CN1082292C - 采样相位同步装置及所用的双向最大似然序列估计方式 - Google Patents

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Abstract

一种采样相位同步装置包括：存储部分包含训练码的接收信号的接收信号存储器；计算信道时间响应(下面称为信道响应)的信道响应计算器；用于计算由信道响应计算器算得的信道响应的功率和一部分信道响应的功率之比值的功率比值计算器；用于存储由功率比值计算器算得的功率比值存储器；以及用于由存储于功率比值存储器中的功率比值确定采样相位的采样相位确定部件。本设备按照由采样相位确定部件确定的采样相位对接收信号进行采样。

Description

采样相位同步装置及所用的双向最大似然序列估计方式
本发明涉及一种采样相位同步装置，它对被送至维特比(Viterbi)均衡器(它在一数字通信系统的接收机中用以补偿来自一传输信道的接收信号的失真)的接收信号进行采样相位同步，本发明特别涉及一种能减小维特比均衡器误码率的采样相位同步装置以及一种由此而采用的双向最大似然序列估计方式。
近年来，数字移动通信系统已获得迅速发展。在进行陆上移动通信时，由于移动台的周围环境产生伴有传输延迟的多重波传输干扰，以及移动台的高速运动，使接收信号具有复杂的和相当大的失真。移动台必须采用某种信号处理方式，从接收信号(还有噪声叠加在其上)中补偿包含噪声的失真分量。数字移动通信中的波形均衡技术是用于补偿这些失真的技术，并且可采用两种主要的技术。一种技术相应于判决反馈均衡器，而另一种技术相应于维特比均衡器(适应型最大似然序列估计器)。已对前一种技术进行考察并投入实际使用，这是由于根据对计算的复杂性、硬件规模等方面的评价，它容易实现的缘故。后一种技术是最好的波形均衡技术，并由于近来LSI(大规模集成电路)微细加工技术的显著发展和适于作数字信号处理的高速数字信号处理器(DSP)的出现，这种技术已经能投入实际使用。
根据对接收信号序列的接收，维特比均衡器从所有可能的发射信号序列中只选择一个最与接收信号序列符合的发射信号序列。维特比均衡器要在这样的前提下工作，即已经用某种手段得知信道脉冲响应。因此，在维特比均衡器中，信道脉冲响应估计器是必不可少的。打算用信道脉冲响应来表示发射机与接收机之间的传输环境。更确切些说，打算用它来表示有多路径传输干扰的环境中，在某一时刻由发射机发射的信息沿时间轴的分散。换句话说，如果能在多路径传输环境下估计出信道脉冲响应，就能估计出发射机和接收机之间的传输信道数和传输延迟时间。
一般，由于信道脉冲响应是未知的，因此接收机不与发射机相位同步。在接收机中，对于接收信号波形进行过采样处理，并在此后完成相位同步过程以对信息数据进行译码。当在接收机中采用判决反馈均衡器来对信息数据进行译码时，具有分数间隔抽头，并直接采用过采样信号的判决反馈均衡器是有效且普遍采用的。分数间隔判决反馈均衡器符合采样理论，因为其抽头间隔是一个符号传输周期T的1/N。因此，由于接收机对于与接收信号的相位同步变得不敏感，而不需要特殊的采样相位同步装置。在分数间隔判决反馈均衡器中，只需要运行一个适应型算法程序，就能由完成均衡过程的横向滤波器的输出对所要值进行近似，而横向滤波器的抽头系数本身能适应于校正任何采样相位偏移、均衡时间偏移以及类似的量。
在维特比均衡器中，为实现低的误码率，最重要的是能准确模拟信道脉冲响应。在维特比均衡器中，模拟信道脉冲响应的横向滤波器的间隔通常设置为T，并且只有当传输信道中产生的延迟分散量是T的整数倍时才能准确地模拟信道响应，从而实现最佳误码率性能。另一方面，如果延迟分散量不是T的整数倍，则在接收信号中产生复杂的符号间干扰。为了能准确地描述接收信号，需要一个这样的横向滤波器，它所具有的抽头数要相应于构成接收信号的发射信号英文字母数的长度。该长度由通常对基带部分有效的带通滤波器的脉冲响应长度来确定。当采用这样一个分数间隔横向滤波器(它是由把用于模拟信道脉冲响应的横向滤波器的抽头间隔设置为T/N得到的)时，可以期望接收机对于采样相位同步不感敏，但抽头长度确切地增加了N倍。总之，抽头长度的增加直接导致了计算复杂性的增加以及维特比均衡器中等效噪声的增加，从而使均衡性能变坏。
如上所述，当在接收机中采用维特比均衡器时，增加用于模拟信道脉冲响应的横向滤波器的抽头长度是不切实际的，而需用相应于最小所要间隔T的抽头数来构成横向滤波器。举例来说，如果在一传输信道中的延迟分散量在T之内，则抽头长度是2。然而，当抽头间隔为T时，维特比均衡器就必须与接收信号相位同步，因为它不能符合采样定理的要求。原先，除非传输信道中的延迟分散量是符号传输周期T的整数信，就不能确定最佳采样相位同步时刻，而与译码结果的最小误码率相应的相位只能是最佳采样相位同步条件。然而，通常，因为接收机不能测量误码率，减小误码率的采样相位在实际上是不能识别的，因此，作为与经一有延迟分散的传输信道得到的信号相位同步的一种标准做法，要采取某种措施来与接收到的最强到达波同步。举例来说，在对一包含在一TDMA(时分多址)时隙中的训练序列(或唯一的字)与一接收信号作相关算法的运算时，就把相关值峰值的出现时刻确定为最佳采样相位时刻。然而，这一做法只能在最佳采样相位状态中设置时隙的起始部分，而在特性迅速变化的无线电信道中它不能应付时隙内的相位改变。
另一方面，另一个例子采用了这样一种方式来使接收机对采样相位同步不敏感，即采用两个横向滤波器，它们的抽头间隔T互相平行，并使输入至一个滤波器的信号序列的相位相对于输入至另一个滤波器的信号序列的相位偏移T/2。然而，采用这种方式，要把两个平行横向滤波器输出的综合方法加以优化是很复杂的，而这一方案等价于单个的分数间隔横向滤波器。结果，出现了与增加抽头长度而使性能变坏的基本上相同的影响，因此，虽然接收机对于相位同步不敏感，但采用这种做法仍不能实现低误码率。再者，由于要在每一个传输信道状态中对实质上受符号间干扰的信号加以处理，而不合需要地延长了所用算法的收敛时间，并由于存在多余码而产生了等效噪声，这就扰乱了稳定的运行。
如上所述，当传输信道的延迟分散量不为传输符号传输周期T的整数倍时，就给不出最佳采样相位时刻，而使误率能减至最小的采样相位时刻只能设置为一最佳采样相位时刻。在TDMA型通信中(它用一些时隙来完成传输/接收，而每个时隙由数个符号构成)，训练序列的长度为小于整个时隙长度10％的信号序列长度，而为了获得具有一定可靠性的误码率，需要很长的时间间隔。在一移动传输信道内所产生的大多数的比特差错并不是由附加噪声决定的随机错误，而是由多路径衰落产生的突发错误。由于这个原因，在某些时隙中，训练序列一点也不造成错误，然而在另一些时隙中，却破坏性地产生错误。考虑到这一事实，就应在更多的时隙内利用训练序列来计算比特差错，导致一与实际方式相去甚远的方式。再者，作为估值函数的误码率只能以位为单位来确定错误而不能以样本为单位来加以精细控制。
在上面提到的把包含在一TDMA时隙内的训练序列与一接收信号作相关算法运算，并把相关值峰值的出现时刻设置为最佳采样相位时刻的方法中，当传输信道例如为具有延迟分散量为T的两射线模型时，则当由发射机的参考时刻来看时，相关值峰值出现在时刻t0和时刻t0+T。然而，在接收机一侧由于它不能检测出发射机的参考时刻而不能把时刻t0和时刻t0+T相互区分开来，而只能把相关值峰值的出现时刻设置为采样起始时刻。在判决反馈均衡器的情形中，如果有一个比起传输信道的延迟分散量相对较长的横向滤波器，则即使由此方式来确定一个采样相位也没有问题。其理由已在上面描述过了。然而，在维特比均衡器的情形中，应该准确模拟传输信道响应。换句话说，接收机必须与发射机的参考时刻同步。这样，下面将要来考察这样一种情形，在该情形中，上面提到的不能区分时刻t0和时刻t0+T的采样相位同步装置被用于维特比均衡器中。如果接收机与时刻t0同步，则用相应于时刻t0的第一抽头作为参考抽头来估计信道脉冲响应。在这种情形中，因为第二抽头相应于时刻t0+T，因此可以正常地估计信道脉冲响应，而维特比均衡器正常运行。反之，如果接收机与时刻t0+T同步，由于采用第一抽头作为相应于时刻t0+T的参考抽头，因此第二抽头变得没有价值，而没有相应于时刻t0的抽头。因此，当传输信道的环境改变，并且最强接收信号由经延迟路径(在时刻t0+T接收)的接收信号偏移至经直接路径(在时刻t0接收)的接收信号(这一偏移称为从非最小相位方式偏移至最小相位方式)时，第一抽头逐渐减小。当停止接收延迟接收信号时，估计信道脉冲响应没有信息。如果产生这一现象，由于估计信道脉冲响应具有与随机噪声等价的本性，使估计接收信号变为随机信号。由于信道脉冲响应用这一随机信号来适应地和顺序地更新，因此产生突发错误，导致误码率变坏。
本发明的一个目的是为维特比均衡器提供一种采样相位同步装置，它能以最小的规模为模拟信道脉冲响应实现横向滤波，并能藉助于估计信道脉冲响应来改进误码率特性，在采样相位同步的短的时间间隔中，该信道脉冲响应与传输的参考时刻准确同步，而采样相位同步对维特比均衡器的工作性能有很大影响。
按照本发明，所提供的采样相位同步装置包括：一存储接收信号用的接收信号存储器，在该接收信号中，部分地包含了一训练序列；一计算信道时间响应(下面称为信道响应)的信道响应计算器，此信道响应是用存储在接收信号存储器中的包含在接收信号中的部分训练序列算得的，并且对于接收时刻是固有的；一功率比值计算器，用以计算传输信道的功率与一部分信道响应的功率的比值(传输信道的信道响应由信道响应计算器算得)；一存储由功率比值计算器算得的功率比值的功率比值存储器；以及用存储在功率比值存储器中的功率比值来确定采样相位的采样相位确定部件。此装置根据由采样相位确定部件所确定的采样相位来对接收信号进行采样。
按照本发明，由于采用了基于用训练序列获得的信道脉冲响应本身的计算结果，因此能够达到与信道脉冲响应的同步。结果，由于总能相应于传输信道的延迟分散量实现最佳采样相位同步，而使误码率获得大大改善。
在一多路径传输信道中，由于经直接路径的接收信号与经一延迟路径的接收信号(它到达时有时延)通常是不相关的，因此直接接收信号和延迟接收信号之间的相位关系是一种随机的相位关系。
实际上，准确的采样相位同步由直接接收信号和延迟接收信号之间的相位差唯一地确定。然而，在诸如移动传输信道等具有快速变化特性的无线电信道中，通常在时隙开始处的相位差与在时隙结束处的相位差有很大的不同。因此，即使在时隙开始处严格确定了采样相位，但对于整个时隙而言它不是最佳的。考虑到这一点，本发明提供了一种最佳采样相位同步装置，采用根据由有关直接接收信号和延迟接收信号之间先前的相位关系信息所确定的平均值，不管直接接收信号与延迟接收信号之间的相位关系状态如何，该装置规定了一种估值函数，从而把最佳采样相位状态设置在一平均值上。
如果可以获得数个或更多个时隙的用作平均的先前的信息，则能够指望有很大的改善。下面将简要地介绍这种估值函数。
时刻k的总传输/接收脉冲响应(包括发射机的带通滤波器、信道脉冲响应、接收机的带通滤波器以及类似的装置)用hk(i)来表示。注意i代表过采样阶，当时刻与在时刻k直接接收的信号同步时，i＝0。因此，当过采样为N次时，在时刻k的理想接收信号rk(i)可表示为： r k ( i ) = Σ n = - A h k ( i + nN ) X k - n
在这种情形中，如果接收信号估计值可以由接收机中的理想两抽头横向滤波器估计时，在时刻k的估计接收信号由下式给出： r k - ( i ) = Σ n = 0 h k ( i + nN ) X k - n
在此时刻理想接收信号rk(i)和估计接收信号rk(i)之间的错误信号为： = Σ n = - A h k ( i + nN ) X k - n + Σ n = 2 h k ( i + nN ) X k - n
如果能够准确估计信道脉冲响应，则上述ek(i)必须是最小值。换句话说，可以估计使ek(i)减至最小的采样时刻i或信道脉冲响应。
当采用加入一时隙中的训练序列来估计信道脉冲响应时，虽然有由估计适应型算法产生的估计延时，却仍能估计出非常接近真实值的传输脉冲响应。更明确些说，容易算出上述ek(i)。
这样，可以计算理想接收信号rk(i)和错误信号ek(i)的功率不采样平均。理想接收信号rk(i)和错误信号ek(i)的功率不采样平均分别用Rk(i)和Uk(i)来表示。
         Uk(i)＝E〔ek(i)ek *(i)〕＝Rk(i)-Pk(i)-Pk(i+N)
这里
Pk(i+nN)＝hk(i+nN)hk *(i+nN)
错误信号ek(i)的功率不采样平均值要越小越好。作为估值函数，定义一“归一化非所要信号功率ζk(i)”如下：
ζk(i)＝Uk(i)/Rk(i)    (0≤ζk(i)≤1)
由此，随着这个估值函数变小，估计信道脉冲响应就变得更接近于真实值。从这个估值函数可见，唯有估计信道脉冲响应才是用于计算估值函数所必需的一个参数。更明确些说，在采用一个抽头长度(在上面的例子中为2A+1)大于维特比均衡器所需的用来模拟信道脉冲响应的横向滤波器的抽头长度的横向滤波器来获得信道脉冲响应之后，就足以计算实际所需抽头数(在上面的例子中为2)的功率和总功率的比值。
如上面所述，因为这个ζk(i)由直接接收信号和延迟接收信号的瞬时相位状态所确定，因此稳定的采样相位同步特性要由对ζk(i)求平均得出。
下面将举例说明理想的采样时刻。当传输信道的延迟分散量为0T时，则i＝-8或i＝0；当延迟分散量为0.25T时，则i＝-3；当延迟分散量为0.5T时，则i＝-2；当延迟分散量为0.75T时，则i＝-i；以及当延迟分散量为1.0T时，则i＝0。图7(a)至7(e)是示出上述ζk(i)平均值的曲线图。每幅图的横轴代表i，而i＝0相应于直接接收信号的抵达时刻，它也与过采样时刻一致，该时刻包含了加至一时隙的训练序列的起始数据。用一任意的阈值，对估值函数进行采样，对与阈值交叉的次数进行计数，并由该次数来限制最佳采样时刻。图8示出当阈值暂设为0.07，当交叉次数为3次或3次以上，而把平均值ζk(i)的最小值的时刻设置为最佳采样时刻，或者交叉次数为2次或2次以上，而把两次的中点时刻设置为最佳采样时刻时算得的误码率；当如已有技术中那样与直接接收信号同步而算得的误码率；以及按照本发明的误码率的比较。对示于图8的曲线作如下的解释。作为估计CIR(信道脉冲响应)，曲线73和74代表由信道脉冲响应估计器估算的结果，该估计器采样用适应型算法(LMS算法)，并且是构成维特比均衡器的一个组成部分，而作为已知CIR的曲线75和76代表当假设用某种手段获得信道脉冲响应的理想值时所得到的模拟结果。由图8可见，积极采用采样相位同步的本发明的系统(即最佳采样相位系统)能实现令人满意的误码率。
如上所述，除了实现与信道脉冲响应本身与发射机本身(即与接收信号)同步之外，与已有技术相比，误码率能显著地获得改善。
图1是具有维特比均衡器并添加按照本发明的一个实施例的采样相位同步装置的接收机的方框图；
图2是示出TDMA时隙格式以及训练序列和信息序列在时隙中位置的简图；
图3是对相应于TDMA时隙中训练序列部分的一复基带信号波形进行采样的示意图；
图4是表示按照本发明实施例的用于维特比均衡器的采样相位同步方式的图象的方框图；
图5是示出按照本发明实施例的用于维特比均衡器的采样相位同步方式的程序的流程图；
图6是作为对图1改进，具有一维特比均衡器，并添加一采样相位同步装置的接收机方框图；
图7A至7E是一组示出平均归一化非所要功率ζk(i)特性曲线的曲线图，它们是按照本发明对于一实际的多路径衰落传输信道环境算得的；
图8是一示出误码率特性曲线的曲线图，其中有按照本发明采用一适应型采样相位同步装置算得的特性曲线，也有用通常的采样相位同步方式通过固定型采样相位同步算得的特性曲线；
图9是示出按照本发明的实施例的双向最大似然序列估计方式的示意图；
图10是本发明系统中正向过程和反向过程实行的最大似然序列估计方式的方框图；
图11是示出按照本发明实施例的双向最大似然序列估计方式的过程原理的简图；
图12是示出图10所示的双向最大似然序列估计方式的过程的流程图；
图13是示出按照本发明另一实施例的双向最大似然序列估计方式的过程原理的简图；
图14A至14D是解释在按照本发明另一实施例的双向最大似然序列估计方式中用于估计通信质量变坏标准的简图；
图15A和15B是示出按照本发明另一实施例的双向最大似然序列估计方式的过程原理的简图；
图16是解释按照本发明实施例的双向最大似然序列估计方式流程的流程图；
图17A和17B是示出按照本发明另一实施例的双向最大似然序列估计方式的过程原理的简图；
图18是解释图17中的双向最大似然序列估计方式的流程的流程图；
图19是解释对于正向估计信道脉冲响应hf(k′f)和反向估计信道脉冲响应hr(k′r)进行同步的方式的示意图，这两个响应是根据在内插时间间隔内计算信道脉冲响应得出的；
图20是示出与图19相关的TDMA时隙的简图；
图21是示出在由图19和20所示的同步过程的内插时间间隔中确定估计序列的流程图；
图22是解释当不能执行双向最大似然序列估计方式时所执行过程的原理简图；
图23是示出当不能执行双向最大似然序列估计方式时所执行流程的流程图；
图24是解释在双向最大似然序列估计方式中在一TDMA时隙内检测得通信质量多次变坏的过程原理的简图；
图25是示出在双向最大似然序列估计方式中的一个TDMA时隙内检测得通信质量多次变坏流程的流程图；以及
图26是示出在多路径衰落传输信道环境中通过估算双向最大似然序列估计方式而得到误码率特性曲线的曲线图。
图1示出按照本发明实施例的一接收机的结构，该接收机包括一用于维特比均衡器的一采样相位同步装置。示于图1的发射机10产生一数字调制发射信号11。把发射信号经一传输信道12受某些失真而获得的信号13作为接收信号而输入至接收机14。接收信号13经一正交变换器15变为包含同相分量(I信道分量)和正交相位分量(Q信道分量)的两个正交分量，从而得到一复基带信号16。复基带信号16由一过采样部件(A/D变换器)17根据时钟变换为离散信号序列18，这一变换的过采样周期为一传输符号周期T的1/N(N＞1)。被过采样并转换为离散信号的复基带信号18被输入至存储器19并存储于其中，该存储器只存储与示于图2的TDMA时隙20中的训练序列相应的一部分。把过采样复基带信号18输入至延迟元件111，并被延迟一段为确定最佳采样相位所需的时间。此后，把复基带信号输入至采样器125，它在T时间间隔内工作。
以N个样本为单位从存储器19读出与K个符号(K＞0)相应的样本，在存储器19中存储有与示于图2时隙20中的训练序列部分21相应的复基带接收信号18。注意，读出信号是相应于训练序列部分21中的那些信号的复基带信号，把读出的复基带信号112输入至信道脉冲响应估计器114。信道脉冲响应估计器114用一理想接收信号序列来估计信道脉冲响应115，该理想信号序列是在训练序列21发射之前接收到的。归一化非所要功率计算器116计算归一化非所要信号功率117，它定义为估计信道脉冲响应115的功率与其中非所要抽头的功率的比值。把算得的归一化非所要信号功率117输入至并存储在一归一化非所要信号功率存储器118中，该存储器包括移位寄存器、存储器或类似装置。
归一化非所要信号功率存储器118存储了先前几个时隙的归一化非所要信号功率，将在时隙20中的同一采样时刻计算这些比值，这些时隙被周期地接收并唯一地分配给一接收机。当由平均归一化非所要信号功率计算器120计算平均归一化非所要信号功率121时，就舍弃最早的归一化非所要信号功率值而存储最新的归一化非所要信号功率117。把当前时刻计算的归一化非所要信号功率117和在一给定的先前时刻后接收的多个时隙内算得的多个归一化非所要信号功率119都输入至平均归一化非所要信号功率计算器120，并计算它们的平均值121。在此装置中，把从存储器19读出上面提到的过采样复基带接收信号的操作至计算平均归一化非所要信号功率121的操作重复一预定次数(W次)，每做一次，就把信号以过采样样本为单位作一次偏移，把这个W个平均归一化非所要信号功率121(它们对于从复基带接收信号存储器19中读出的次数是固有的)输入至一最佳采样时刻确定部件122，并按照最佳采样时刻确定算法定出最佳采样时刻。然后，把N个样本间隔的采样信号123提供至采样器125。把一稀输出采样(即由采样器125以N个样本为单位过采样)的复基带信号输入至维特比均衡器126。由维特比均衡器126得出的输出序列127按译码/再现处理器128所需的格式再现，即，再现话音信息、图像信息或数据信息。
图2示出了在TDMA通信系统中采用的时隙格式的例子。一组训练序列21和一数据信息(非训练信息)构成一个时隙20。这些时隙20是周期地发射的，而一个接收机只接收分配给它的一个时隙，并提取时隙中的传输信息。本发明的采样相位同步方式利用时隙20中的训练序列21(其内容已预先得知)来达到最佳采样相位同步。
图3是一简图，表明从图1所示的一相邻的先前时隙31的过采样复基带接收信号存储器19在N-样本间隔读出的序列；分配给一接收机的一时隙的训练序列时间间隔32；以及分配给一接收机的数据序列时间间隔33，当稀输出符号时，在N-样本时间间隔内对于K个符号读出(采样)与训练序列时间间隔32中的符号序列34相应的复基带接收信号的同相分量35和正交分量36。读出的复基带信号接收信号序列{ri}(在图3中，-15≤i≤4)37、38、39、310、311、312和313分别是对于读出时刻(取决于i)固有的序列，而信道脉冲向应估计器114(图1)用这些序列{ri}37、38、39、310、311和313计算对于读出进刻固有的信道脉冲响应。
图4为一例方框图，它表示直至根据复基带接收信号计算出对于读出时刻固有的平均归一化非所要信号功率之前的处理过程，该复基带接收信号已作了相移并在图3所示的N-样本间隔读出。复基带接收信号序列41对应于复基带接收信号序列{ri}37、38、39、310、311、312和313，它们在图3所示的N样本间隔读出。这些复基带接收信号序列41分为各个序列{ri}42，并输入到平均归一化非所要信号功率值计算器43。把每个输入序列{ri}42提供给一个信道脉冲响应估计装置44，并通过复矩阵乘法器46与CIR(信道脉冲响应)发生矩阵45相乘，由此获得一信道脉冲响应47。图4所示的信道脉冲响应估计器44具有这样一种结构，是因为它是根据LS算法描述的。然而，这种算法也可以由诸如RLS算法、LMS算法或类似的算法等顺序更新型自适应算法所替换。因此，本发明并不局限于执行据LS算法的程序，而只要得到图2所示时隙20内训练序列时间间隔21内的信道脉冲响应47即可。然而，通常认为执行据LS算法的程序是较佳的，因为它可以在一个短的时间间隔内通过一个算法步骤方便地估算出信道脉冲响应。
由信道脉冲响应估计器44算得的信道脉冲响应47被输入到归一化非所要信号功率计算器48，以计算归一化非所要信号功率49。算得的归一化非所要信号功率49被输入到平均归一化非所要信号功率计算器410，并利用输入归一化非所要信号功率49和归一化非所要信号功率值412计算平均归一化非所要信号功率413，而归一化非所要信号功率值412是在先前接收的时隙内按相同序列计算的。该归一化非所要信号功率49还输入到包括如移位寄存器在内的存储器411。在此情况下，舍弃最老的归一化非所要信号功率，而把最新的归一化非所要信号功率49存储在存储器411内。
图4表示平均归一化非所要信号功率计算器43(它们对于复基带接收信号{ri}是固有的)设置成相互平行，因为它们在结构方面无任何差异，但却接收不同的序列{ri}。因此，可以仅配备一个平均归一化非所要信号功率计算器43，它可以用来时分地计算对于序列{ri}42固有的平均归一化非所要信号功率值。即使在这种情况下，存储器411也必须相应于{ri}单独地配备。由每个平均归一化非所要信号功率计算器43所输出的平均归一化非所要信号功率413是i的函数。阈值交叉检测器416检测和计算作为i之函数的特性曲线414与阈值415之间交叉的次数。把阈值交叉时刻信息417输入到采样时刻判决部分418，并根据信息417确定最佳采样时刻(iopt)419。所确定的时刻提供给图1所示的采样器125。上述采样时刻判决算法以及图5所示的流程图和实际采用估值函数的手段是用以实现本发明的一个例子。
图5表示图4中所示方框图操作顺序的流程图，以下将沿着该流程加以说明。注意，下标i表示读出次序。
在起始步骤50之后的步骤51中，获得由图1所示复基带接收信号存储器19提供的对于读出时刻固有的复基带接收信号序列{ri}。在步骤52，利用{ri}计算信道脉冲响应估计值hi。在步骤53，计算已算出的信道脉冲响应估计值hi的功率值Ri。在步骤54，计算已算出的信道脉冲响应估计值hi的一个不需要抽头的功率值Ui。
在步骤55，计算归一化非所要信号功率值Ui/Ri。计算得到的数值作为Ui(k)/Ri(k)存储在存储器中。在步骤56，从存储区读出在先前接收的时隙内以与步骤51至55相同的顺序计算的多个归一化非所要信号功率值Ui(j)/Ri(j)(j＝k-1至k-j+1)。在步骤57，根据下列等式计算归一化非所要信号功率值的平均值： Σ j = k - j + 1 U i ( j ) / R i ( j ) / J
在步骤58，将在步骤57中算得的归一化非所要信号功率值的平均值暂时存储在存储器内。在步骤59，对于样本在指定的读出时间间隔内执行步骤51至58的过程。例如，重复W次从步骤51至58的过程(步骤59)。
在步骤60，计算对读出时刻固有的W个平均归一化非所要信号功率值与阈值交叉的次数P。如果在步骤61中确定P为2，则确定阈值交叉时刻(分别由i1和i2表示)的中间值为最佳采样参考时刻(步骤510)，即iopt＝(i1+i2)/2。如果在步骤61中确定P为3或3以上，则把与W个平均归一化非所要信号功率值中一个最小值对应的时刻确定为最佳采样参考时刻(步骤511)，即：在步骤512，将最佳采样参考时刻提供给图1所示的采样器125，程序结束。
在上述实施例中，由平均归一化非所要信号功率计算器120计算平均归一化非所要信号功率值，然后根据该计算结果确定最佳采样关系。然而，并非总是需要平均归一化非所要信号功率计算器120。因此，如图6所示，可以将归一化非所要信号功率计算器116的输出提供给归一化非所要信号功率存储器118，并且可以根据归一化非所要信号功率存储器118读出的归一化非所要信号功率值确定最佳采样时刻。
注意上述实施例只是用以详细说明本发明的一个例子，该实施例中所述详细数字本身并无特定的含义，而用变量(例如i、j、k、J、L、M、N以及类似的变量)所作的描述表明本发明是通用的。它与通常的采样相位同步系统和装置或者对于采样相位同步不敏感的维特比均衡器之间的最大区别在于，即使当维特比均衡器本身设计得具有最小的所需尺寸，信道脉冲响应也可以正常地与传输信道同步地估计出来，根据该估计信道脉冲响应工作的维特比均衡器可以拥有最佳的误码率性能。以上对本发明该实施例的描述仅仅涉及到通过陆上移动传输信道进行的数字通信。然而，本发明的装置并非局限于陆上数字式移动通信，它也适合于采用TDMA通信系统的卫星通信和固定网络的有线通信。
如上详细所述，当利用维特比均衡器作为用以在数字通信系统的接收机中补偿来自传输信道的接收信号失真的一个均衡器时，必须准确地模拟由作为维特比均衡器一部分的信道脉冲响应估计器所估计的信道脉冲响应。这意味着与传输信道同步把相关值的峰值时刻确定为参考时刻的通常的采样相位同步装置在与传输信道同步时常有一时移，在此情况下，维特比均衡器不能吸收这个时移，由此而影响它的操作。
本发明能够解决上述诸问题，它有这样一种配置，允许与传输信道同步。本发明还可以解决在这样一种方式中不能实现低的误码率的问题，该方式相对于最佳采样时刻不能初始确定的传输信道，设置一分数间隔信道脉冲响应估计方式以补偿维特比均衡器，并防止在拥有允许省去采样相位同步方式之配置的维特比均衡器中使误码率遭到破坏性的变坏。通过在利用一种适应型算法，诸如LS算法进行计算的估计信道脉冲响应中，使不必要抽头的功率减至最小即可解决上述问题。即在短于传输符号传输时间间隔的一个时间间隔内，以对在TDMA时隙中训练序列时间间隔一个复基带接收信号进行过采样所获得的样本为单位，由这种算法运算可以估计出一个准确的信道脉冲响应。显然，根据推论，如果一个接收机可以估计出其抽头数等于一理想信道脉冲响应之抽头数的信道脉冲响应，那么，就不需要由长度大于抽头数的横向滤波器所估计的一信道脉冲响应中的一不必要抽头的功率。由于维特比均衡器形成一个利用估计信道脉冲响应的估计接收信号，则也可以方便地推论，当具有维特比均衡器所需长度的估计信道脉冲响应有较大的功率时，其错误个数可以较小。在具有快速变化性能的无线电信道内，由于在时隙起始的信道状态常常与时隙结束部分的信道状态有很大不同，故采用一种平均方式来实现仅仅取决于信道的延迟分散量(多路延迟量)的最佳采样相位同步性能。根据这种方式，可以在每种信道情况中都能期望得到稳定的效果。
如上所述，本发明的采样相位同步装置可以保证对移动通信固有的多路径衰落信道环境中通过维特比均衡器解码的码具有最高的可靠性。
接下来描述相应于维特比均衡器126之功能的一个双向最大似然序列估计方式。
本发明的双向最大似然序列估计方式是这样一个系统，它注意到这样的事实，在数字式移动通信中确定误码的原因在于对移动通信固有的突发错误，而且它通过合适地监视会引起突发错误的通信质量的任何变坏，有选择地在最佳正向最大似然序列估计方式与最佳反向最大似然序列估计方式之间进行转换操作，同时，注意到通过这样一种方式所获得的估计信道信号响应，即在一个信道环境下，作为最大似然序列估计方式一个步骤来估计信道脉冲响应，其中，将会产生由突发错误所引起的比特差错，由此避免突发错误并省去因误差传输再现延迟而偶然遭致错误的那些码。
以下将结合附图详细描述双向最大似然序列估计方式：
图9是用以说明根据本发明的双向最大似然序列估计方式之原理的方框图。一个数字式可移动终端接收一接收信号序列{rk}1010，并把该接收信号序列{rk}1010输入到一个沿时基正向工作的正向最大似然序列估计处理器1011。与此同时，接收信号序列{rk}1010由1一时隙延迟框1012延迟至少一个时隙的时间，此后，经延迟的接收信号序列{rk}1010输入到一个沿时基反向工作的反向最大似然序列估计处理器1013。
在时刻K，由正向最大似然序列估计处理器1011估计的一个正向信道脉冲响应的绝对值1016被输入到一个通信质量估计单元1018，以使其用作通信质量的参考标准，且正向通信质量总是估计的。当正向通信质量未变坏时，确定一个正向最大似然序列估计处理结果{sk1}1014为最终估计序列{sk}1111。当正向通信质量变坏时，则将用以启动反向最大似然序列估计过程的一个控制信号1019送到最大似然序列估计处理器1013。
由反向最大似然序列估计处理器1013估计的一个反向信道脉冲响应的绝对值1017被输入到通信质量估计处理器1018，以使其用作通信质量估值函数，且反向通信质量也总是估计的。当反向通信质量未变坏时，确定由反向最大似然序列估计处理器1013估计的序列{sk2}1015为最终估计序列{sk}1111。另一方面，当反向通信结果变坏时，通过开关1110选择具有较高通信质量、在过程方向上的估计结果{sk1}1014或{sk2}1015为最终估计结果{sk}1111。
图10是一个方框图，它表示正向和反向最大似然序列估计处理器1011和1013的详细处理顺序。这些处理器的每一个都包括：一个维特比算法处理器1021，用以在估计信道脉冲响应h(k-1)1025的基础上根据接收信号rk估计一个发射信号序列{sk}1028；一个估计接收信号发生处理器1023，它用以根据由维特比算法过程估计的训练信号序列或发射信号序列{sk}1028以及在时间k-1估计的发射脉冲响应h(k-1)1025，在时刻k计算一个估计接收信号rk1026；一个错误信号发生单元1024，它用以估计接收信号并用以在时刻K的接收信号rk1020与在时刻k的估计接收信号rk1026之间形成一个错误信号ek1027；以及一个信道脉冲响应估计器(适应型抽头重量估计单元)1022，它用以根据估计错误信号ek1027，在时刻k利用一种适应型算法估计一个信道脉冲响应h(k)1025。
图11表示本发明的双向最大似然序列估计方式的原理。由于一个信道具有各种变化的特性，诸如因移动台周围实际环境所引起的衰落，故接收信号电平Pow1030随时间t1031的变化而改变(1032)。当采用TDMA通信系统时，将为识别一个TDMA时隙1033而指定的一个训练信号序列1034加到TDMA时隙1033的起始处，在时隙1033后面跟以设置在邻近时隙起始处的训练信号序列1036。因而，数据序列1035夹在训练信号序列1034与1036之间。
接下来将详细描述操作〔A〕。当对于时隙1032完成正向过程1038时，大约在时刻Tf1037附近产生一个比特差错，此时，接收信号电平Pow1030因上述信道具有变化特性而减弱，并产生了一个突发错误1311。另一方面，在所产生比特差错之前的估计序列1310则不含任何比特差错。当对时隙1033完成反向过程1039时，同样在时刻Tf1037附近产生比特差错，此时，接收电平Pow减弱，产生了突发错误1312。在产生比特差错之前的估计序列1313则不含任何比特差错。如此，比特差错是在时刻Tf之后沿两个方向在最大似然序列估计过程中产生的，在时刻Tf，接收信号电平Pow因信道具有变化特性而变得最低。因此，通过检测该时刻Tf1037，可以切换最大似然序列估计的过程方向，由此改进接收性能。
接下来描述操作〔B〕。作为时隙1033的正向过程1038的结果，当至时隙1033结尾处的一个估计序列1310中未产生任何比特差错，即当通信质量未变坏时，不进行反向过程1039。说得更明确些，不进行反向过程(1314)，而将正向过程1038的估计序列确定为该时隙1033的估计序列。
接下来描述操作〔C〕。当对时隙1033完成正向过程1038时，在时刻Tf1037附近产生比特差错，此时，如上述相同的方式，接收信号电平Pow1030因信道具有变化特性而减弱，并产生突发错误1311。作为时隙1033反向过程1039的一个结果，当至时隙1033起始处的一个估计序列1313中未产生比特差错时，即当通信质量未变坏时，则将反向过程1039中的估计序列确定为时隙1033的估计序列。
以下将参照图12所示的流程图描述上述操作。首先执行正向最大似然序列估计过程(1314)，如果在TDMA时隙1033中未检测到通信质量的变坏(1315)，则将正向最大似然序列估计过程中的估计序列确定为TDMA时隙1033中的最终估计序列(1319)。如果在正向过程中的TDMA时隙1033中检测到通信质量的变坏(1315)，则执行反向最大似然序列估计过程(1316)。如果在反向过程中未检测到通信质量的变坏(1317)，则将反向最大似然序列估计过程中的估计序列(1316)确定为时隙1033中的最终估计序列(1319)。另一方面，如果在反向过程中检测到TDMA时隙1033中通信质量的变坏(1317)，则执行双向最大似然序列估计过程(1318)，把通过正向最大似然序列估计过程估计的估计序列以及通过反向最大似然序列估计过程估计的估计序列加以组合，作为时隙1033中的最终估计序列(1320)。注意，本实施例例举了仅当在正向过程中检测到通信质量变坏时才执行反向过程的一种方去。然而，也可采用与有无通信质量之变坏无关而执行反向过程的一种方法。
图13表示本发明双向最大似然序列估计方式的一例。由于衰落变化为移动信道所固有，故接收信号电平Pow1040随着时间t1041的流逝而时刻变化，图中用标号1042表示。一个已知的信号序列1044加在TDMA时隙1043的起始处，后面跟着数据序列1045。此后，接收邻近时隙的训练信号序列1046。执行时隙1043每个正向过程时所估计的正向信道脉冲响应的功率值被确定为正向过程通信质量1047，执行正向过程1410执行，同时在时刻kf1413之前监视正向过程通信质量1047中的变化1048，在该时刻，通信质量1047变得低于一个预定的阈值Pth1049。由图13中可见，正向过程1410执行到时隙1043的结尾处。然而，实际上正向过程1410是在时刻kf1413就暂时中断了。
然后，利用沿时基反向加在时隙1043与邻近的训练信号序列1046，来执行反向过程1416。在执行时隙1043每个反向过程1416时所估计的反向信道脉冲响应的功率值被确定为反向过程通信质量1414，执行反向过程1416，同时在时刻kr1419之前观察反向过程通信质量1414中的变化1415，在该时刻，通信质量1414变得低于预定的阈值Pth1049。由图13中可见，反向过程1416同样执行到时隙1043的起始处。然而，实际上该反向过程1416是在时刻kr1419处就暂时中断了。与此同时，在时刻kf1413之前通过正向过程1410估计正向序列1411，而在时刻kf之后不再估计。另一方面，在时刻kr1419之前通过反向过程1416估计反向序列1417，而在时刻kr之后不再估计。
作为上述方法的一个结果，通过时刻kf1413和时刻kr1419确定一个通信质量低劣的时间间隔1421。然后计算时刻kf1413与kr1419之间的中间时刻kc，从时刻kf1413到时刻kc1420重新启动正向过程1410，如此在正向过程1410中最终完成从TDMA时隙1043起始处到时刻kc的最大似然序列估计过程1422。然后，从时刻kr1419到时刻kc1420重新启动反向过程1416，由此在反向过程1416中最终完成从TDMA时隙1043之结尾处到时刻kc1420的最大似然序列估计过程1423。
图14A至14D表示一个实施例，用以说明一个估计通信质量变坏的参考标准。由于维特比算法过程是按最大似然序列估计方式进行的，在时刻k1511保留着相应于状态数的不确定性。图14A至14D表示一例4态维特比算法的篱笆(格)图，幸存路径1055、1056、1057和1058在时刻k1511沿着时基t1050分别连接到状态1051、1052、1053和1054。状态1051、1052、1053和1054分别保持着各自的估计信道脉冲响应。
然而，必须只有在时刻k1511的一个正确的幸存路径出现，而且必须只有在时刻k1511的一个正确的信道脉冲响应出现。因此，在时刻k1511，信道脉冲响应不准确，它不能作为估计通信质量变坏的参考标准。为此，找到混合时刻k-mf1059，此时在时刻k1511连接到状态1051、1052、1053和1054的幸存路径1055、1056、1057和1058成为单个序列1510。由于在时刻k-mf只有一个估计信道脉冲响应，故在混合时刻k-mf1059根据幸存路径1510估计的信道脉冲响应的功率值被用作在时刻k1511估计通信质量的参考标准。
同样，由于维特比算法过程是按反向最大似然序列估计方式执行的，故在时刻k1512保留着对应于状态数的不确定性，幸存路径1518、1519、1520和1521在时刻k1512沿着时基t1050分别连接到状态1514、1515、1516和1517。由于最大似然序列估计方式以一组状态估计信道脉冲响应，故状态1514、1515、1516和1517分别保持着各自的估计信道脉冲响应。然而，应当只有在时刻k1512的一个正确的幸存路径出现，也应当只有在时刻k1512的一个正确的信道脉冲响应出现。因此，在时刻k1512的信道脉冲响应不准确，它不能用作估计通信质量的参考标准。
为此，找到混合时刻k-mr1513，此时在时刻k1512连接到状态1514、1515、1516和1517的幸存路径1518、1519、1520和1521成为单个序列1522。由于在时刻k-mf1513只出现一个估计信道脉冲响应，故在混合时刻k-mf1059根据幸存路径1522估计的一个信道脉冲响应的功率值，被用作在时刻k1512估计通信质量的参考标准。
更确切些说，从图14的下半部可见，总是在正向过程观察到的正向通信质量1523在时刻k1511为通信质量1524，总是在反向过程观察到的反向通信质量1525在时刻k1512为通信质量1526。
图15A和15B表示根据本发明的第二个实施例。由于对于移动通信固有的衰落变化，接收信号电平Pow1060随着时间t1061的流逝而变化(1062)。利用加在一个TDMA时隙起始处的一个顺序序列启动一个正向最大似然序列估计过程1611，并始终观察正向通信质量1063，后者是根据在一系列最大似然序列估计过程中获得的正向信道脉冲响应h1(k-mf)算得的。把正向通信质量变化1065变得小于一个预定的阈值Pth1064的时刻定义为时刻kf1066，正向过程在该时刻暂时中断。
然后，利用加到一个TDMA时隙的邻近时隙起始处的训练信号序列，启动反向最大似然序列估计过程1612，并始终观察反向通信质量1067，后者是根据在一系列最大似然序列估计过程中所获得的反向信道脉冲响应h2(k+mr)算得的。把在反向通信质量变化1068变得小于预定阈值Pth1064的时刻定义为时刻k1069，反向过程在该时刻暂时中断。然后，计算时刻kf1066与时刻kr1069之间的中间时刻kc1610，以从时刻kf1066至时刻kc1610重新启动正向过程1611，并从时刻kr1069至时刻kc1610重新启动反向过程1612。然后，计算在时刻kc1610的正向过程1611的估计序列混合时刻kc-mf1615，以及在时刻kc1610的反向过程1612的估计序列混合时刻kc+mr1616。
由于在最大似然序列估计方式中用以估计一个信道脉冲响应的适应型算法包括一个估计延迟d，故在时刻kc-mf1615根据混合序列估计的一个发射脉冲响应hl(kc-mf)1619在时刻k-mf-d1617成为一个信道脉冲响应。同样，在时刻kc+mr1616根据混合序列估计的一个信道脉冲响应h2(kc+mr)1620在时刻kc+mr+d1618成为一个信道脉冲响应。因此，本实施例的一个内插时间间隔(D)1621定义在时刻(kc-mf-d)1617与时刻(kc+mr+d)1618之间，在内插时间间隔(D)1621期间作为参考用于一个信道脉冲响应h(k)1624的信道脉冲响应为响应h1(kc-mf)1619和h2(kc+mr)1620。
利用在内插时间间隔1621内所获得的信道脉冲响应h(k)1624，可以进行内插时间间隔D1621的最大似然序列估计。在内插时间间隔(D)1621之前的估计序列由正向过程1611获得，而在内插时间间隔(D)1621之后的估计序列由反向过程1612获得。
图16为一流程图，它表示上述第二个实施例的最大似然序列的估计过程。
更明确些说，在该流程开始后，执行正向最大似然序列估计过程(步骤1071)。然后，执行通信质量估计过程(步骤1072)。如果出现质量变坏，则在步骤1073进行检查。如在步骤1073判断为“是”，则正向过程中断(步骤1074)。然而，如果步骤1073判断为“否”，则流程转入步骤1071。
在正向过程中断后，即依次执行反向最大似然序列估计过程和通信质量估计过程(步骤1075和1076)。如出现质量变坏，则在步骤1077进行检查。若步骤1077判断为“是”，则反向过程中断(步骤1078)；否则，流程转入步骤1079。
反向过程中断后，在步骤1079计算时刻KC。此后，依次执行正向过程(kf→kc)(步骤1710)、kc-mf的设置过程(步骤1712)、kc-mf-d的过程(步骤1714)以及h(k-mf)(步骤1716)的获取；并依次执行反向过程(kr→kc)(步骤1711)、kc+mr的设置过程(步骤1713)、kc+mr+d的过程(步骤1715)以及h(k+mr)的获取(步骤1717)。
在步骤1718，形成内插时间间隔内的信道响应，此后，执行内插时间间隔内的最大似然序列估计过程(步骤1719)。在步骤1720，找到最终估计序列，流程结束。注意，最终估计序列是在步骤1074的正向过程中断后，以及步骤1078的反向过程中断后算出的。
图17详细说明根据本发明的第三个实施例。由于对于移动通信固有的衰落变化1082，接收信号电平Pow1080随着时间t1081的流逝而变化。利用加到一个有关TDMA时隙起始处的训练信号序列启动正向最大似然估计过程1811，并始终观察根据在一系列最大似然序列估计过程中获得的正向信道脉冲响应h1(k-mf)算得的正向通信质量1083。将正向通信质量变化1084变得小于一个预定阈值Pth1085的时刻定义为时间kf1086，正向过程在该时刻暂时中断。
然后，利用加到与一有关TDMA时隙邻近时隙的起始处的训练信号序列启动反向最大似然序列估计过程1812，并始终观察反向通信质量1087，后者是根据在一系列最大似然序列估计过程中获得的反向信道脉冲响应h2(k+mr)算得的。将反向通信质量变化变得小于预定阈值Pth1085的时刻定义为时刻kr1089，反向过程在该时刻暂时中断。然后，计算时刻kf1086与时刻kr1089之间的中间时刻kc1810，以从时刻kf1086至时刻kc1810重新启动正向过程1811，并从时刻kr1089至时刻kc1810重新启动反向过程1812。
接着，计算在时刻kc1810的正向过程1811的估计序列混合时间kc-mf1815，以及在时刻kc1810的反向过程的估计序列混合时间kc+mr1816。利用适应型算法计算的信道脉冲响应受噪声影响，如果将瞬时信道脉冲响应用作参考，以计算内插入时间间隔内的发射脉冲响应h(k)，将出现因噪声引起的较大误差。为此，计算N+1个正向信道脉冲响应的一个平均值1824，而该正向通道脉冲响应是根据在时刻kc-mf1815之前混合N时间间隔1817的估计序列而估计的。考虑因平均而产生的延迟以及适应型算法中的估计延迟d1820，将正向平均信道脉冲响应1824定义为时刻kc-mf-N/2-d1821的一个估计信道脉冲响应。
同样，在反向过程中，计算N+1个反向信道脉冲响应的一个平均值1825，而该反向信道脉冲响应是根据在时刻kc+mr1816(沿时基在未来)之前混合N时间间隔1817的估计序列而估计的。考虑到因平均而产生的延迟以及适应型算法的估计延迟d1820，将反向平均信道脉冲响应1825定义为时刻kc+mr+N/2+d1822的一个信道脉冲响应。
根据上述设置过程，将内插入时间间隔D1823定义在时刻kc-mf-N/2-d1821与时刻kc+mr+N/2+d1822之间。因此，在本实施例中，根据正向平均信道脉冲响应1824和反向平均信道脉冲响应1825计算内插时间间隔D1823内的信道脉冲响应h(k)1828，并利用h(k)完成内插时间间隔D1823内的最大似然序列估计。在内插时间间隔D1823之前的估计序列由正向过程1811获得，在内插入时间间隔D1823之后的估计序列由反向过程1812获得。
图18为一流程图，它用以说明根据本发明的第三个实施例，其操作顺序和次序与上面图17的详细描述相同。
更明确些说，在流程开始后，依次执行正向最大似然序列估计过程以及通信质量估计过程(步骤1091和1092)。此后，在步骤1093检查是否有任何质量变坏。若步骤1093判断为“是”，则正向过程中断(步骤1094)；否则，流程转回步骤1091。当正向过程中断后，依次执行反向最大似然序列估计过程以及通信质量估计过程(步骤1095和1096)。此时，检查有否任何质量变坏(步骤1097)。若步骤1097判断为“是”，则反向过程中断(步骤1098)；否则，流程转回步骤1095。
反向过程中断后，计算时刻kc(步骤1099)。当时间kc算得时，执行正向过程(kf→kc)和反向过程(kr→kc)(步骤1910和1911)。此后，检测行kc-mf和kc+mr(步骤1912和1913)，用于内插的h(k)的计算(步骤1914和1915)，以及内插时间间隔的计算(步骤1916和1917)。
在算得内插时间间隔后，形成内插入时间间隔内的信道响应(步骤1918)，接着，进行内插时间间隔内的最大似然序列估计(步骤1919)。然后计算最终估计序列(步骤1920)，过程结束。
注意，在正向过程中断(步骤1094)之后以及在反向过程中断(步骤1098)之后，流程可以进至计算最终估计序列的过程。
图19、20和21分别为示意图和流程图，它们表示用以使由正向最大似然序列估计过程1104获得的信道脉冲响应hf(k′f)1107与由反向最大似然序列估计过程1105获得的信道脉冲响应hr(k′r)1108相互同步的一种手段，以在本发明的系统中计算内插时间间隔内的信道脉冲响应。
例如，假设诸如QPSK(四相移键控)之类的四相位调制，信号点设置在一个正交坐标系上(由一个I信道1101和一个Q信道1100确定)，如图19所示。即相对于信号点M11102，信号点M2和M4设置在位置qc/2，而信号点M3设置在位置qc。通常，由于TDMA时隙1103内的数据序列是未知的，故位于邻近时隙起始处的顺序序列由其映射的信号点位置为未知，尤其在采用差分编码时，其位置根本不知道。
然而，在例如QPSK中，由于从发射机发射的数据在任何时候都为M1至M41102中的一个，故在正向过程1104中估计的信道脉冲响应hf(k′f)与反向过程1105中估计的信道脉冲响应hr(k′r)1108之间的相位关系为0[rad(拉德)]、qc/2[rad]和c[rad]中之一。
因此，作为内插时间间隔D内的估计信道脉冲响应h(k)，以响应hf(k′1)1107为参考，可以做到使hr(kr)1108相位旋转0[rad]获得响应hr1(k′r)1108，使响应hr1(k′r)1108相位旋转C/2[rad]获得响应hr2(h′r)1109，使响应hr1(k′r)1108相位旋转C[rad]获得响应hr3(k′r)1110，以及使响应hr1(k′r)1108相位旋转-c/2[rad]获得响应hr4(k′r)1111。
通过利用响应hf(k′f)1107和hr1(k′r)1108估计内插时间间隔D内的一个信道脉冲响应，完成内插时间间隔内的最大似然序列估计，由此选择在内插时间间隔内有最小路径度量pm1的估计序列。同样，通过利用响应hf(k′f)1107和hr2(k′r)1109估计内插时间间隔D内的一个信道脉冲响应，完成内插时间间隔内的最大似然序列估计，由此选择在内插时间间隔内具有最小路径度量pm2的估计序列。同样，通过利用响应hf(k′f)1107和hr3(k′r)1110估计内插时间间隔D内的一个信道脉冲响应，完成内插时间间隔内的最大似然序列估计，由此选择在内插时间间隔内具有最小路径度量pm3的估计序列。同样，通过利用响应hf(k′f)1107和hr4(k′r)1111估计内插时间间隔D内的一个信道脉冲响应，完成内插时间间隔内的最大似然序列估计，由此选择在内插时间间隔内具有最小路径度量pm4的估计序列。
如上所述，利用与信号点数量相同数量的内插入时间间隔内的信道脉冲响应，完成最大似然序列估计过程，将具有最小路径度量的估计序列确定为内插入时间间隔内的最终估计序列。该过程的顺序如图21所示。
更明确些说，在流程开始后，获得hf(k′f)(步骤2013)。此后，形成hr1(k′r)、hr2(k′r)、hr3(k′r)和hr4(k′r)(步骤2014、2015、2016和2017)。然后，计算内插时间间隔h(k)1、h(k)2、h(k)3和h(k)4。此外，执行内插时间间隔期间的最大似然序列估计过程(1)、(2)、(3)和(4)(步骤2022、2023、2024和2025)。此后，获得最小路径度量pm1、pm2、pm3和pm4(步骤2026、2027、2028和2029)。在步骤2030，从所获得的最小路径度量pm1、pm2、pm3和pm4中选择一个最小的路径度量pm。此后，选择具有最小路径度量pm的最大似然序列(步骤2031)，过程结束。
图22表示当不能执行根据本发明的双向最大似然序列估计方式时，与该过程有关的一个实施例。由于对于移动通信固有的衰落变化2102接收信号电平Pow2100随着时间t2101的流逝而变化。利用加到一个TDMA时隙2103起始处的训练信号序列2106启动正向最大似然序列估计过程2104，同时将正向通信质量变得小于一预定阈值Pth的时刻定义为时刻kf2109，该正向通信质量是根据由一系列最大似然序列估计过程获得的正向信道脉冲响应h1(k-mf)算得的。反向过程2105利用位于TDMA时隙2103后的邻近时隙起始处的训练信号序列2107启动，同时将反向通信质量变得小于一预定阈值Pth的时刻定义为时刻kr2110，该反向通信质量是根据由一系列最大似然序列估计过程获得的反向信道脉冲序列h2(k+mr)算得的。
在此情况下，把根据时刻kf2109和时刻kr2110定义的时刻kc2111设置在TDMA时隙2103中数据序列2108的起始处，即使内插时间间隔D2112可以设置在TDMA时隙2103内，在TDMA时隙2103内也未能保证为计算一个正向平均信道脉冲响应所需的一个足够的时间窗宽度N2113，而要延伸超出该时隙一个时间间隔tnd2114，上述平均信道脉冲响应是作为一个参考标准用以估计内插时间间隔内的信道脉冲响应的。在此情况下，采用本发明的双向最大似然序列估计方式，将起始于训练信号序列2107的反向最大似然序列估计过程结果用作TDMA时隙2103中的一个估计序列。虽然在图22中未示出，当时刻kc2111位于TDMA时隙2103结尾处附近时，即使内插时间间隔D2112可以设置在TDMA时隙2103内，在TDMA时隙2103内也未能保证为计算一个反向平均信道脉冲响应所需的一个足够的时间窗宽度N2113，而要延伸超出该时隙一个时间间隔tnd2114，上述平均信道脉冲响应是作为一个参考标准用以估计内插入时间间隔内的信道脉冲响应的，它与上述情况正好相反。在此情况下，采用本发明的双向最大似然序列估计方式，将起始于训练信号序列2106的正向最大似然序列估计过程结果用作TDMA时隙2103中的一个估计序列。
图23是一个流程图，它表示当未能估计出在内插时间间隔内的一个信道脉冲响应时，即未能如上所述在TDMA时隙2103中计算出用作内插入过程之一个参考标准的平均信道脉冲响应时所执行的过程。如图23所示，流程开始后，依次估计时刻kf、时刻kr和时刻kc(步骤2116、2117和2118)。此后，确定时刻kc的位置(步骤2119)。同时，如果发现时刻kc设置在时隙的起始处或结尾处附近(步骤2120或2121)，则检验是否可确保内插时间间隔(步骤2122或2123)。如果在步骤2122或2123中判断为“是”，则执行双向最大似然序列估计过程(步骤2126)；否则，执行反向过程(步骤2124)或正向过程(步骤2125)，过程结束。
图24和25表示当一个TDMA时隙2204中存在多个因移动信道固有的衰落变化2203所引起的通信质量的变坏时，采用本发明的双向最大似然序列估计方式的工作原理。
当接收电平Pow2201在TDMA时隙2204内随着时间t的流逝而有显著变化时，在TDMA时隙2204的起始处和结尾处附近观察到通信质量的变坏，起始于位于TDMA时隙2204起始处之训练信号序列2205的一个正向最大似然序列估计过程2208，在过程开始之后立刻识别出通信质量的变坏，并在时刻kf2210暂时中断。而且，起始于紧接着TDMA时隙2204结尾处的邻近时隙之训练信号序列2207的反向最大似然序列估计过程2209，同样在过程开始后立刻识别出通信质量的变坏，并在时刻kr2211暂时中断。
在根据本发明的双向最大似然序列估计方式中，计算时刻kf2210与时刻kr2211之间的中点时刻kc2213。在此情况下，当时刻kr2211与时刻kf2210之差2212较大时，依据信道变化2203的特性认为接收电平Pow2201已足够。另一方面，当接收电平Pow2201降至很低时，信道变化2203时常呈现一种非常复杂的相位变化。此时，即使当时刻kf2210至时刻kr2211的信道脉冲响应通过内插来估计，所估计的信道脉冲响应的可靠性仍较低，估计响应对于接收机实现低误码率不起作用。
由于上述理由，当时刻差kr-kf2212等于或大于TDMA时隙2204的一半长度时，不采纳用以执行内插过程的双向最大似然序列估计方式，但采纳用以从TDMA时隙2204的起始时刻到时刻kc执行正向最大似然序列估计过程2208，并从TDMA时隙2204的结尾时刻至时刻kc执行反向最大似然序列估计过程2209的一种双向最大似然序列估计方式。
图25表示图24所示详细过程的一个流程。参见图25，流程开始后，依次执行正向过程(步骤2215)、时刻kc的估计(步骤2216)、正向过程的内插(步骤2217)、反向过程(步骤2218)、时刻kr的估计(步骤2219)以及时刻差kr-kf的计算(步骤2220)。然后检验时刻差是否大于半个时隙长度(步骤2221)。若步骤2221判断为“是”，则依次执行kf→kc的正向过程(步骤2223)和kr→kc的反向过程(步骤2224)；否则，执行内插最大似然序列估计过程(步骤2222)，过程结束。
图26A和26B是表示比特差错性能的一张图，它是在作为一种典型移动通信信道的瑞利(Rayleigh)衰落信道内通过评价本发明的双向最大似然序列估计方式而获得的。图26A和26B中，沿纵从标画出误码率2300，沿横坐标画出多路径延迟2301。图26A和26B表示在信噪比为20分贝(dB)、直接到达波功率与延迟到达波功率之比值为0(分贝)、信号带宽为25千赫(KHz)、通信频率为900兆赫(MHz)条件下所执行的计算机模拟的结果。
沿着第一条特线曲线2302的符号口(图26A)表示仅在正向上通过最大似然序列估计系统而获得的误码率特性，沿着该曲线2302的符号△(图26B)表示仅在反向上通过最大似然序列估计系统而获得的误码率特性。从该曲线可见，在正向和反向上可获得几乎相同的误码率。
图26A和26B中的第二条特性曲线表示通过根据本发明的最大似然序列估计系统算得的误码率特性。从该曲线可见，采取本发明的系统，误码率2300可以得到足够大的改善。
在该实施例中，尽管图中未示出，由于执行了按照本发明执行的内插过程的双向最大似然序列估计方式，并不能算出内插时间间隔内的正确的信道脉冲响应，除非作为正向最大似然序列估计结果的信道脉冲响应hf(k′f)，以及作为反向最大似然序列估计结果的信道脉冲响应hr(k′r)相互同步，并且，在使这些信道脉冲响应hf(k′f)和hr(k′r)之抽头的信息内容相互吻合的同时执行内插。例如，在信道脉冲响应为2—抽头设置的情况下，不能形成可实现高性能的双向最大似然序列估计方式，除非利用响应hf(k′f)的第一抽头和响应hr(k′r)的第二抽头，以及响应hf(kf′)的第二抽头和响应hr(kr′)的第一抽头作为对称的抽头。
如前详细所述，根据本发明可以避免均衡系统固有的，并来源于比特差错的突发错误，该比特差错是由于因移动信道固有的衰落所引起的接收电平的减小而产生的，并可以显著地改善取决于突发错误的接收机的误码率性能。为了提高双向最大似然序列估计方式的作用，取代不同于现有技术所执行的仅仅缩短时隙的过程，最大似然序列估计方向可以与接收电平因信道的衰落变化而减小的时刻相一致地得到最佳控制，尽可能避免基于有比特差错的估计序列的信道脉冲响应，由此改善接收性能。

Claims (11)

1.一种采样相位同步装置包括：
第一存储装置，用于存储部分包含一训练序列的接收信号；
第一计算装置，它用存储在所述第一存储装置中的接收信号中所包含的训练序列的部分序列来计算对于接收时刻固有的信道脉冲响应；
第二计算装置，用于计算由所述第一计算装置计算的信道脉冲响应功率和一部分信道脉冲响应功率的比值；
第二存储装置，用于存储由所述第二计算装置所计算的功率比值；以及
判定装置，它利用存储在所述第二存储装置中的功率比值来确定采样相位，
其特征在于，所述采样相位同步装置参照由所述判定装置所确定的采样相位对接收信号进行采样。
2.如权利要求1的一种装置，其特征在于，所述判定装置根据与信道脉冲响应的一部分相应的最大功率来确定采样相位。
3.如权利要求1的一种装置，其特征在于，所述第二存储装置存储功率比值，这些比值是在先前数个时隙的相同采样时刻算得的，它们周期地被接收并被唯一地分配给一接收机，擦除最早的功率比值，并存储最新的功率比值。
4.如权利要求3的一种装置，它进一步包括：第三计算装置，用于在当前时刻计算功率比值的平均值以及先前时刻固有的多个功率比值(在预定的先前时刻后接收到的时隙中算得这些比值)，并且其特征在于，在所述第三比值计算装置计算功率比值的平均值时，所述第二存储装置就擦除最早的功率比值而存储最新的功率比值。
5.如权利要求1的一种装置，其特征在于，所述第一计算装置包括信道脉冲响应形成矩阵变换电路和一个乘法器。
6.如权利要求1的一种装置，其特征在于，所述判定装置包括：
对应于一个采样周期，从所述第二存储装置读出的多个功率比值计算其平均值的装置；对于功率比值平均值与一阈值的差值序列正负号的变更次数进行计数的装置；以及当所述次数为2时，把两次平均值与阈值交叉的时刻中点定为最佳采样时刻的装置。
7.如权利要求1的一种装置，其特征在于，所述判定装置包括：
对应于一个采样周期，从所述第二存储装置读出的多个功率比值计算其平均值的装置；对于功率比值的平均值与一阈值的差值序列的正负号变更次数进行计数的装置；以及当所述次数为3时，在平均值与阈值交叉的多于3个时刻中把与最小功率比值相应的那个时刻定为最佳采样时刻的装置。
8.一接收机，包括：
正交变换器，它对通信系统中的基带接收信号进行正交变换，该信号中周期地含有训练数据序列，用来在传输信道的预定时隙中建立同步；
过采样装置，用以对基带接收信号按一个符号传输周期T的1/N(N＞1)的时间间隔进行过采样；
第一存储装置，用于存储由过采样装置采样的接收信号；
第一计算装置，用以对每N个间隔读出一个过采样并存储在所述第一存储装置中的接收信号的K个符号(K＞0)部分，与此同时，相应于训练数据序列起始部分，被任意设置以包括一接收信号的长度间隔W-1(W＞2N)每经过一个采样间隔就从比相应于训练数据序列起始部分的过采样信号接收时刻为早的时刻移开，该装置还用以计算W个信道脉冲响应，这些响应对于起始采样时刻是固有的，并且是在采用无限长训练数据序列的T个间隔、L个抽头(L＞0)的横向滤波器中模拟的；
第二计算装置，用以计算W个归一化非所要信号功率，它们代表了所述横向滤波器的L个抽头中的每一个的W个信道脉冲响应的功率(该滤波器响应对于读出的起始采样时刻是固有的并且由所述信道脉冲响应计算装置算出)对于L个抽头中的M(＜M＜L)个抽头的功率之比值；
第二存储装置，用以存储W个归一化非所要信号功率，它们对于读出的起始采样时刻是固有的，并且由所述第二计算装置算出；以及
第三计算装置，用以计算W个归一化非所要功率平均值，它们对于读出起始采样时刻是固有的，取平均是对数个先前时隙的多个读出起始采样时刻固有的归一化非所要信号功率(它们存储在所述第二存储装置中)以及相应于相同采样时刻的归一化非所要信号功率之间作出的，这些平均值是在当前时刻计算的，其条件是，这W个归一化非所要信号功率在过去是以相同的方式周期地对每个时隙进行计算的，
其特征在于，采用对于读出起始时刻固有的，并由第三计算装置计算的W个归一化非所要功率平均值作为一估值函数，来确定最佳采样相位同步时刻，包括训练数据序列和信息序列在时隙内的接收信号每隔N个间隔即被采样，而把被采样的接收信号输入至维特比均衡器。
9.一种同步采样相位的方法包括下述步骤：
把部分包含一训练序列的接收信号存储在存储装置中；
用存储在所述存储器中的包含在接收信号中的训练序列的部分序列来计算对于接收时刻固有的信道脉冲响应；
根据算得的信道脉冲响应功率以及算得的一部分信道脉冲响应功率算出一比值；
把算得的功率比值存储在所述存储装置中；以及
用存储在所述存储装置中的功率比值确定采样相位，
其特征在于，参照由所述判定装置确定的采样相位对接收信号进行采样。
10.一种采样同步装置包括：
接收信号存储装置，用以存储接收信号；
由存储在存储装置中，包含在接收信号中的训练序列的部分序列估计信道脉冲响应的装置；以及
利用信道脉冲响应确定采样相位的同步装置，
其特征在于，用由所述同步装置确定的采样相位作为参考，对接收信号进行采样。
11.一种无线电接收机包括一采样同步单元，该单元包括：
用于存储接收信号的存储装置；
由存储在所述存储装置中的包含在接收信号中的训练序列的部分序列估计信道脉冲响应的装置；以及
按照由所述采样同步单元确定的采样相位对接收信号进行采样的装置。
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