JP3444549B2 - サンプリング位相同期装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信方式の
受信機において、受信信号が伝送路から受けた歪みを補
償する等化器として利用されるヴィタビ等化器へ供給さ
れる受信信号波形のサンプリング位相同期に関してお
り、特にヴィタビ等化器の低符号誤り率化の実現を目指
したものである。 【０００２】 【従来の技術】近年、ディジタル移動通信機器の開発が
急速に行われているが、陸上移動通信を行う上では、移
動体を取り巻く物理的な環境により生じる伝搬遅延を伴
った多重波伝搬干渉と移動体の高速移動によって受信信
号は、複雑で著しい歪みを受ける。移動体端末では、更
に雑音が重畳されたこの受信信号から何等かの信号処理
手段を用いて、雑音を含む歪み成分を補償する必要があ
る。ディジタル移動通信における波形等化技術は、これ
らの歪みを補償するための技術であり、主に２種類があ
る。１つは、判定帰還型等化器であり、もう１つがヴィ
タビ等化器（適応型最尤系列推定器）である。前者は、
演算量やハード規模等から評価しての実現し易さから多
く検討され、実用に供されてきた。また、後者は、波形
等化技術の中では最強であり、近年のＬＳＩ微細加工技
術の目ざましい発達やディジタル信号処理に適した高速
ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）の登場により
実用化が可能となってきた。 【０００３】ヴィタビ等化器は、受信信号系列が与えら
れたとき、その系列に最も合致する送信信号系列を、送
信されると考えうる全ての送信信号系列の中からヴィタ
ビアルゴリズムを用いて１つだけ選び出すものである。
また、ヴィタビ等化器では、伝送路インパルス応答が何
等かの手段により既知であることが前提として動作す
る。ゆえに、ヴィタビ等化器には、伝送路インパルス応
答推定部が必携となる。 【０００４】一般に受信機は、伝送路インパルス応答が
既知でないために、送信機と位相同期しておらず、受信
信号波形は、受信機内でオーバーサンプリング処理さ
れ、その後の位相同期処理を行い情報符号を復調する。
受信機内での情報符号の復調に判定帰還型等化器を利用
している場合、オーバーサンプリング信号をそのまま用
いる分数間隔タップを持つ判定帰還型等化器が有効あ
り、多く使用されている。この判定帰還型分数間隔等化
器は、タップ間隔がシンボル伝送周期Ｔの１／Ｎである
ために、サンプリング定理を満たす。したがって、受信
機が受信信号の位相同期に鈍感になるので、特別なサン
プリング位相同期装置の存在は不要である。また、判定
帰還型分数間隔等化器では、等化処理が行われるトラン
スバーサルフィルタの出力が、所望の値に近似するよう
に適応アルゴリズム処理系が動作すれば良く、そのトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数自体がサンプリング
位相ずれや等化時刻ずれなどを適応的に補正してくれ
る。 【０００５】ヴィタビ等化器では、伝送路インパルス応
答を正確に模擬することが低符号誤り率実現の大前提と
なる。ヴィタビ等化器で伝送路インパルス応答を模擬す
るトランスバーサルフィルタのタップ間隔は、一般にＴ
間隔とされ、伝送路で生じる遅延分散がＴの整数倍であ
る場合のみに正確に伝送路応答が模擬でき、最良の符号
誤り率性能が実現できる。反面、遅延分散の量がＴの整
数倍でない場合、受信信号には、複雑な符号間干渉が生
じる。そして、その受信信号を正確に記述するには、そ
の受信信号を構成する送信信号アルファベット数に等し
い長さのタップ数のトランスバーサルフィルタが必要に
なる。そしてその長さは、一般的にベースバンド部で施
される帯域制限用フィルタのインパルス応答長で決定さ
れる。また、伝送路インパルス応答を模擬するトランス
バーサルフィルタのタップ間隔をＴ／Ｎにした分数間隔
型トランスバーサルフィルタを採用すれば、サンプリン
グ位相同期に鈍感になると期待されるが、タップ長が絶
対的にＮ倍に増大する。いずれにしてもタップ長の増大
は、ヴィタビ等化器にとって演算量の増加や、等価雑音
の増大に直接的につながり、結果的に等化性能を劣化さ
せることになる。 【０００６】以上のように、受信機にヴィタビ等化器を
用いる場合は、伝送路インパルス応答を模擬するトラン
スバーサルフィルタのタップ長を増加することが実用的
でなく、最低限必要なＴ間隔のタップ数で構成されるこ
とが望ましい。例えば、伝送路での遅延分散量がＴまで
ならばタップ長は２である。しかしながら、タップ間隔
がＴである場合、サンプリング定理を満たさなくなるの
で、ヴィタビ等化器は、受信信号に位相同期しなければ
ならない条件が生じる。ところが、そもそも伝送路での
遅延分散が送信シンボル伝送周期Ｔの整数倍でなけれ
ば、最適サンプリング位相同期時刻は明確化できず、た
だ復調した結果の符号誤り率が最小である位相が最適サ
ンプリング位相同期条件としか言えなくなる。しかし一
般的には、この符号誤り率を最小にするサンプリング位
相などは、受信機で符号誤り率が測定出来ないので実質
把握できない。そこで、遅延分散が存在する伝送路を経
てきた信号へ位相同期する通常の手段としては、最も強
く受信された到来波に同期する策を何等か講じる。例え
ば、ＴＤＭＡスロット内に含まれる既知符号系列との相
関演算を行うなどして、相関値のピーク値が出現する時
刻を最適サンプリング位相時刻とするものである。しか
し、この手法では、スロットの先頭部分のみを最適なサ
ンプリング位相状態にしているだけで、高速変動伝送路
でのスロット内での位相変動に対応していないなどの欠
点が存在する。 【０００７】また、２台のタップ間隔Ｔのトランスバー
サルフィルタを並列に配置し、一方に入力する信号系列
ともう一方に入力する信号系列の位相をＴ／２だけずら
した構成にすることで、サンプリング位相同期に鈍感に
する手法を採用している例もみられる。しかし、この手
法では、並列する２台のトランスバーサルフィルタの出
力の合成法を最適にする手法が煩雑であり、見方によっ
ては台の分数間隔型トランスバーサルフィルタと等価な
構成となるので、実質的にタップ長の延長による劣化と
同じ影響が現れ、結果的にサンプリング位相同期に鈍感
ではあるものの、低符号誤り率の実現には寄与しない。
さらに、いかなる伝送路状態においても実質的に符号間
干渉のある信号を取り扱うので、適応アルゴリズムが収
束する時間が長くなったり、余分な符号が存在すること
による等価的な雑音が生じて、安定動作が行いにくくな
ってしまう。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上述したとおり、伝送
路の遅延分散が送信シンボル伝送周期Ｔの整数倍でない
場合には、最適サンプリング位相時刻などは存在せず、
符号誤り率を最低にできるサンプリング位相時刻を最適
サンプリング位相時刻とする他ないが、数シンボルを単
位にしたスロットで送受信を行うＴＤＭＡ方式の通信で
は、一般にスロット内に含まれる既知符号系列の長さ
は、スロット全体の長さに比較すると、１割にも満たな
い系列長であり、ある程度の信頼性を有する符号誤り率
を得るためには、非常に長い時間を要することになる。
また、移動体伝送路で発生する符号誤りは、付加される
雑音で決定されるランダムな誤りではなく、マルチパス
フェージングによるバースト誤りがほとんどである。然
るに、既知信号系列が全く誤らないスロットも存在すれ
ば、壊滅的に符号誤りが発生するスロットも存在する。
このことも加味すれば、さらに多くのスロットの既知符
号系列を用いて符号誤りを算出しなければならなくな
り、現実的とは言えない。さらに、符号誤り率という評
価関数は、ビット単位の正誤の判断しかできず、サンプ
リング単位での細かな制御が不可能である。 【０００９】前述したＴＤＭＡスロット内に含まれる既
知符号系列との相関演算をして、相関値のピーク値が出
現する時刻を最適サンプリング位相時刻とする手段は、
例えば伝送路が遅延分散Ｔで２波モデルの場合、相関値
のピーク値は、送信機を基準にした時刻で眺めると、時
刻ｔ0 と時刻ｔ0 ＋Ｔに出現する。しかし、受信機側で
は、送信機の基準時刻など計り知れないから、時刻ｔ0
と時刻ｔ0 ＋Ｔとを区別できず、たんに相関値のピーク
値が出現した時刻をサンプリング開始時刻とするしかな
い。判定帰還型等化器ならば、伝送路の遅延分散よりも
長めにトランスバーサルフィルタを用意すれば、この手
法で決定されるサンプリング位相であっても問題が生じ
ない。その理由は既に述べた。しかしながら、ヴィタビ
等化器の場合、伝送路応答を正確に模擬しなければなら
ない。すなわち、受信機は、送信機の基準時刻に同期し
ている必要がある。そこで、ヴィタビ等化器に上述のよ
うな時刻ｔ0 と時刻ｔ0 ＋Ｔが区別できないサンプリン
グ位相同期装置を用いた場合を考える。もしも、ｔ0 に
同期すると、第１タップを時刻ｔ0 に相当する基準タッ
プとして伝送路インパルス応答を推定する。この場合
は、第２タップがｔ0＋Ｔ時刻に相当するので、正しく
伝送路インパルス応答が推定可能となり、ヴィタビ等化
器は正常な動作を行う。逆に時刻ｔ0 ＋Ｔに同期した
場合は、第１タップを時刻ｔ0 ＋Ｔに相当する基準タッ
プとして伝送路インパルス応答を推定するので、第２タ
ップは無意味になり、更に時刻ｔ0 に相当するタップが
存在しなくなる。したがって、伝送路環境が変動して、
最も強く受信される到来波が、遅延到来波（時刻ｔ0 ＋
Ｔに受信）から直接到来波（時刻ｔ0 に受信）に変更し
た時点で（これを、非最小位相モードから最小位相モー
ドへ移行するという）、第１タップが次第に減少してい
き、遅延到来波が受信されなくなった時点で、推定伝送
路インパルス応答は、何の情報も持たなくなる。この現
象が生じると、推定された伝送路インパルス応答は、ラ
ンダム雑音と等価な性質になるので、推定受信信号は、
ランダムになる。そしてこのランダムな信号を用いて伝
送路インパルス応答を適応的に逐次更新するので、バー
スト誤りが発生し、符号誤り率の劣化に大きくつなが
る。 【００１０】そこで、本発明では、ヴィタビ等化器の動
作性能を大きく左右するサンプリング位相同期に関し
て、短期間で送信機の基準時刻に、より確かに同期した
伝送路インパルス応答の推定を目的とし、従来の様な伝
送路変動に依存したサンプリング位相同期手段が持つ弊
害を解消し、さらには、伝送路インパルス応答を模擬す
るトランスバーサルフィルタの構成を最小規模にできる
上に符号誤り率特性の改善をも実現できるヴィタビ等化
器用サンプリング位相同期装置を提供するものである。 【００１１】 【課題を解決するための手段】本発明は、ヴィタビ等化
器において、伝送路インパルス応答推定の際に必要とす
るトランスバーサルフィルタの構成をタップ間隔Ｔで最
小規模タップ長とした場合にも、如何なる遅延分散を有
する伝送路環境においてもサンプリング位相同期を符号
誤り率を最小にするという課題の実現のため、ＴＤＭＡ
通信方式のように定期的に送信されて来るスロット内に
付加されている同期確立用の既知符号系列が含まれる送
信信号が、受信機に入力され、直交変換されたベースバ
ンド受信信号（以後、受信信号とする）を送信シンボル
伝送周期Ｔの１／Ｎ（Ｎ＞１）の周期でオーバーサンプ
リングするオーバーサンプリング手段と、前記オーバー
サンプリング手段でオーバーサンプリングされた前記受
信信号を記憶する受信信号記憶手段と、前記受信信号記
憶手段に格納されているオーバーサンプリングされた前
記受信信号のうち、前記既知符号系列の先頭部分に相当
するオーバーサンプリングされた受信時刻よりも過去の
サンプリング時刻から前記既知符号系列の先頭部分に相
当する受信信号を含んだ任意に設定した長さＷ−１（Ｗ
＞２Ｎ）の区間内を１サンプル間隔でシフトしながらＮ
間隔ごとにＫシンボル（Ｋ＞０）分を読み出し、前記有
限長の既知符号系列を用いて、Ｔ間隔Ｌ（Ｌ＞０）タッ
プ表現トランスバーサルフィルタで模擬される読み出し
開始サンプリング時刻に固有のＷ個の伝送路インパルス
応答を算出する伝送路インパルス応答算出手段と、前記
伝送路インパルス応答算出手段で算出された、読み出し
開始サンプリング時刻に固有の前記Ｗ個の各Ｌタップの
伝送路インパルス応答が有する電力と、Ｌタップのうち
のＭタップ（０＜Ｍ＜Ｌ）が有する電力との比（これを
正規化不要信号電力と称する）を算出する正規化不要信
号電力算出手段と、前記正規化不要信号電力算出手段で
算出された読み出し開始サンプリング時刻に固有のＷ個
の正規化不要信号電力を記憶する正規化不要信号電力記
憶手段と、過去定期的に同じ手順で１スロット当たりＷ
個の正規化不要信号電力が算出され、前記正規化不要信
号電力記憶手段に記憶されている数スロット過去までの
複数の読み出し開始サンプリング時刻に固有の正規化不
要信号電力と、現時刻に算出した同じ読み出し開始サン
プリング時刻の正規化不要信号電力との間で、Ｗ個の読
み出し開始サンプリング時刻に固有の正規化不要信号電
力平均値を算出する正規化不要信号電力平均値算出手段
とを具備し、前記正規化不要信号電力平均値算出手段で
算出された前記読み出し開始時刻に固有のＷ個の正規化
不要信号電力平均値を評価関数として、最適サンプリン
グ位相同期時刻を決定し、決定した前記最適サンプリン
グ位相同期時刻を基準に、前記既知符号系列および情報
系列が含まれるスロット内の受信信号をＮ間隔毎にサン
プリングし、ヴィタビ等化器へ入力するような構成とし
た。 【００１２】例えば、評価関数の使用法として、任意に
設定した閾値を横切る時刻が３時刻以上存在する場合
は、前記Ｗ個の正規化不要信号電力平均値のうちで最小
値の前記正規化不要信号電力を与える読み出し開始時刻
を最適サンプリング位相同期時刻と決定し、また前記閾
値を横切る時刻が２時刻の場合は、その２時刻の中央時
刻を最適サンプリング位相同期時刻と決定するようなこ
とが挙げられる。 【００１３】 【作用】本発明によれば、伝送路インパルス応答自体を
既知符号系列を用いて算出した結果をもとにしたサンプ
リング位相同期手段とするので、伝送路インパルス応答
に同期することが可能となり、その結果、常に伝送路の
遅延分散に応じた最適な受信信号波形へのサンプリング
位相同期が実現されるので、符号誤り率を大いに改善で
きる。 【００１４】また、マルチパス伝送路において、直接到
来する信号波と時間遅延を有して到来する遅延波とは、
一般的に無相関であるため、直接到来波と遅延到来波と
の位相関係は、ランダム位相となる。実際のところ、正
確なサンプリング位相同期とは、この直接到来波と遅延
到来波との位相差によって一意に決定されるものである
が、移動体伝送路などの高速変動伝送路では、この位相
差は、スロットの最初の部分と終わりの部分では大きく
異なることが常である。したがって、スロットの最初で
厳密なサンプリング位相を決定しても、それは、スロッ
ト全体にわたって最適とは言えなくなる。この点を考慮
して、本発明では、直接到来波と遅延到来波との位相関
係が如何なる状態にあっても平均的に最適なサンプリン
グ位相状態に設定できるように、過去の直接到来波と遅
延到来波との位相関係を加味した平均値を評価関数にし
た最適サンプリング位相同期手段を提供している。ま
た、この平均化における過去の情報も数スロット以上あ
れば、大いに改善できる可能性がある。その評価関数に
関して簡単に以下に説明を加える。 【００１５】時刻ｋでの送受信総合インパルス応答（送
信機の帯域制限フィルタ、伝送路インパルス応答、受信
機の帯域制限フィルタなどを含む）をｈk(i)とする。ｉ
は、時刻ｋにおける直接到来波に同した時刻をｉ＝０と
表現した際のオーバーサンプリングしたサンプル順序を
示している。したがって、オーバーサンプリングがＮ倍
である場合には、時刻ｋでの理想受信信号ｒk(i)は、 【００１６】 【数１】 と表現できる。ここで、もしも受信機で理想的な２タッ
プのトランスバーサルフィルタによって受信信号推定値
が推定できたとすれば、時刻ｋでの推定受信信号ｒk(i)
は、 【００１７】 【数２】となる。この時点で理想受信信号ｒk(i)と推定受信信号
ｒk(i)との誤差信号ｅk(i)は、 【００１８】 【数３】 となる。正確に伝送路インパルス応答が推定できていれ
ば、上述のｅk(i)は、最小となるはずである。また逆
に、このｅk(i)を最小にするようなサンプリング時刻ｉ
や、このｅk(i)を最小にする伝送路インパルス応答を推
定すれば良い。 【００１９】さて、スロット内に付加される既知符号系
列を用いて伝送路インパルス応答を推定すれば、推定用
の適応アルゴリズムによる推定遅延こそあるものの、極
めて真値に近い伝送路インパルス応答が推定できるはず
である。すなわち、上述のｅk(i)を算出することは、容
易なこととなる。そこで、理想受信信号ｒk(i)と誤差信
号ｅk(i)の電力アンサンブル平均を求めてみる。それぞ
れＲk(i)とＵk(i)とする。 【００２０】 【数４】 ここで、誤差信号ｅk(i)の電力アンサンブル平均は、少
ない方が望ましい。ここで評価関数として“正規化不要
信号電力ζk(i)”を次のように定義する。 【００２１】 【数５】 【００２２】結果的にこの評価関数が小さいほど、推定
した伝送路インパルス応答は真値に近いことになる。こ
の評価関数を眺めると、評価関数算出に必要なものは、
推定伝送路インパルス応答だけで良いことがわかる。す
なわち、ヴィタビ等化器で必要とする伝送路インパルス
応答を模擬するトランスバーサルフィルタ長よりも長い
タップ長のトランスバーサルフィルタ（上述の例では２
Ａ＋１）で伝送路インパルス応答を求めた上で、実際に
必要とするタップ数（上述の例では２タップ）の電力と
全体の電力との比を算出すれば良いことと等価となる。 【００２３】また前述した通り、このζk(i)は、直接到
来波と遅延到来波との瞬間的な位相状態で決定されるの
で、このζk(i)を平均化することで安定したサンプリン
グ位相同期特性を得ようとするものである。 【００２４】理想的なサンプリング時刻を列挙すると、
伝送路の遅延分散が０Ｔの場合はｉ＝−８かｉ＝０、同
遅延分散が０. ２５Ｔの場合はｉ＝−３、同遅延分散が
０.５Ｔの場合はｉ＝−２、同遅延分散が０. ７５Ｔの
場合はｉ＝−１、同遅延分散が１. ０Ｔの場合はｉ＝０
である。図６は、上述のζk(i)の平均値を図示したもの
で、図内の横軸がｉを意味し、ｉ＝０が直接到来波が到
来した時刻で、スロットに付加される既知符号系列の先
頭符号が含まれるオーバーサンプリング時刻にも一致す
る。ここで、任意に設定した閾値を以てこの評価関数を
切り出した際に、閾値と交差する時刻の数を勘定して、
その個数で最適なサンプリング時刻を限定するのであ
る。その閾値を仮に０. ０７と設定し、請求項に示す通
りに、交差時刻数が３時刻以上ならば平均ζk(i)の最小
値を、交差時刻数が２時刻以上ならばその２時刻の中点
時刻を、最適サンプリング時刻とした場合に求めた符号
誤り率と、従来のように直接到来波に同期した場合に算
出した符号誤り率とを比較した図を図７に掲載する。同
図内の曲線を説明すると、ＣＩＲ（Channel ImpulseRes
ponse）estimated という曲線７３、７４は、ヴィタビ
等化器を構成する一要素である伝送路インパルス応答推
定部で適応アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）を用い
て推定した結果であり、ＣＩＲknown という曲線７５、
７６は、真値の伝送路インパルス応答が何等かの手段に
より得られたと仮定した場合をシミュレーションしたも
のである。図からも明らかな通り、サンプリング位相同
期をアクティブに本提案方式を用いた方（Optimized Sa
mpling Phase）が良好な符号誤り率が実現できている。 【００２５】以上のように、伝送路インパルス応答自体
や送信機自体に同期できる、すなわち受信信号に同期で
きることに加えて、従来よりも符号誤り率が大きく改善
できるのである。 【００２６】 【実施例】図１は、本発明の一実施例を示すヴィタビ等
化器用サンプリング位相同期装置を含んだ受信機構成を
表すブロック図である。同図内における送信機１０で
は、ディジタル変調された送信信号波１１が生成され、
伝送路１２を経て何等かの歪みを受けた信号１３が受信
信号として受信機１４に入力される。受信信号１３は、
直交変換部１５にて同相成分（Ｉチャネル成分）及び直
交相成分（Ｑチャネル成分）の直交成分に変換され、複
素ベースバンド信号１６となる。複素ベースバンド信号
は、伝送シンボル周期Ｔの１／Ｎ（Ｎ＞１）の周期のオ
ーバーサンプリング周期のクロックによりオーバーサン
プリング部（Ａ／Ｄ変換部）１７で離散信号系列１８に
変換される。オーバーサンプリングされ離散信号系列と
なった複素ベースバンド信号１８は、図２に示すＴＤＭ
Ａスロット２０内の既知符号系列部分２１に相当する部
分だけを蓄積する記憶部１９に入力されて記憶される。
また、オーバーサンプリングされた複素ベースバンド信
号１８は、遅延素子１１１に入力され、最適サンプリン
グ位相が決定されるまでの時間遅延されて、Ｔ時間間隔
で動作するサンプラー１２５に入力される。 【００２７】さて、図２のスロット２０に示す既知符号
系列部分２１に相当する複素ベースバンド受信信号１８
を記憶している記憶部１９からＮサンプルずつＫシンボ
ル（Ｋ＞０）分のサンプルを読み出し、ただし、読み出
される信号もすべて既知符号系列２１に相当する部分内
に相当する複素ベースバンド信号である。読み出された
複素ベースバンド信号１１２は、伝送路インパルス応答
推定部１１４に入力される。伝送路インパルス応答推定
部１１４では、予め既知符号系列２１が送信された場合
に受信される理想的な受信信号系列を用いて伝送路イン
パルス応答１１５が推定される。そして、推定された伝
送路インパルス応答１１５は、伝送路インパルス応答１
１５が持つ電力と、その中で不要なタップが有する電力
との比と定義される正規化不要信号電力１１７を正規化
不要信号電力算出部１１６で算出する。算出された正規
化不要信号電力１１７は、シフトレジスタもしくはメモ
リー等で構成されるような正規化不要信号電力記憶部１
１８に入力されて記憶される。 【００２８】この正規化不要信号電力記憶部１１８に
は、定期的に受信される受信者に固有に割与えられたス
ロット２０において、過去数スロット分の同じサンプリ
ング時刻に算出された正規化不要信号電力１１７が格納
されており、平均正規化不要信号電力算出部１２０にて
平均正規化不要信号電力１２１が算出されると、最も古
い正規化不要信号電力値が捨てられ、最新の正規化不要
信号電力１１７が記憶される仕組みになっている。現時
刻に算出された正規化不要信号電力１１７とある一定の
過去までに受信したスロットで算出された各過去の時刻
に固有の複数の正規化不要信号電力１１９とは、平均正
規化不要信号電力算出部１２０に入力され、その平均値
１２１が算出される。この装置では、前述したオーバー
サンプリングされた複素ベースバンド受信信号記憶部１
９から読み出され、平均正規化不要信号電力１２１算出
までを、オーバーサンプリングされたサンプル単位でシ
フトしつつ複素ベースバンド受信信号記憶部１９から前
述と同様な処理を一定回数（Ｗ回）繰り返す。そして、
複素ベースバンド受信信号記憶部１９から読み出された
時刻に固有のＷ個存在する平均正規化不要信号電力１２
１は、最適サンプリング時刻決定部１２２に入力され、
最適サンプリング時刻決定アルゴリズムにしたがって、
最適サンプリング時刻が決定されて、Ｎサンプル間隔の
サンプリング信号１２３がサンプラー１２５に送られ、
サンプラー１２５にてＮサンプル毎に間引きサンプリン
グされたオーバーサンプリングされた複素ベースバンド
信号１２４がヴィタビ等化器１２６に入力される。ヴィ
タビ等化器１２６の出力系列１２７は、その後の復号再
生処理部１２８にて、必要とされる形、例えば音声情
報、画像情報、データ情報に再生される。 【００２９】図２は、ＴＤＭＡ通信方式で採用されるス
ロット構成の一例を示してあり、既知符号系列２１及び
情報符号系列（未知符号系列）をひとまとめとしてスロ
ット２０が構成される。このスロット２０は、定期的に
送信され、受信者は自らに割与えられたスロットのみを
受信して、その送信情報を取り出すのである。本提案の
サンプリング位相同期方式は、このスロット２０の中の
予め内容が把握できる既知符号系列２１を用いて最適な
サンプリング位相同期を果たすものである。 【００３０】図３は、図１に示すオーバーサンプリング
された複素ベースバンド受信信号記憶部１９からＮサン
プル間隔で読み出される系列を模式的に表現した図であ
る。隣接する前スロット３１と受信者に割り当てられた
スロットの既知符号系列区間３２と受信者に割り当てら
れた情報符号系列区間３３のうち、既知符号系列区間３
２内のシンボル系列３４に相当する複素ベースバンド受
信信号のうち同相成分３５、直交成分３６をＮサンプル
間隔でＫシンボル分だけ間引きながら読み出す（サンプ
ルする）。読み出された複素ベースバンド受信信号系列
｛ｒi ｝（同図内では−１５≦ｉ≦４）３７、３８、３
９、３１０、３１１、３１２、３１３は、それぞれ、読
み出された時刻（ｉに依存）に固有の系列となってお
り、これらの系列｛ｒi ｝３７、３８、３９、３１０、
３１１、３１２、３１３を用いて、読み出された時刻に
固有の伝送路インパルス応答を図１内の伝送路インパル
ス応答推定部１１４で算出される。 【００３１】図４は、図３におけるシフトされてＮサン
プル間隔で読み出された複素ベースバンド受信信号から
読み出された時刻に固有の平均正規化不要信号電力を算
出するまでを模式的に表現したブロック図の一例であ
る。図３におけるＮサンプル間隔で読み出された複素ベ
ースバンド受信信号系列｛ｒi ｝３７、３８、３９、３
１０、３１１、３１２、３１３に相当するのが複素ベー
スバンド受信信号系列４１である。これらの複素ベース
バンド受信信号系列４１は各｛ｒi ｝４２に別れ、平均
正規化不要信号電力値算出部４３に入力される。入力さ
れた各｛ｒi ｝４２は、伝送路インパルス応答推定部４
４へと導かれ、ＣＩＲ（Channel ImpulseResponse）生
成行列４５と複素行列乗算器４６で乗算され、伝送路イ
ンパルス応答４７が得られる。図４における伝送路イン
パルス応答推定部４４は、ＬＳアルゴリズムを基準に記
載されているため、このような構成となっているが、こ
の部分は、例えばＲＬＳアルゴリズムやＬＭＳアルゴリ
ズムのような逐次更新型の適応アルゴリズムに置き換え
ても、図２に示すスロット２０内の既知符号系列区間２
１における伝送路インパルス応答４７が得られれば、Ｌ
Ｓアルゴリズムによる実現に拘るものではない。しかし
ながら、ＬＳアルゴリズムによる実現方法が、短時間の
演算処理で容易に伝送路インパルス応答が推定できるの
で実現に最適と言える。 【００３２】伝送路インパルス応答推定部４４で算出さ
れた伝送路インパルス応答４７は、正規化不要信号電力
算出部４８に入力され、正規化不要信号電力４９が算出
される。算出された正規化不要信号電力４９は、平均正
規化不要信号電力算出部４１０に入力され、シフトレジ
スタなどで構成された記憶部４１１に記憶されている過
去に受信したスロットで同様な手順で算出された正規化
不要信号電力値４１２との間で平均正規化不要信号電力
４１３が算出される。また、正規化不要信号電力４９
は、シフトレジスタなどで構成された記憶部４１１に入
力され、最古の正規化不要信号電力が廃棄されて最新の
正規化不要信号電力４９が記憶される。 【００３３】図４では並列に記載されている複素ベース
バンド受信信号｛ｒi ｝に固有の平均正規化不要信号電
力算出部４３それぞれには、構成上の違いは存在せず、
入力される｛ｒi ｝だけが異なるので、並列化して記載
してある。したがって、平均正規化不要信号電力算出部
４３は、１つだけを用意し、それを時分割に利用して
｛ｒi ｝４２に固有の平均正規化不要信号電力値を算出
しても良い。ただし、その場合、記憶領域４１１だけ
は、｛ｒi ｝に応じて個別に用意しなければならない。
平均正規化不要信号電力算出部４３から出力された平均
正規化不要信号電力４１３は、ｉの関数であり、ｉの関
数で描かれた特性曲線４１４と閾値４１５との交差回数
を閾値交差回数調査部４１６で調査され、その回数がカ
ウントされる。カウントされた閾値交差回数情報４１７
は、サンプリング時刻決定部４１８に入力され、その情
報４１７によって最適サンプリング時刻ｉopt ４１９が
決定されて、図１に示すサンプラー１２５に供給され
る。ここで説明したサンプリング時刻決定アルゴリズム
は、次説明の図５の処理流れ図と共に本発明実現のため
の一例であり、請求項に記載した評価関数を具体的に利
用する一手段である。 【００３４】図５は、図４のブロック図に示す動作手順
の流れ図を提示したもので、流れに沿って以下に説明を
加える。添え字ｉは読み出す順番を意味する。 （１）図１に示す複素ベースバンド受信信号記憶部１９
から読み出された読み出し時刻に固有の複素ベースバン
ド受信信号系列｛ｒi ｝を取得する。 （２）｛ｒi ｝を用いて伝送路インパルス応答推定値を
算出する。 （３）算出した伝送路インパルス応答推定値ｈi の電力
値Ｒi を算出する。 （４）算出した伝送路インパルス応答推定値ｈi のタッ
プのうちで不要タップの電力値Ｕi を算出する。 （５）正規化不要信号電力値Ｕi ／Ｒi を算出する。こ
れをＵi(k)／Ｒi(k)とする。そして、記憶する。 （６）過去に受信したスロットで（１）〜（５）までの
同様な手順で算出した複数の正規化不要信号電力値Ｕi
(j)／Ｒi(j)（ｊ＝ｋ−１〜ｋ−Ｊ＋１）を記憶領域か
ら読み出す。 （７）正規化不要信号電力値の平均値を算出する。 【００３５】 【数６】 （８）（７）で算出した正規化不要信号電力の平均値を
メモリで一時的に記憶する。 （９）上述（１）〜（８）を指定読み出し区間内のサン
プルに関して行う。ちなみに特許請求項に準ずるなら
ば、（１）〜（８）をＷ回行う。 （１０）Ｗ個存在する読み出し時刻に固有の平均正規化
不要信号電力値が閾値を交差する回数ｐを勘定する。 （１１）ｐが２の場合は閾値交差時刻（それぞれをｉ1
、ｉ2 とする）の中点を最適サンプリング基準時刻と
する。ｉopt ＝（ｉ1 ＋ｉ2 ）／２。 （１２）ｐが３以上ならば、Ｗ個存在する平均正規化不
要信号電力のうちで最小の正規化不要信号電力を与える
時刻を最適サンプリング基準時刻とする。 【００３６】 【数７】 （１３）最適サンプリング基準時刻を図１に示すサンプ
ラー１２５に供給する。 （１４）終了。 【００３７】ここでの実施例は、本発明を具体的に説明
するための一例であって、本実施例内に明示してある具
体的な数字自体には、何等特別な意味はなく、変数（例
えば、ｉ、ｊ，ｋ，Ｊ，Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎなど）を用いて
記述しているのは、一般的に本発明が成立していること
を意味するものである。大きく従来のサンプリング位相
同期方式及び装置もしくは、サンプリング位相同期に鈍
感なヴィタビ等化器と異なる点は、ヴィタビ等化器自体
を最小限度の規模に設計した上でも、伝送路に同期して
正しい伝送路インパルス応答の推定が行われることと、
それにより動作するヴィタビ等化器に最良の符号誤り率
性能を持たせることが出来る点である。また、本発明の
一実施例は、陸上移動体伝送路を介してのディジタル通
信に関してのみ記述してあるが、この提案装置は、陸上
ディジタル移動体通信に限らず、ＴＤＭＡ通信方式を採
用している衛星通信や固定網の有線通信に関しても適用
範囲であることを付け加えておく。 【００３８】以上詳細に説明した通り、ディジタル通信
方式の受信機において、受信信号が伝送路から受けた歪
みを補償する等化器としてヴィタビ等化器を利用した場
合に、ヴィタビ等化器を構成する一要素である伝送路イ
ンパルス応答推定部で推定される伝送路インパルス応答
を正確に模擬する必要性がある。これは、伝送路に同期
していることを意味するもので、従来のような相関値の
ピーク時刻を基準時刻とするサンプリング位相同期装置
では、伝送路に時間ずれをもって同期してしまう現象が
生じ、ヴィタビ等化器がこの時間ずれを吸収できずに動
作が壊滅的になってしまう。 【００３９】そして本発明によれば、この問題点を改善
するものであり、伝送路への同期が可能となる構成を持
っている。また、そもそも最適サンプリング時刻を定義
できないような伝送路に対してヴィタビ等化器を強固に
するために分数間隔伝送路インパルス応答推定手段を設
ける手法ことで、サンプリング位相同期手段を省くよう
な構成を持つヴィタビ等化器における、壊滅的な符号誤
り率の劣化を防ぐものの低符号誤り率の実現は果たせな
い、という問題点も解消するものである。以上のような
問題点は、ＴＤＭＡスロット内の既知符号系列区間内の
複素ベースバンド受信信号を、送信シンボル伝送周期よ
りも細かな周期でオーバーサンプリングされたサンプル
単位にＬＳアルゴリズムのような演算で正確な伝送路イ
ンパルス応答が推定できる適応アルゴリズムを用いて算
出された推定伝送路インパルス応答における不要タップ
が有する電力を最小にすることで実現できる。これは本
来、真の伝送路インパルス応答と同じタップ数の伝送路
インパルス応答が受信機で推定できたとすれば、そのタ
ップ数よりも長めに用意したトランスバーサルフィルタ
で推定した伝送路インパルス応答において、不必要なタ
ップに電力が不必要となることは推察すれば、用意に理
解できることである。ヴィタビ等化器は、推定伝送路イ
ンパルス応答をもちいて推定受信信号を生成するので、
ヴィタビ等化器が必要とする長さの推定伝送路インパル
ス応答には、より大きな電力を持っている方が誤差が少
なくなることも容易に推察できる。また、高速で変動す
る伝送路などでは、スロットの先頭部分の伝送路状態と
スロットの後尾部分の伝送路状態が大きく異なることが
頻繁なので、伝送路が有する遅延分散量（マルチパス遅
延量）にのみ依存した最適サンプリング位相同期性能を
実現するために、平均化処理を施し、いかなる伝送路状
況においても安定した効果を得るものである。 【００４０】 【発明の効果】以上説明したように、本発明のサンプリ
ング位相同期装置は、移動体通信特有のマルチパスフェ
ージング伝送路環境下において、ヴィタビ等化器で復調
される復調符号の信頼性を最良とすることができる。

【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明の一実施例を示すヴィタビ等化器用サ
ンプリング位相同期装置を付加したヴィタビ等化器を有
する受信機のブロック図である。 【図２】 ＴＤＭＡスロットフォーマットの図と、スロ
ット内の既知符号系列及び情報系列の存在位置を示した
図である。 【図３】 ＴＤＭＡスロットにおける既知符号系列部分
に相当する複素ベースバンド信号波形をオーバーサンプ
リングする概念図である。 【図４】 本発明の一実施例を示すヴィタビ等化器用サ
ンプリング位相同期手段のイメージを表現したブロック
図である。 【図５】 本発明の一実施例を示すヴィタビ等化器用サ
ンプリング位相同期手段の手順を示したフローチャート
である。 【図６】 本発明に係る実際のマルチパスフェージング
伝送路環境下で算出した平均正規化不要信号電力ζk(i)
の特性曲線を示したグラフである。 【図７】 本発明に係る適応型のサンプリング位相同期
装置を使用して算出した符号誤り率特性曲線と、従来の
様なサンプリング位相同期手段でサンプリング位相同期
を固定して算出した符号誤り率特性曲線とを示したグラ
フである。 【符号の説明】 １０：ディジタル変調方式の送信機、１１：送信信号、
１２：伝送路、１３：歪んだ受信信号、１４：受信機、
１５：直交変換器、１６：複素ベースバンド信号、１
７：オーバーサンプリング装置（ＡＤ変換部）、１８：
複素ベースバンド離散信号系列、１９：複素ベースバン
ド離散信号系列記憶部、１１０：１８に同じ、１１１：
遅延素子、１１２：既知符号系列部分に相当する離散信
号系列、１１３：サンプリング位相同期決定部、１１
４：伝送路インパルス応答推定部、１１５：推定伝送路
インパルス応答、１１６：正規化不要信号電力算出部、
１１７：正規化不要信号電力、１１８：正規化不要信号
電力記憶部、１１９：記憶されていた正規化不要信号電
力、１２０：平均正規化不要信号電力算出部、１２１：
平均正規化不要信号電力、１２２：最適サンプリング位
相時刻決定部、１２３：シンボル伝送周期Ｔ単位サンプ
リングタイミング信号、１２４：Ｔ間隔された複素ベー
スバンド受信信号離散系列、１２５：サンプラー、１２
６：ヴィタビ等化器、１２７：ヴィタビ等化器出力符号
系列、１２８：復号再生処理部。２０：ＴＤＭＡスロッ
ト、２１：既知符号系列及びその区間、２２：情報符号
系列及びその区間。３０：隣接前スロット、３２：アサ
インスロット既知符号系列区間、３３：アサインスロッ
ト情報符号系列区間、３４：アサインスロット既知符号
系列、３５：複素ベースバンド信号同相成分、３６：複
素ベースバンド信号直交相成分、３７、３８、３９、３
１０、３１１、３１２、３１３：Ｔサンプルされた受信
信号系列｛ｒi ｝。４１：読み出し時刻に固有の受信信
号離散系列｛ｒi ｝群、４２：読み出し時刻に固有の受
信信号離散系列｛ｒi ｝、４３：平均正規化不要信号電
力算出部、４４：伝送路インパルス応答推定部、４５：
ＣＩＲ（Channel Impulse Response）生成用行列格納領
域、４６：複素行列乗算器、４７：推定伝送路インパル
ス応答、４８：正規化不要信号電力算出部、４９：正規
化不要信号電力、４１０：平均正規化不要信号電力算出
部、４１１：シフトレジスタもしくはメモリで構成され
た正規化不要信号電力記憶部、４１２：過去の正規化不
要信号電力、４１３：平均正規化不要信号電力、４１
４：平均正規化不要信号電力ζk(i)特性曲線、４１５：
閾値、４１６：閾値交差回数調査部、４１７：サンプリ
ング時刻決定部、４１８：最適サンプリングタイミング
基準信号。５０：最適サンプリング位相同期手順開始、
５１：読み出し時刻に固有の受信離散信号系列取得処
理、５２：伝送路インパルス応答生成処理、５３：伝送
路インパルス応答電力算出処理、５４：不要タップ電力
算出処理、５５：正規化不要信号電力生成処理、５６：
過去の正規か不要信号電力読み出し処理、５７：平均正
規化不要信号電力算出処理、５８：メモリ書き込み処
理、５９：閾値交差回数勘定処理、５１０：最適サンプ
リング時刻算出処理１、５１１：最適サンプリング時刻
算出処理２、５１２：最適サンプリング基準時刻決定処
理、５１３：終了。６０：遅延量０. ０Ｔの平均正規化
不要信号電力特性曲線グラフ、６１：遅延量０. ０Ｔの
正規化不要信号電力特性曲線、６２：横軸ｉ、６３：縦
軸ζk(i)、６４：遅延量０. ２５Ｔの平均正規化不要信
号電力特性曲線グラフ、６５：遅延量０. ２５Ｔの正規
化不要信号電力特性曲線、６６：横軸ｉ、６７：縦軸ζ
k(i)、６８：遅延量０. ５０Ｔの平均正規化不要信号電
力特性曲線グラフ、６９：遅延量０. ５０Ｔの正規化不
要信号電力特性曲線、６１０：横軸ｉ、６１１：縦軸ζ
k(i)、６１２：遅延量０. ７５Ｔの平均正規化不要信号
電力特性曲線グラフ、６１３：遅延量０. ７５Ｔの正規
化不要信号電力特性曲線、６１４：横軸ｉ、６１５：縦
軸ζk(i)、６１６：遅延量１. ００Ｔの平均正規化不要
信号電力特性曲線グラフ、６１７：遅延量１. ００Ｔの
正規化不要信号電力特性曲線、６１８：横軸ｉ、６１
９：縦軸ζk(i)。７０：符号誤り率特性グラフ、７１：
縦軸（符号誤り率）、７２：横軸（マルチパス遅延
量）、７３：推定伝送路インパルス応答における固定サ
ンプリング位相同期の符号誤り率特性曲線、７４：推定
伝送路インパルス応答における適応サンプリング位相同
期の符号誤り率特性曲線、７５：真値伝送路インパルス
応答における固定サンプリング位相同期の符号誤り率特
性曲線、７６：真値伝送路インパルス応答における適応
サンプリング位相同期の符号誤り率特性曲線。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−29963（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−291965（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−6265（ＪＰ，Ａ) 国際公開93／026106（ＷＯ，Ａ１) 府川和彦、鈴木博，“ＲＬＳ−ＭＬＳ Ｅのタイミングオフセット特性補償 法”，電子情報通信学会技術研究報告, 1992年 ６月26日，ＲＣＳ92−32，Ｐ. 65−70 岡ノ上和広、後川彰久、古谷之綱, “サンプリング位相ずれに強い分数間隔 サンプル型ＭＬＳＥ受信器”，電子情報 通信学会技術研究報告，1992年 ６月26 日，ＲＣＳ92−33，Ｐ．71−76 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04B 3/06 H04L 25/08

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】伝送路における所定のスロット内に定期的
   に同期確立用の既知符号系列が含まれる通信方式におい
   て、受信機に入力され、直交変換されたベースバンド受
   信信号を送信シンボル伝送周期Ｔの１／Ｎ（Ｎ＞１）の
   周期でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング
   手段と、 前記オーバーサンプリング手段でサンプリングされた前
   記受信信号を記憶する受信信号記憶手段と、 前記受信信号記憶手段に格納されているオーバーサンプ
   リングされた前記受信信号のうち、前記既知符号系列の
   先頭部分に相当するオーバーサンプリングされた受信時
   刻よりも過去の時刻から前記既知符号系列の先頭部分に
   相当する受信信号を含んだ任意に設定した長さＷ−１
   （Ｗ＞２Ｎ）の区間内を１サンプル間隔でシフトしなが
   らＮ間隔ごとにＫシンボル（Ｋ＞０）分を読み出し、前
   記有限長の既知符号系列を用いて、Ｔ間隔Ｌ（Ｌ＞０）
   タップ表現トランスバーサルフィルタで模擬される読み
   出し開始サンプリング時刻に固有のＷ個の伝送路インパ
   ルス応答を算出する伝送路インパルス応答算出手段と、 前記伝送路インパルス応答算出手段で算出された、読み
   出し開始サンプリング時刻に固有の前記Ｗ個の各Ｌタッ
   プの伝送路インパルス応答が有する電力と、Ｌタップの
   うちのＭタップ（０＜Ｍ＜Ｌ）が有する電力との比（こ
   れを正規化不要信号電力と称する）をＷ個算出する正規
   化不要信号電力算出手段と、 前記正規化不要信号電力算出手段で算出された読み出し
   開始サンプリング時刻に固有のＷ個の正規化不要信号電
   力を記憶する正規化不要信号電力記憶手段と、 過去定期的に同じ手順で１スロット当たりＷ個の正規化
   不要信号電力が算出され、前記正規化不要信号電力記憶
   手段に記憶されている数スロット過去までの複数の読み
   出し開始サンプリング時刻に固有の正規化不要信号電力
   と、現時刻に算出した同じサンプリング時刻に相当する
   正規化不要信号電力との間で、Ｗ個の読み出し開始サン
   プリング時刻に固有の正規化不要信号電力平均値を算出
   する正規化不要信号電力平均値算出手段とを具備し、 前記正規化不要信号電力平均値算出手段で算出された前
   記読み出し開始時刻に固有のＷ個の正規化不要信号電力
   平均値を評価関数として、最適サンプリング位相同期時
   刻を決定し、決定した前記最適サンプリング位相同期時
   刻を基準に、前記既知符号系列および情報系列が含まれ
   るスロット内の受信信号をＮ間隔毎にサンプリングし、
   ヴィタビ等化器へ入力することを特長とするサンプリン
   グ位相同期装置。