 내의 복수의 코드를 사용하고 있다면, K 개의 버스트들은 K개 보다 적은 송신기들로부터의 버스트일 수 있다.

통신 버스트(16)의 각각의 데이터 버스트(22, 24)는 N_S 등과 같은 소정의 수의 전송 부호를 갖는다. 각각의 부호는 확산 인자(SF)인 소정의 수의 확산 코드 칩을 사용하여 전송된다. 전형적인 TDD 통신 시스템에서, 각각의 기지국(12₁∼12₅)은 전송 데이터와 혼합된 연관된 스크램블링 코드를 갖고 있다. 이 스크램블링 코드는 기지국을 서로 구별시킨다. 일반적으로, 스크램블링 코드는 확산 인자에 영향을 끼치지 않는다. 스크램블링 코드를 사용하는 시스템에 대해 확산 코드 및 확산 인자라는 용어가 이후에 사용되지만, 다음의 확산 코드는 스크램블링 코드 및 확산 코드의 조합이다. 그 결과, 각각의 데이터 버스트(22, 24)는 N_S x SF 개의 칩을 갖고 있다. W 개의 칩의 임펄스 응답을 갖는 채널을 통과한 후, 각각의 수신된 버스트는 길이가 SF x N_S + W - 1이고, N_c 개의 칩으로 나타내고 있다. K 개의 버스트의 k 번째의 버스트에 대한 코드는 C^(k)로 나타낸다.

각각의 k 번째 버스트는 수신기에서 수신되고 수학식 1에 의해 나타낼 수 있다.

r ^(k)는 k 번째 버스트의 수신된 분포이다. A^(k)는 조합 채널 응답으로 N_c x N_S 매트릭스이다. A^(k) 내의 각각의 j 번째 칼럼은 d^(k)의 j 번째 요소의 부호 응답인 s^(k) 의 제로 패딩 형식이다. 부호 응답인 s^(k)는 버스트에 대한 추정 응답인 h ^(k) 와 확산 코드인 C^(k)의 컨볼루션이다. d ^(k)는 버스트로 전송된 미지의 데이터 부호이다. 각각의 k 번째 버스트에 대한 추정 응답인 h ^(k)는 W 개의 칩 길이를 갖고 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

γ^(k)는 전송 이득 및/또는 경로 손실을 반영한다. h ^~(k)는 버스트-특정 페이딩 채널 응답을 나타내고 또한 하나의 그룹의 버스트가 동일한 채널을 공유하는 경우, h ^~(g)는 그룹-특정 채널 응답을 나타낸다. 업링크 통신의 경우, 각각의 γ^(k) 와 h ^~(k) 뿐만 아니라 각각의 h ^(k)는 다르다. 다운 링크 통신인 경우, 모든 버스트는 동일한 h ^~(k)를 갖지만 각각의 r^(k)는 다르다. 다운 링크에서 다양하게 전송되는 경우, 각각의 γ^(k) 및 h ^~(k)는 다르다.

무선 채널을 통해 전송된 모든 k 개의 버스트로부터의 전체적인 수신 벡터는 수학식 3에 따른다.

n은 제로 평균 잡음 벡터이다.

모든 데이터 버스트에 대한 A^(k)를 매트릭스 A로 조합하고 각각의 버스트 d ^(k)에 대한 모든 미지의 데이터를 매트릭스 d로 조합함으로써, 수학식 1은 수학식 4가 된다.

SIC-JD는 각각의 k 번째 버스트의 수신 전력을 결정한다. 이 결정은 수신기(28), 버스트-특정 트레이닝 시퀀스로부터의 버스트-특정 채널 추정, 또는 정합 필터의 뱅크에서의 연역적 지식에 기초할 수 있다. K 개의 버스트는 결정된 수신 전력에 기초하여 내림 차순으로 배열된다.

특정 임계치 내에서와 같이 대략 동일한 전력 레벨을 갖는 버스트는 서로 그룹화되어 G 그룹으로 배열된다(48). 이 G 그룹은 가장 높은 수신 전력을 갖는 1 그룹에서 G 그룹으로와 같이 그 전력에 의해 내림 차순으로 배열된다. 도 5는 G 그룹에 기초하여 SIC-JD를 수행하는 SIC-JD 장치(46)에 관한 도면이다.

가장 높은 수신 전력을 갖는 그룹인 1 그룹의 경우, 1 그룹 내의 버스트만에 대한 부호 응답 매트릭스, 즉 A_g ⁽¹⁾이 결정된다. 이 A_g ⁽¹⁾는 1 그룹 내의 버스트의 부호 응답만을 포함하고 있다. 수신 벡터인 r은 1 그룹에 대해 x _g ⁽¹⁾로 모델링된다. 그 결과, 수학식 4는 1 그룹에 대하여 수학식 5가 된다.

d _g ⁽¹⁾은 1 그룹의 버스트 내의 데이터이다. 수학식 5는 부호 간 간섭(ISI) 및 다중 접속 간섭(MAI)의 양쪽 모두의 영향에 중점을 두고 있다. 그 결과, 다른 그룹인 그룹 2로부터 그룹 G로의 영향은 무시된다.

수신 벡터인 x _g ⁽¹⁾은 수학식 6 등과 같이, 1 그룹의 정합 필터(66₁)에 의해 1 그룹 내의 버스트의 부호 응답으로 정합 필터링된다(50).

y _g ⁽¹⁾은 정합 필터링된 결과이다.

이 정합 필터링된 결과인 y _g ⁽¹⁾을 이용하여 d^{^(1)} _g,soft인 소프트 결정 추정을 행하기 위해, 1 그룹의 결합 검출 장치(68₁)에 의해 1 그룹에서 결합 검출이 수행된다. 하나의 JD 방법은 수학식 7의 최소 제곱, 제로 포싱의 솔루션을 계산하는 것이다.

는 A_g ⁽¹⁾의 에르미트(hermetian)이다. 다른 JD 방법은 수학식 8과 같이 최소 평균 제곱 오차 솔루션(MMSE)을 계산하는 것이다.

I는 단위 행렬이고, ²는 표준 편차이다.

단지 하나의 그룹의 버스트에서 결합 검출을 수행하는 하나의 장점은 단일 그룹 대 모든 신호를 분해하는 복잡함을 줄일 수 있다는 점이다. 와 A_g ⁽¹⁾이 블록 토이플릿(Toeplitz) 매트릭스로 대역화되기 때문에, 수학식 7 또는 수학식 8을 푸는데 있어서의 복잡함을 줄일 수 있다. 또한, 콜레스키 분해는 성능에서 무시할 수 있는 손실을 갖고서 사용될 수 있다. 복수개의 버스트에서 수행된 콜레스키 분해는 매우 복잡하다. 그러나, 보다 적은 그룹의 사용자들에게는 콜레스키 분해가 더욱 완화된 복잡함으로 수행될 수 있다.

소프트 결정인 d^{^(1)} _g,soft은 1 그룹에 대한 수신 데이터로서 소프트-하드 결정블록(70₁)에 의해 하드 결정인 d^{^(1)} _g,hard로 변환된다. 보다 약한 다른 그룹을 처리하기 위해, 보다 약한 그룹으로의 1 그룹에 의해 발생된 다중 접속 간섭은 수학식 9를 이용하는 1 그룹의 간섭 구성 블록(72₁)에 의해 추정된다(56).

r^⁽¹⁾는 1 그룹 내지 r 그룹의 추정 분포이다.

다음의 2 그룹에 대하여, 1 그룹의 추정 분포는 수학식 10과 같이 감산기(74₁) 등에 의해 수신 벡터인 x _g ⁽¹⁾로부터 감산되어 x _g ⁽²⁾를 생성한다.

그 결과, 1 그룹으로부터의 다중 접속 간섭은 수신 신호로부터 효율적으로 소거된다. 다음의 가장 강한 그룹인 2 그룹은 x _g ⁽²⁾를 사용하여 2 그룹의 정합 필터(66₂), 2 그룹의 JD 블록(68₂), 소프트-하드 결정 블록(70₂) 및 2 그룹의 간섭 구성 블록(72₂)으로 유사하게 처리된다(60). 이 구성된 2 그룹의 간섭인 r^⁽²⁾는 2 그룹에 대한 간섭 소거 신호로부터 감산기(24₂) 등에 의해 감산[x _g ⁽²⁾ - r^⁽²⁾ = x _g ⁽³⁾]된다(62). 이 절차를 이용하여 각각의 그룹은 최종 그룹 G까지 연속적으로 처리된다. G 그룹이 최종 그룹이기 때문에, 간섭 구성이 수행될 필요가 없다. 따라서, G 그룹은 하드 부호를 복구하기 위해 G 그룹의 정합 필터(66_G), G 그룹의 JD 블록(68_G) 및 소프트-하드 결정 블록(70_G)으로 단지 처리된다.

SIC-JD는 UE(14₁)에서 수행되는 경우, 모든 그룹을 처리하는 것이 필요하지 않을 수 있다. UE(14₁)가 수신하도록 의도되는 모든 버스트가 가장 높은 수신 전력 그룹 또는 보다 높은 수신 전력 그룹내에 있는 경우, UE(14₁)는 그 버스트를 갖는 그룹을 처리하면 될 것이다. 그 결과, UE(14₁)에서 필요한 처리는 추가로 감소될 수 있다. UE(14₁)에서의 처리 감소로 전력 소비를 줄일 수 있고, 배터리 수명을 연장시킬 수 있다.

SIC-JD는 N_c x K의 크기로 인해 단일 단계의 JD 보다 덜 복잡하다. N_s 매트릭스는 N_c x ni·N_s 크기인 G 그룹의 JD 단계로 교체되는데, 여기서, i는 1∼G 이고, n_i는 i 번째 그룹 내의 버스트의 수이다. JD의 복잡성은 결합 검출되는 버스트의 수의 제곱 내지 세제곱에 비례한다.

이 방법의 장점은 계산의 복잡함과 성능 사이의 트레이드 오프(trade off)가 달성될 수 있다는 점이다. 모든 버스트가 단일 그룹에 배치되는 경우, 솔루션은 JD 문제를 감소시킨다. 단일 그룹화는 모든 버스트를 하나의 그룹화하거나 넓은 임계치를 사용함으로써 달성될 수 있다. 이와 달리, 그룹들이 단지 하나의 신호를 포함하거나 단지 하나의 신호가 수신되는 경우, 솔루션은 SIC-LSE 문제를 감소시킨다. 그러한 상황은 그룹의 크기를 매우 제한함으로써 좁은 임계치를 이용하거나 각각의 버스트를 자체 그룹화되게 될 수 있다. 그 임계치를 선택함으로써, 성능과 복잡성 사이의 선택적인 트레이드 오프가 달성될 수 있다.

도 6 내지 도 12는 각종 다경로 페이딩 채널 상태하에서 SIC-JD의 비트 오류율(BER)의 성능을 완전한 JD 및 RAKE 형 수신기에 비교한 시뮬레이션 결과이다. 3G UTRA TDD CDMA 시스템의 파라미터는 SF = 61이고 W = 57인 파라미터가 선택된다. 각각의 TDD 버스트/시간 슬롯은 2560 개의 칩이거나 길이가 667 마이크로초이다. 버스트는 각각 N_s QPSK 부호를 갖는 2 개의 데이터 필드, 미드앰블 필드 및 보호 기간을 수반한다. 각각의 시뮬레이션은 1000 개의 시간 슬롯을 통해 수행된다. 모든 경우에서, 버스트 수인 K는 8로 선택된다. 모든 수신기는 각각의 버스트의 채널 응답에 관한 정확한 지식을 가질 것으로 추정되고, 이것은 버스트를 완전히 분류하고 그룹화하는데 사용된다. 채널 응답은 시간 슬롯을 통해 시불변으로 추정되지만, 연속적인 시간 슬롯은 비상관 채널 응답을 경험하게 된다. 어떠한 채널 코딩도 시뮬레이션에 적용되지는 않는다. JD 알고리즘은 모든 K 개의 버스트를 결합 검출한다. RAKE 형 수신기는 정합 필터의 뱅크이고, i 번째 버스트 코드에 대해 d^⁽ⁱ⁾= r ⁽ⁱ⁾이다. 최대비 조합기(MRC) 단계는 전체의 부호 응답에 정합되기 때문에 이러한 필터에 함축적이다.

이 성능은 Indoor A, Pedestrian A. Vehicular A models, 3GPP UTRA TDD Working Group 4 Case 1, Case 2 및 Case 3 models 등과 같은 ITU 채널 모델에 의해 규정된 다경로 프로파일을 갖는 페이딩 채널 하에서 시뮬레이션된다. Vehicular A 및 Case 2 채널에서, SIC-JD는 1%∼10%의 BER 범위내의 완전한 JD와 비교하는 경우 1 데시벨(dB) 까지의 저하를 겪는다. 모든 다른 채널의 경우, SIC-JD 성능은 완전한 JD의 성능의 0.5 dB내에 있다. Vehicular A 및 Case 2가 연구된 모든 경우 중에서 최악의 경우를 나타내기 때문에, 성능 도면만이 도시되어 있다. 시뮬레이션된 모든 채널 중에서, Vehicular A 및 Case 2가 가장 큰 지연 확산을 갖는다. Vehicular A는 0, 310, 710, 1090, 1730 및 2510 나노초의 상대 지연과 0, -1, -9, -10, -15 및 -20 데시벨(dB)의 상대 평균 전격을 갖는 6 개의 탭 모델이다. Case 2는 모두 동일한 평균 전력과 0, 976 및 1200 나노초의 상대 지연을 갖는 3 개의 탭 모델이다.

도 6 및 도 7은 2 개의 다경로 페이딩 채널 상태하에서 완전한 JD 및 RAKE 형 수신기와 SIC-LSE 수신기의 칩 레벨의 신호대 잡음비(SNR) vs 비트 오류율(BER)을 비교한다. 그룹의 크기는 송신기 및 수신기의 양쪽 모두에서 K 개의 그룹을 형성하기 위해 1이 된다. BER에 하한(lower bound)을 제공하는 부가적 백색 가우스 잡음(AWGN) 채널내의 이론적인 2진 위상 편이 방식(BPSK)의 BER이 또한 도시되어 있다. BER은 모든 버스트를 통해 평균된다. 도 6은 각각의 버스트가 독립적으로 페이딩 채널을 통과하는 것으로 추정되지만 모든 채널이 동일한 평균 SNR로 이어지는 동일한 평균 전력을 갖는 다른 채널인 경우를 나타내고 있다. 따라서, 이 경우에, h ^~(i)(i = 1 …K)는 다른 반면에, r⁽ⁱ⁾(i = 1 …K)는 모두 동일하다. 그러한 상황은 전력 제어가 장기간의 페이딩 및/또는 경로 손실을 보상하지만 단기간의 페이딩에 대해서는 보상하지 않는 업링크에서 존재한다. 각각의 시간 슬롯에서, 버스트는 연관된 h ⁽ⁱ⁾(i = 1 …K)에 기초하여 전력으로 배열된다. 도 7은 공통 채널의 경우에 대한 유사한 도면을 도시하고 있다. 모든 버스트는 동일한 다경로 채널, 즉 h ^~(i)(i = 1 …K)를 통과하는 것으로 추정되고 모두 동일하지만, 상이한 γ⁽ⁱ⁾(i = 1 …K)를 갖고 있다. δ⁽ⁱ⁾는 인접한 버스트가 전력 레벨에 의해 배열되는 경우 2 dB의 전력 분리를 갖도록 선택된다. 전력에서의 그러한 차이는 예컨대, 다운 링크에서 존재할 수 있는데, 이 경우 기지국(12₁)은 상이한 전송 이득을 상이한 UE(14₁∼14₃)에 목표화된 버스트에 제공한다. 도 6 및 도 7은 1%∼10% 비트 오류율(BER)의 범위에서, SIC-LSE가 JD와 비교할 때 1 dB 미만의 저하를 겪는 것을 도시하고 있다. 이것은 종종 비부호화된 BER(본래의 BER)에 대한 관련 범위에 있다. RAKE 수신기는 ISI를 최적으로 처리하지 못하기 때문에 상당한 저하를 나타낸다. 버스트 간의 전력 차이가 증가하기 때문에, SIC-LSE의 성능은 개선된다. 채널에 종속하여, 1∼2dB의 전력 분리는 완전한 JD의 성능과 비교할 수 있는 성능을 달성하는데 충분하다.

도 8∼도 11은 2 개의 다경로 페이딩 채널 하에서 완전한 JD와 RAKE형 수신기를 갖는 SIC-JD 수신기의 SNR 성능 vs BER을 비교하고 있다. 8 개의 코드는 송신기와 수신기에서 각각 2 개의 코드를 갖는 4 개의 그룹으로 분할된다. BER은 모든 버스트를 통해 평균화된다. 도 8 및 도 9는 상이한 그룹이 독립적으로 페이딩 채널을 통과하는 것으로 추정되는 다른 채널의 경우를 나타내고 있다. 그러나, 모든 채널은 동일한 평균 SNR로 이어지는 동일한 평균 전력을 갖고 있다. 동일한 그룹내의 모든 버스트는 동일한 채널 응답의 대상이 된다. 이 경우, h _g ^~(g)(g = 1 …G)는 모두 다르지만, 그룹내의 각각의 버스트에 대한 채널 응답인 h_g ⁽ⁱ⁾(i = 1 …n_g)는 동일하다. n_g는 g 번째 그룹내의 버스트의 수이다. 이것은 각각의 UE(14₁)가 2 개의 코드를 전송하는 업링크 상의 다수 코드 시나리오를 잠재적으로 나타낸다. SIC-JD 수신기(28)는 단일 UE(14₁) 와 관련된 다수의 코드를 동일 그룹으로 그룹화하여, 4 개의 그룹을 형성한다. 도 10 및 도 11은 공통의 채널의 경우를 나타낸다. 모든 그룹은 동일한 다경로 채널, 예컨대 h _g ^~(i)를 통과하는 것으로 추정되고, g = 1 …n _g는 모두 동일하지만 상이한 γ_g(g = 1 …G)를 갖고 있다. γ_g는 전력에 따라 배열되는 경우, 인접한 그룹이 2 dB의 전력 분리를 갖도록 선택된다. 이것은 기지국(12₁)이 UE(14₁)마다 2 개의 코드를 전송하는 다운 링크 상에서 다수의 코드 시나리오를 잠재적으로 나타낸다. 도 10 및 도 11은 도 8 및 도 9에 도시한 SIC-LSE에서 관측되는 것과 유사한 경향을 나타내고 있다. SIC-JD는 1%∼10%의 BER의 범위에서 JD에 비교 가능한(dB 내의) 성능을 갖고, 1%∼10%의 BER의 범위는 비부호화된 BER에 대한 관련 동작 범위이다. 채널에 종속하여, 1∼2 dB의 전력 분리는 완전한 JD의 성능과 비교할 수 있는 SIC-LSE의 성능을 달성하는데 충분한다. 도시한 바와 같이, 성능은 버스트간의 전력 분리가 증가함에 따라서 개선된다.

도 12는 각각 4 개의 버스트를 갖는 2 개의 그룹만이 있다는 점을 제외하고는 도 10과 유사한 도면이다. 도 12에 도시한 바와 같이, SIC-JD는 1%∼10%의 BER의 범위에서 JD에 비교 가능한(dB 내의) 성능을 갖고 있다.

SIC-JD는 완전한 JD보다 덜 복잡하다. 복잡함의 감소는 크기가 N_c x K·N_s인 단일 단계의 JD를 크기가 N_c x n_i·N_s(i = 1 …G)인 G 그룹의 JD 단계로의 교체로 인한 것이다. 전형적으로, JD는 매트릭스 반전을 포함하고, 그 복잡함은 버스트 수의 세제곱에 따라 가변적이기 때문에, 복수 단계의 JD의 전체적인 복잡함은 단일 단계의 완전한 JD의 복잡함보다 상당히 저하될 수 있다. 또한, SIC부의 복잡함은 버스트의 수에 단지 선형적으로 변화하기 때문에, 이러한 복잡함을 상당히 상쇄시키지 않는다. 예컨대, 간섭 소거의 G-1 단계의 복잡성은 다음과 같이 유도될 수 있다. A_g ⁽ⁱ⁾의 연속적인 칼럼 블록이 제1 블록의 이동 버전이고 d^_g, ⁽ⁱ⁾ _hard의 요소는 4 QPSK 소거 포인트 중의 1에 속한다고 추정하기 때문에, 곱셈 A_g ⁽ⁱ⁾ d^_g, ⁽ⁱ⁾ _hard를 계산하는데 필요한 4·n_i 가능한 벡터가 계산될 수 있다. 이 단계는 MROPS(초당 백만번의 실제 연산)을 필요로 한다. α= 4는 복잡한 곱셈 및 누적(MAC)에 의한 실제 연산수이다. Rate는 SIC-JD가 초당 수행된 횟수이다. 이러한 4·n_i 벡터가 이미 계산된 후, x _g ⁽ⁱ⁺¹⁾의 계산은 MROPS를 필요로 한다. α/2의 인자는 단지 복잡한 부가가 포함된다는 사실로부터 나온다. 그러므로, 단지 2 개의 실제 연산이 각각의 복잡한 연산에 필요하다. 그후, 간섭 소거의 G-1 단계의 복잡성은 수학식 11에 의해 표현될 수 있다.

소프트에서 하드로 결정을 변환하는데 있어서의 복잡함은 무시될 수 있다.

JD의 매트릭스 반전을 해결하는 데에는 복수의 잘 공지된 기술이 있다. 복잡함을 예시하기 위해, 정확한 콜레스키 인자 알고리즘과 비교할 때 성능에서 무시할 수 있는 손실을 갖는 매우 효율적인 근사치 콜레스키 인자 알고리즘을 이용하는 방법이 사용되었다. 동일한 알고리즘이 그룹-와이즈 JD를 푸는데 이용될 수 있다. 3GPP UTRA TDD 시스템에 대한 완전한 JD 및 SIC-JD의 복잡함은 표 1에 나타나 있다. 표 1은 각종 그룹 크기의 복잡함을 비교한다. K가 증가하거나 그룹 크기가 감소할 때, 완전한 JD에 걸친 SIC-JD의 복잡함은 증가한다는 것을 알 수 있다. SIC-LSE의 그룹의 크기가 1인 경우의 복잡성은 K에 따라 선형으로 변화하고 K = 16인 경우에는 완전한 JD의 33%이다. UTRA TDD 시스템내의 버스트의 최대수는 16 이라는 사실을 주시해라. 완전한 JD에 걸친 SIC-JD의 복잡함은 정확한 콜레스키 분해능이 이용되는 경우 더욱 강화될 것이다. 정확한 콜레스키 분해능의 복잡함은 K에 더욱 종속함을 나타내고, JD의 크기가 SIC-JD를 통해 감소될 때 더욱 절감될 수 있다.

버스트의 총수	SIC-JD의 복잡함을 모든 K 개의 버스트의 단일 단계의 JD의 복잡함의 퍼센트로 표시
	각각 크기 1(SIC-LSE)의 K 그룹	각각 크기 2의 K/2 그룹	각각 크기 4의 K/4 그룹	각각 크기 8의 K/8 그룹
8	63%	67%	76%	100%
16	33%	36%	41%	57%

표 1에 도시한 바와 같이, 코드의 수 및 크기가 관측 구간마다 완전히 적응적으로 구성된 경우, SIC-JD는 완전한 JD에 걸쳐 평균적으로 절감을 제공한다. 그룹화된 임계치에 종속하면서 평균적으로 모든 버스트가 동일한 전력으로 수신기에 도달하지 않기 때문에, 그룹의 크기는 도달 버스트의 총수보다 적을 것이다. 이에 부가하여, 최대로 허용된 그룹의 크기가 버스트의 가능한 최대수보다 적도록 매우 제한되는 경우에 최대 복잡성에서의 감소가 또한 가능하다. 그러한 구조는 대충 동일한 전력을 갖는 수신기에 도달하는 버스트의 수가 최대로 허용된 그룹의 크기를 초과하는 경우 성능에서 약간의 저감으로 이어진다. 따라서, SIC-JD는 최대 복잡성 또는 필요한 최대 처리 처리 전력과 성능을 트레이드 오프하는 구조를 제공한다.

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14. 코드 분할 다중 접속을 이용하는 시분할 이중 통신 시스템에서 시간 슬롯내의 공유 스펙트럼을 통해 전송되는 데이터 신호들로부터 데이터를 검출하는데 있어서 복잡성과 성능 사이의 트레이드-오프를 조정하기 위해 수신기에 사용하기 위한 방법에 있어서,

    상기 수신된 데이터 신호들의 그룹의 데이터를 결합 검출하고, 상기 결합 검출된 데이터를 이용하여 간섭을 구성하며, 상기 수신된 데이터 신호들로부터 상기 구성된 간섭을 감산할 수 있는 제1 회로(66, 68, 79, 72)를 제공하는 단계로서, 상기 제1 회로는 모든 데이터 신호들 또는 단일 데이터 신호의 데이터를 결합 검출할 수 있는 것인, 상기 제1 회로 제공 단계와;

    상기 데이터의 결합 검출, 상기 간섭 구성 및 상기 감산을 연속적으로 반복할 수 있는 복수개의 다른 회로들(66₁ - 66_G, 68₁ - 68_G, 70₁ - 70_G, 72₁ - 72_G)을 제공하는 단계로서, 상기 다른 회로들 각각은 단일 데이터 신호 또는 데이터 신호들의 그룹을 결합 검출할 수 있는 것인, 상기 다른 회로들을 제공하는 단계와;

    데이터 검출에서 원하는 성능을 결정하는 단계와;

    상기 원하는 성능에 기초하여 상기 제1 회로 및 다른 회로들 각각에 의해 처리되는 다수의 데이터 신호들을 조정하는 단계로서, 상기 제1 회로의 처리된 데이터 신호들의 수는 상기 원하는 성능이 증가됨에 따라서 증가하고, 상기 제1 회로의 처리된 데이터 신호들의 수는 원하는 성능이 감소함에 따라서 감소하는 것인, 상기 데이터 신호 조정 단계;

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 복잡성과 성능 사이의 트레이드 오프를 조정하는 방법.
15. 제14항에 있어서,

    각각의 데이터 신호의 수신 전력을 결정하는 단계를 더 포함하고,

    상기 각각의 제1 회로 및 다른 회로에 대한 그룹화는 각각의 그룹내의 모든 데이터 신호들이 특정 임계치 전력 레벨 내에 있고, 복잡성을 감소시키기 위해 특정 임계치가 증가되고, 성능을 증진시키기 위해 상기 특정 임계치가 감소되도록 수행되는 것을 특징으로 하는 복잡성과 성능 사이의 트레이드 오프를 조정하는 방법.
16. 제14항에 있어서, 상기 복잡성을 감소시키기 위해, 각각의 그룹은 상기 데이터 신호들 중 어느 하나를 갖는 것을 특징으로 하는 복잡성과 성능 사이의 트레이드 오프를 조정하는 방법.
17. 제14항에 있어서, 상기 성능을 증진시키기 위해, 상기 제1 회로의 그룹은 단일 그룹인 것을 특징으로 하는 복잡성과 성능 사이의 트레이드 오프를 조정하는 방법.
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