JP4182448B2 - 受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体 - Google Patents

受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体 Download PDF

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Description

本発明は、受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体に関し、特に、受信特性を向上させることができるようにした、受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体に関する。
従来、無線受信機において、１シンボルの信号を複数回サンプリングするFractional SamplingもしくはOver Sampling方式が提案されている。
例えば、DS/SS（Direct Sequence Spread Spectrum：直接スペクトラム拡散）変調方式におけるサンプリング間隔と特性のトレードオフについて（例えば、非特許文献１参照）、また、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重化伝送）変調方式におけるFractional Samplingによるダイバーシチの効果について（例えば、非特許文献２参照）は、既に検討されており、サンプリングレートが増加することによって特性が良くなることは明らかである。
K. J. Kim, S. Y. Kwon, E. K. Hong, and K. C. Whang, "Effect of Tap Spacing on the Performance of Direct-Sequence Spread-Spectrum RAKE Receiver," IEEE Trans. on Commun., vol.48, no.6, June 2000. C. Tepedelenlioglu, and R. Challagulla, "Low Complexity Multipath Diversity through Fractional Sampling in OFDM," IEEE Trans. on Signal Processing, vol.52, no.11, Nov.2004.
また、従来、CDMA（Code Division Multiple Access；符号分割多重接続）システムの受信機においては、受信信号をオーバーサンプリングした後、チャネル応答を推定し、最適な逆拡散タイミングを検出する機構が考えられてきた（例えば、非特許文献３参照）。
Tu Chunjiang, Zhou Xin, Liu Bo-an; Chen Hongyi, "The design of 802.11b WLAN baseband processor," Proceedings. 5th International Conference on ASIC, 2003, Vol. 2, pp.852-855 Oct. 2003.
その例として、例えば、スライディング相関を用いる方法がある（例えば、特許文献１、特許文献２、および、非特許文献４参照）。図１は、スライディング相関を用いてチャネル応答推定方式で信号を受信する受信装置１のブロック図である。
受信信号はスライディング相関部１１に入力される。スライディング相関部１１は、拡散符号生成部１２から入力された、ある位相τの拡散符号を受信信号に乗算する。乗算されて得られた信号は、積分部１３に入力され、１拡散符号周期分積分され、２乗回路１４に供給されて、位相τに対応したチャネル応答が検出される。そして、２乗回路１４の出力は、チャネル応答推定部１５に入力される。チャネル応答推定部１５は、位相τ以外の異なる位相に対応したチャネル応答全体を推定する。
米国公開特許 ＵＳ２００３/０１２３４０８"CDMA Receiving Apparatus," 米国公開特許 ＵＳ２００４/０１３９４６６ "Finger Allocation for a Path Searcher in a Multipath Receiver," J. Mitsugi, M. Mukai, H. Tsurumi, "Path-search algorithm introducing path-management tables for a DS-CDMA mobile terminal," Proceedings. The 13th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Vol. 2, pp. 730-734, Sept. 2002.
また、その他の例として、相関を用いる方法もある（例えば、非特許文献５、特許文献３参照）。図２は、相関を用いてチャネル応答を推定する受信装置２１の構成を示すブロック図である。
図示しないA/D変換によりオーバーサンプルされた受信信号は、デシメータ３１に入力され、適切なサンプル間隔にダウンサンプリングされる。デシメータ３１の出力は、相関フィルタ３２に入力されて、相関処理（整合フィルタ処理）が実行される。受信信号が所定の相関を有するものである場合、相関フィルタ３２の出力は、チャネル応答を直接表すので、チャネル応答推定部３３は、これを基に、チャネル応答全体を推定する。この方式においては、チャネル応答を短時間に推定することができる。
H. Hamada, M. Nakamura, T. Kubo, M. Minowa, Y. Oishi, "Performance evaluation of the path search process for the W-CDMA system," Proceesing. 1999 IEEE 49th Vehicular Technology Conference, Vol. 2, pp.980-984, May 1999 米国公開特許ＵＳ２００４/００１３２１８“Receiving Device and Receiving Method,”
また、更にそれ以外の方法として、複数の相関器を用いる方法がある（例えば、特許文献４参照）。図３は、２つの相関フィルタを用いて、必要なときだけ細かいチャネル応答を推定することができる受信装置４１の構成を示すブロック図である。
受信信号は、デシメータ５１に入力される。デシメータ５１は、入力された受信信号を、２つのデシメーションレートによってデシメーションを行い、高いデシメーションレート（低いオーバーサンプリング次数）によるデシメーション出力を相関フィルタ５２に出力し、低いデシメーションレート（高いオーバーサンプリング次数）によるデシメーション出力を、相関フィルタ５３に出力する。そして、必要に応じて、相関フィルタ５２により大まかなチャネル応答を推定し、その結果を利用して、相関フィルタ５３を必要な遅延でのみ動作させることにより、詳細なチャネル応答を推定することができるようになされている。そして、チャネル応答推定部５４は、これらを基に、チャネル応答全体を推定する。
米国特許ＵＳ６４８７１９３ “Path Searched Device and CDMA Receiver with the Same,”
なお、図１乃至図３を用いて説明した、これらの技術は、いずれも、１チップ内のインパルス応答の最大値を検出するためのものであって、１チップ１サンプル以上の検出を行うものではない。
従来の検討によって、サンプリングレートが増加することにより特性が良くなることは明らかである。しかしながら、たとえば、Fractional Samplingを行うと、その次数に応じて回路の動作速度を増加する必要が生じるため、消費電力が増加する。また、並列信号処理を用いる場合、回路の実装面積が増加し、コストが増大する。
特性が良くなるとしても、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップは、いずれにおいても無線端末には好ましくない。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップを抑制しつつ、受信特性を向上させることができるようにするものである。
本発明の一側面の受信装置は、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるように受信信号をサンプリングし、チャネル信号を出力するチャネル信号出力手段と、前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御する制御手段と、前記チャネル信号出力手段により出力されたチャネル信号を基に、応答を推定する応答推定手段と、前記応答推定手段による応答の推定結果に基づいて、受信特性を評価する評価手段と、前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを決定する決定手段とを備える。
主となる情報の受信前に前記主となる情報を受信するために必要な副の情報を受信する期間内において、前記制御手段には、前記応答推定手段が複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御させるようにすることができ、前記応答推定手段には、複数のサンプリングレートにおける応答を推定させるようにすることができ、前記評価手段には、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価させるようにすることができ、前記決定手段には、前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定させるようにすることができ、そして、前記主となる情報の受信期間において、前記制御手段には、前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御させるようにすることができる。
前記チャネル信号出力手段には、前記受信信号をオーバーサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ/Ｄ変換手段と、前記Ａ/Ｄ変換手段により変換されて得られたデジタル信号のレートを変換して、前記制御手段により制御されるサンプリングレートのチャネル信号を出力するレート変換手段とを含ませるようにすることができる。
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、前記受信信号を復調する復調手段を更に備えさせるようにすることができる。
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を制御する合成制御手段を更に備えさせるようにすることができる。
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、ダイバーシチ合成係数を制御する合成制御手段を更に備えさせるようにすることができる。
本発明の一側面の受信方法は、信号を受信する受信装置の受信方法であって、主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、前記副の情報に対応する信号を、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように制御され、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかで切り替えられるサンプリングレートで異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるようにサンプリングし、複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、推定された応答に基づいて、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定し、前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、前記所定のサンプリングレートで前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするステップを含む。
本発明の一側面のプログラムまたは記録媒体に記録されているプログラムは、受信信号の処理を制御するコンピュータが実行可能なプログラムであって、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるサンプリングのサンプリングレートであって、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるようにサンプリングレートを制御し、複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、推定された応答に基づいて、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定し、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御するステップ含む処理をコンピュータに実行させる。
本発明の一側面においては、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるサンプリングのサンプリングレートであって、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるようにサンプリングレートが制御され、複数のサンプリングレートにおける応答が推定され、推定された応答に基づいて、複数のサンプリングレートにおける受信特性が評価され、複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートが決定されて、主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、決定された所定のサンプリングレートとなるように制御される。
ネットワークとは、少なくとも２つの装置が接続され、ある装置から、他の装置に対して、情報の伝達をできるようにした仕組みをいう。ネットワークを介して通信する装置は、独立した装置どうしであっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックどうしであっても良い。
また、通信とは、無線通信および有線通信は勿論、無線通信と有線通信とが混在した通信、即ち、ある区間では無線通信が行われ、他の区間では有線通信が行われるようなものであっても良い。さらに、ある装置から他の装置への通信が有線通信で行われ、他の装置からある装置への通信が無線通信で行われるようなものであっても良い。
受信装置は、独立した装置であっても良いし、送受信装置の受信処理を行うブロックであっても良い。
本発明の一側面によれば、信号を受信することができ、特に、複数のサンプリングレートの中から受信特性の良いサンプリングレートを選択して、受信時のサンプリングレートを制御するので、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップを抑制しつつ、受信特性を向上することができる。
本発明を適用した受信機は、例えば、１シンボルをオーバーサンプルするA/D変換器、オーバーサンプルの次数を変更することのできるチャネルフィルタ、通信路応答推定器、合成処理や復調処理を行う信号処理部を含んで構成される。
アンテナで受信された信号は、例えば、バンドパスフィルタ、増幅器を通過して、分配器で分配され、I相（同相成分）信号とQ相（直交成分）信号とに対応して備えられる２つのA/D変換器にそれぞれ入力される。これら２つのA/D変換器は、１シンボルをオーバーサンプルする。そして、オーバーサンプルされた信号は、I相信号およびQ相信号にそれぞれ対応した２つのチャネルフィルタに供給され、受信信号のエイリアス成分が取り出される。そして、前記の２つのチャネルフィルタの出力から、通信路応答が推定され、これを基に、復調処理が実行される。
上述したように、サンプリングレートが増加することにより特性が良くなることは明らかである。しかしながら、たとえば、Fractional Samplingを行うと、その次数に応じて回路の動作速度を増加する必要が生じるため、消費電力が増加する。また、並列信号処理を用いる場合、回路の実装面積が増加し、コストが増大する。
すなわち、消費電力やコストの増加を抑制しつつ、受信特性を良好なものとすることが求められている。
そこで、この受信機においては、チャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートは固定値が用いられているのではなく、チャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートを可変とすることができるようになされている。この受信機においては、通信路応答に基づいて、チャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートとして、設定可能なサンプリングレートのうちのいずれに設定した場合に受信特性が良いかを判定し、受信特性の良いサンプリングレートを設定し、通信が行われるようになされている。
なお、設定可能なそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリング点がそれぞれ異なるものであるほうが、受信特性が向上するため、好適である。
以下、図を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図４は、サンプルレート切り替えが可能なようになされている受信装置８１の構成を示すブロック図である。
アンテナ１０１で受信された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０２に供給される。バンドパスフィルタ１０２は、所定の周波数帯域以外の信号をフィルタリングする。LNA（low noise amplifier）１０３は、供給されたＲＦ信号を低雑音で増幅する。分配部１０4は、増幅されたＲＦ信号を分配し、△ΣA/D変換部１０５−１および△ΣA/D変換部１０５−２に供給する。
ΔΣA/D変換部１０５−１およびΔΣA/D変換部１０５−２は、供給されたＲＦ信号を、１bitのビット列に変換して、高次オーバーサンプルする。オーバーサンプルされた信号は、チャネルフィルタ１０６−１およびチャネルフィルタ１０６−２にそれぞれ供給される。
チャネルフィルタ１０６−１およびチャネルフィルタ１０６−２は、復調前のサンプリングレートを調整し、フィルタリングを施し、受信信号のエイリアス成分を取り出す。このとき、チャネルフィルタ１０６−１およびチャネルフィルタ１０６−２は、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、サンプリングレートを調整（オーバーサンプルの次数を変更）する。チャネルフィルタ１０６−１およびチャネルフィルタ１０６−２においては、予め複数の設定可能なサンプリングレートが定められ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、複数のうちのいずれかのサンプリングレートに調整されるものであっても良いし、また、所定の範囲内であれば、いずれのサンプリングレートを取ることも可能なようになされ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、所定の範囲内のいずれかのサンプリングレートに調整されるものであっても良い。サンプリングレートの調整については、後述する。
そして、チャネルフィルタ１０６−１から出力されるＩ信号（同相成分）とチャネルフィルタ１０６−２から出力されるＱ信号（直交成分）は、それぞれ、合成および復調処理部１０８、並びに、通信路応答推定部１０７に供給される。
以下の説明においては、ΔΣA/D変換部１０５−１およびΔΣA/D変換部１０５−２を個々に区別する必要がない場合、単に、ΔΣA/D変換部１０５と称し、チャネルフィルタ１０６−１およびチャネルフィルタ１０６−２を個々に区別する必要がない場合、単に、チャネルフィルタ１０６と称する。
そして、通信路応答推定部１０７は、チャネルフィルタ１０６-１およびチャネルフィルタ１０６−２の出力から通信路応答を推定する。そして、通信路応答推定部１０７は、通信路応答の推定結果に基づいて、チャネルフィルタ１０６-１およびチャネルフィルタ１０６−２におけるオーバーサンプルの次数を変更する。また、通信路応答推定部１０７は、ダイバーシチ合成またはＲＡＫＥ合成などの処理を制御するための制御信号を、合成および復調処理部１０８に供給する。合成および復調処理部１０８は、オーバーサンプルした信号を、受信信号の形式に即した所定の方法で合成して、復調する。通信路応答推定部１０７が有する機能については、図６を用いて後述する。
なお、図４においては、アナログデジタル変換に、△ΣA/D変換部１０５を用いているが、△ΣA/D変換以外の他の方法のA/D変換処理を行うA/D変換部を用いるものとしても良い。また、ここでは、A/D変換処理においてあらかじめオーバーサンプルし、チャネルフィルタ１０６において、復調前のサンプリングレートを調整する構成としたが、例えば、A/D変換時にサンプリングレートを調整するようにしても良いし、従来広く行われているように、ミキサにより周波数変換を行った後、A/D変換を行い、A/D変換時にサンプリングレートを調整するものとしても良い。
すなわち、図４においては、アナログデジタル変換に△ΣA/D変換部１０５を用い、チャネルフィルタ１０６において復調前のサンプリングレートを調整する構成としたが、アナログの受信信号を取得し、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、所定の複数のサンプリングレート、または、所定範囲内のサンプリングレートのデジタル信号に変換する機能を有していれば、これ以外の構成をとるものとしてもよい。
次に、チャネルフィルタ１０６によるサンプリングレートの調整について説明する。
入力された信号のサンプリングレートを、所望のサンプリングレートに変換する場合、通常、2つのクロックの最小公倍数を実現するクロックに一度アップサンプリングし、エイリアシングを除去するフィルタを通過させてから、ダウンサンプリングする方法が取られる（例えば、P.P.VAIDYANATHAN, “Multirate systems and filter banks”, PRENTICE-HALL P T Rの文献に記載されている）。
しかし、このような方法を取ると、それぞれのサンプリングレートによっては、最小公倍数を実現するクロックが大きくなるため、その後段に続くディジタルフィルタの実装を考慮すると、消費電力や実装面積の面で現実的ではない場合がある。
また、例えば、入力サンプルの周波数Fsを1.5Fsに変換する場合、信号が2サンプル入力すると、3サンプル出力する必要があるので、出力の1サンプル分は何かのデータで補完しなければならない。これは、1.5Fs×1/3=0.5Fsの周波数ごとにエイリアシングを発生させることを意味するが、挿入するデータを一つ前のタイミングのデータとすると、発生するエイリアシング信号にSINCフィルタ特性（移動平均フィルタ特性）を加えることができるので、エイリアシング信号を減衰することができる。さらに、1.5Fsを2サンプルごとに加算すれば、SINCフィルタ特性を実現することができ、デシメーション時に干渉するエイリアシング成分を減衰することができる。このようにして得られたシンボルに対して、更にデシメーションを行うとエイリアシングの影響を受けてしまうが、SINCフィルタでエイリアシング信号が許容範囲まで減衰されていれば問題はなく、また、希望信号が狭帯域信号であり、帯域内にエイリアシング信号が干渉しなければ、後段のディジタルフィルタで、その影響を軽減することができる。
このようなシステムは、SINCフィルタを2段形成したものと等価になり、実装コストは非常に小さくなる。しかしながら、アンチエイリアシングフィルタをSINCフィルタと限定することにより、エイリアシングの減衰量が不十分だったり、希望帯域内の振幅を減衰させたり、特性劣化を考慮する必要が生じるなどの問題が発生する。これらの影響を最小限に抑えるために、リサンプルを行う場合は、できるだけ高い周波数とし、変換する周波数レンジを最低限希望帯域以上に設定するものとすると好適である。これにより、エイリアシングは希望帯域内には発生せず、後段のディジタルフィルタを用いてさらにこれらのエイリアシング信号を減衰することができる。また、このようにすることにより、1段目のSINCフィルタのノッチ周波数が大きくなるため、希望帯域の減衰量も小さくなる。
この方法を用いれば、サンプリングレート変換を行うチャネルフィルタ１０６の実装コストを減少させることが可能である。しかしながら、このような構成においては、前段のディジタルフィルタの要求スピードが上がるため、消費電力が飛躍的に増大してしまう。
その課題を解決するため、チャネルフィルタ１０６の構成を、例えば、図５に示されるようにしてもよい。
ＬＰＦ１２１は、所定の周波数帯域異常の高周波成分の信号をフィルタリングする。デシメータ１２２は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合X1で減少させる（１／Ｘ1倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ1の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、所定のサンプリングレートＦｓ2の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。
サンプリングレート変換部（ＳＲＣ；Sampling Rate Converter）１２３は、入力信号のサンプリングレートＦｓ2と、出力信号のサンプリングレートＦｓ3において、Ｆｓ2/（Ｆｓ3−Ｆｓ2）サンプルに１サンプルの割合で、前タイミングで得られたデータを補完する処理を実行する。
SINCフィルタ１２４は、移動平均演算を実行する。なお、要求されるEVM（Error Vector Magnitude；変調精度）特性によっては、SINCフィルタ１２４を省略するものとしてもよい。一般に、BPSKやQPSKにおいて要求されるEVM特性は、EVM<-20dB程度であり、16QAMや64QAMなどにおいて要求されるEVM特性は、EVM<-30dB程度である。このような要求仕様を考慮すると、BPSK、QPSKにおいては、SINCフィルタを省略した特性で十分である。
そして、デシメータ１２５は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合Ｘ2で減少させる（１／Ｘ2倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ3の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、所定のサンプリングレートＦｓ4の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。ＬＰＦ１２６は、所定の周波数帯域異常の高周波成分の信号をフィルタリングする。デシメータ１２７は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合Ｘ3倍で減少させる（１／Ｘ3倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ4の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、後段のシステムにおいて要求されるサンプリングレートＦｓ5の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。
すなわち、チャネルフィルタ１０６においては、デシメータ１２２、デシメータ１２５、または、デシメータ１２７におけるデシメーションの割合とサンプル点の設定、および、サンプリングレート変換部１２３におけるサンプリングレートの変換係数（補完する信号の発生割合）を適宜設定することにより、ΔΣＡＤ変換部１０５の出力を、所定のサンプル点の所定のサンプリングレートの信号に変換し、フィルタリングを行うことが可能なようになされている。
図６は、通信路応答推定部１０７が有する機能を示す機能ブロック図である。すなわち、通信路応答推定部１０７は、チャネル信号取得部１５１、応答推定部１５２、評価関数演算部１５３、サンプリングレート決定部１５４、サンプリングレート設定部１５５、および、復調処理制御部１５６により表される機能を有している。
チャネル信号取得部１５１は、チャネルフィルタ１０６により得られるチャネル信号を取得する。
応答推定部１５２は、チャネル信号取得部１５１により取得されたチャネル信号に基づいて、応答を推定する。応答推定の詳細な処理については後述する。
評価関数演算部１５３は、実際に有効なデータの送受信の前、すなわち、実データが送信される前に、例えば、同期信号や、拡散符号などが送信される区間を利用して、その区間に送信される同期信号や拡散符号の受信応答に基づいて、最も有効なサンプリングレートを決定するために、受信特性を評価する。具体的には、評価関数演算部１５３は、受信特性を評価するための所定の評価関数の演算を実行する。
サンプリングレート決定部１５４は、実際に有効なデータの送受信の前に、例えば、同期信号や、拡散符号などが送信される区間内に、サンプリングレート設定部１５５を制御して、複数のサンプリングレートにおける応答を得ることができるような受信処理を実行させるとともに、それぞれにおいて得られた応答に基づいた評価関数演算部１５３による評価関数の演算結果を基に、有効なデータの受信のサンプリングレート（必要に応じてサンプル点）を決定する。
上述したように、チャネルフィルタ１０６においては、予め複数の設定可能なサンプリングレート、および、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点が定められ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、複数のうちのいずれかのサンプリングレートに調整されるものであっても良いし、また、所定の範囲内であれば、いずれのサンプリングレートおよびサンプル点を取ることも可能なようになされ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、所定の範囲内のいずれかのサンプリングレートおよびサンプル点に調整されるものであっても良い。
サンプリングレート決定部１５４は、実際に有効なデータの送受信の前に、サンプリングレート設定部１５５を制御して、予め設定可能になされている複数のサンプリングレートおよびサンプル点、または、所定範囲内の複数のサンプリングレートおよびサンプル点で受信処理を実行させ、そのうち、最も適するサンプリングレート（必要に応じてサンプル点）を、評価関数を基に決定する。
サンプリングレート設定部１５５は、サンプリングレート決定部１５４の制御に基づいて、チャネルフィルタ１０６におけるサンプリングレートおよびサンプル点を設定する。
復調処理制御部１５６は、例えば、DS/SS信号受信時におけるRAKE合成のフィンガー数およびタップ係数や、OFDM信号受信時におけるダイバーシチ合成係数など、合成および復調処理部１０８における合成処理や復調処理に必要な係数を決定し、その処理を制御するものである。
次に、実際の応答の推定の具体的な例として、DS/SS信号を受信する場合と、OFDM信号を受信する場合における応答の推定およびサンプリングレートの決定について説明する。
まず、受信装置８１がDS/SS信号を受信する場合の応答の推定、および、サンプリングレートの決定について説明する。
IEEE802.11bのパケットの先頭では、同一の拡散符号が同期用シンボルとして１２８回送信される。受信装置８１は、このシンボルを受信している期間内にサンプリングレートを選択する処理を実行する。
また、ここでは、例として、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるチャネルフィルタ１０６の出力におけるサンプリングレートが、１シンボル４サンプル、または、２サンプルのうちのいずれかであるものとして説明する。
DS/SS信号を受信する場合の同期用シンボル受信時のチャネルのインパルス応答推定（図６の応答推定部１５２による応答の推定処理）について、図７を用いて説明する。
チャネルフィルタ１０６内のデシメータ１８１（例えば、図５のデシメータ１２２、デシメータ１２５、または、デシメータ１２７）が設定されることにより、所定のサンプリングレートおよび同期点（サンプリング点）でサンプリングが実行される。
サンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定する。例えば、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル４サンプル、または、２サンプルのうちのいずれかであり、１シンボル４サンプルのときのサンプル点に２サンプルのときのサンプル点が含まれている場合は、１シンボル４サンプルでサンプルが行われるように設定され、１シンボル４サンプルのときのそれぞれのサンプル点と、１シンボル２サンプルのときのそれぞれのサンプル点とが異なっている場合は、それぞれのサンプル点においてサンプルが行われる、すなわち、１シンボル６サンプルでサンプリングが行われるように設定されるものとすると好適である。
そして、相関フィルタ１８２における拡散符号の自己相関関数は、次の式（１）のように定義される。
Figure 0004182448
ここで、Mは拡散符号長、Ｇは１チップのサンプル数（オーバーサンプルの次数）、ｐ(m)は拡散符号波形のmサンプル目、dは自己相関関数の位相差である。そして、相互相関行列は、次の式（２）とし、式（２）のrは、式（３）で表される。
Figure 0004182448
Figure 0004182448
ここで、Dはインパルス応答の最大遅延に対応したサンプル数、Tは転置、Hは複素共役転置を表す。
そして、平均化回路１８３の出力は、次の式（４）に示される。
Figure 0004182448
ここで、x(d)は、d番目の拡散符号のサンプルに対応する平均化回路の出力である。
そして、 チャネルのインパルス応答行列は、次の式（５）に示される。
Figure 0004182448
式（５）において、ｃ(d)は、d番目のサンプルの遅延に対応するインパルス応答とする。
メモリ１８５には、相互相関行列Rの擬似逆行列R+が記憶されている。インパルス応答推定部１８４は、メモリ１８５に記憶されているRの擬似逆行列R+を用いて、次の式（６）のように、チャネルのインパルス応答を推定する。
Figure 0004182448
ここで、相関行列Rの特異値分解が行われる。次の式（７）が満たされたとしたとき、Rの特異値σ1,…,σqより、式（８）が成り立つ。
Figure 0004182448
Figure 0004182448
これに対して、擬似逆行列R+の特異値は1/σ1,…,1/σqで与えられ、その特異値分解を行うと、式（９）および式（１０）が得られる。
Figure 0004182448
Figure 0004182448
ここで、あまりに小さい特異値を擬似逆行列の計算に用いると、誤差が大きくなってしまう。そこで、特異値の閾値を決め、それ以下の特異値を０として擬似逆行列を計算するようにしてもよい。
１チップをG倍でオーバーサンプルした場合のｇ番目のサンプルのｎチップ目の応答は、次の式（１１）で与えられる。
Figure 0004182448
ここでTcは１チップ時間長である。
図８に、４パルスのインパルス応答が存在した場合の相関フィルタ１８２の出力を示す。チャネルフィルタ１０６は、ここでは、１シンボルがＹチップである場合、１シンボル中Ｙサンプル、すなわち、１チップ１サンプルのとき、図中ｂおよびｅのサンプル点でサンプリングを行い、１シンボル中２×Ｙサンプル、すなわち、１チップ２サンプルのとき、図中ａ，ｃ，ｄ、およびｆのサンプル点でサンプリングを行う。
従来の方式では、１シンボル中の最大出力を基準に１つのポイントでサンプリングされて、RAKE合成が実行されていた。これに対して、サンプリングレート設定部１５５は、１チップ１サンプルのとき、図中ｂおよびｅのサンプル点でサンプリングを行い、１シンボル中４サンプル、すなわち、１チップ２サンプルのとき、図中ａ，ｃ，ｄ、およびｆのサンプル点でサンプリングを行うように、チャネルフィルタ１０６を制御する。
例えば、１チップ１サンプルのとき、図９に示されるように、図中ｂ、ｅ、および、ｈのサンプル点でサンプリングされてRAKE合成が実行され、１チップ２サンプルのとき、図１０に示されるように、図中ａ，ｃ，ｄ，ｆ、ｇおよびｉのサンプル点でサンプリングされてRAKE合成が実行されるので、従来における場合のように、最大出力を基準に、図中ｂで示される１ポイントがサンプリングされる場合と比較して、より多くの信号電力を復調に用いることができる。
上述したようにして、１チップ２サンプルにおける場合の応答と、１チップ１サンプルにおける場合の応答が算出される。
評価関数演算部１５３は、消費電力量よりも通信品質が重要である場合、式（１１）により得られる１チップ２サンプルにおける場合の応答、および、１チップ１サンプルにおける場合の応答を基に、次の式（１２）に示される評価関数を演算し、式（１２）が成り立つ場合、１チップ２サンプルでデータの受信を行い、式（１２）が成り立たない場合、１チップ１サンプルでデータの受信を行う。
Figure 0004182448
ここで、ＲGは、１チップをＧ倍でオーバーサンプリングした場合の相関フィルタ出力における雑音の共分散行列である。また、式（１２）においてｈ1およびｈ2は、次の式（１３）および式（１４）で示される。
Figure 0004182448
Figure 0004182448
また、通信品質よりも消費電力量が重要となる状況において（例えば、装置のバッテリ容量またはバッテリ残量などの条件によって）は、上述した式（１２）においてデータ受信のサンプリングレートを決定するとは限らず、消費電力量が有利となるように、低いサンプリングレートを優先的に選択するようにしても良いことはいうまでもない。
また、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質と消費電力量のいずれが重要であるかのみならず、例えば、BER（Bit Error Rate）が所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先としてサンプリングレートを選択し、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートを選択するものとしても良い。
なお、ここでは、サンプリングレート設定部１５５が、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定して、得られた複数の応答から、評価関数演算部１５３が対応可能なそれぞれのサンプリングレートにおける場合の評価関数を比較するものとして説明したが、サンプリングレート設定部１５５が、例えば、対応可能な第１のサンプリングレートでサンプリングを実行して、評価関数演算部１５３が、得られた応答から、第１のサンプリングレートにおける場合の評価関数を算出し、その後、サンプリングレート設定部１５５が対応可能な第２のサンプリングレートでサンプリングを実行して、評価関数演算部１５３が得られた応答から、第２のサンプリングレートにおける場合の評価関数を算出し、同様に、サンプリングレート設定部１５５が対応可能なサンプリングレートで順次サンプリングを実行して、評価関数演算部１５３がそれぞれの場合における評価関数を算出した後、評価関数を用いて比較を行うことにより、サンプリングレートを決定するものとしても良いことはいうまでもない。
次に、OFDM信号を受信する場合の応答の推定、および、サンプリングレートの決定処理について説明する。
OFDM変調方式のパイロット信号のように、特定の周波数において重要な信号が受信される場合にも、サンプリングレートを適応的に変化させることは有効である。例えば、図１１に示されるような通信路応答を仮定する。このような通信路を経由した信号を図１２Aに示されるように１シンボル１サンプルで受信すると、図１２Ｂに示されるような周波数特性を得る。これに対して、図１３Ａに示されるように１シンボル２サンプルで受信する場合、図１３Ｂおよび図１３Ｃに示されるように、異なる周波数において信号強度の落ち込みが発生する。また、場合によっては、信号強度の落ち込みの程度が小さくなることも考えられる。
IEEE802.11a/gのパケットの先頭においては、同期用シンボルが１０回送信される。通信路応答推定部１０７のサンプリングレート決定部１５４は、この１０回の同期用シンボルを受信する期間内にサンプリングレートを選択する処理を実行する。
また、ここでは、例として、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル２サンプル、または、１サンプルのうちのいずれかであるものとして説明する。
サンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定する。例えば、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル２サンプル、または、１サンプルのうちのいずれかであり、１シンボル２サンプルのときのいずれかのサンプル点に１サンプルのときのサンプル点が含まれている場合は、１シンボル２サンプルでサンプルが行われるように設定され、１シンボル２サンプルのときのそれぞれのサンプル点と、１シンボル１サンプルのときのサンプル点とが異なっている場合は、それぞれのサンプル点においてサンプルが行われる、すなわち、１シンボル３サンプルでサンプリングが行われるように設定されるものとすると好適である。
応答推定部１５２は、DS/SS信号における場合と同様にして、擬似逆行列を用いてチャネルのインパルス応答を推定する。ただし、OFDMにおける場合では、擬似逆行列として、拡散符号に代わって、ショートプリアンブル信号の時間波形が用いられる。そして、応答推定部１５２は、インパルス応答の推定値をDFT（discrete Fourier transform）し、周波数応答を計算する。
チャネル応答をh(t)とすると１時間シンボルをG倍でオーバーサンプルした場合のｇ番目のサンプルのｎ個目の応答は、次の式（１５）で与えられる。
Figure 0004182448
ここで、Tsは１単位時間あたりのシンボル長（１OFDMシンボル長／DFTポイント数）である。そして、ｇ番目のサンプルの周波数応答は、次の式（１６）で与えられる。
Figure 0004182448
ここで、Nは、OFDMのサブキャリア数である。
評価関数演算部１５３は、式（１５）または式（１６）により与えられる応答に基づいて、次の式（１７）に示される評価関数を演算する。
Figure 0004182448
ここで、式（１７）のＨG［ｋ］は、次の式（１８）で、ΓGは、次の式（１９）で、γG［ｋ］は、次の式（２０）で、γgG［ｋ］は、次の式（２１）で、νgG［ｋ］は、次の式（２２）で、それぞれ示される。
Figure 0004182448
Figure 0004182448
Figure 0004182448
Figure 0004182448
Figure 0004182448
なお、ν（ｔ）は、受信フィルタを通過した後のガウス雑音である。
そして、評価関数演算部１５３は、式（１７）の評価関数の演算結果から、式（２３）が成り立つか否かを判定して、式（２３）が成り立つ場合は、１シンボル２サンプルでデータの受信を行い、成り立たない場合、１シンボル１サンプルでデータの受信を行うものとする。
Figure 0004182448
式（１７）において、Gは１シンボルのオーバーサンプル数、Hg[k]はサブキャリアkおよびg番目のサブサンプルにおける通信路応答、hgG[n]は時間(n-1)Ts+Tgにおける通信路の時間応答、Tsはシンボル長、Tg=Ts/Gはサブサンプル長である。
図１４は、受信信号パルスの相関波形が三角形になる場合のチャネル応答の例である。そして、図１４の例の場合において、図１５は、１シンボル１サンプルの場合のチャネルのインパルス応答、図１６は、その周波数応答であり、図１７は、１シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルのインパルス応答、図１８は、その周波数応答、図１９は、１シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルのインパルス応答、図２０は、その周波数応答である。１シンボル２サンプルの場合には、図１８および図２０の周波数応答をダイバーシチ合成することにより、信号が受信される。
図１４において特定のサブキャリア（例えばパイロット信号など）に周波数応答のヌルが当たる場合には、１シンボル２サンプルに切り替えて、ダイバーシチ合成を実行するようにしても良い。
例えば、ｋ番目のサブキャリアが特に保護される場合、次の式（２４）が成立すれば、１シンボル１サンプルではなく１シンボル２サンプルに切り替えて、ダイバーシチ合成を実行することにより、信号を受信するようにしても良い。
Figure 0004182448
図２１に、１シンボル１サンプルで受信した場合、１シンボル４サンプルで受信した場合、並びに、１シンボル１サンプルおよび１シンボル４サンプルを切り替えて評価関数を比較し、特性が良好だったサンプリングレートで受信した場合（ただし、１シンボル１サンプルと１シンボル４サンプルにおける場合のそれぞれのサンプル点は異なる）の64サブキャリアで構成されるOFDM変調信号の受信特性を示す。１シンボル１サンプルおよび１シンボル４サンプルを切り替えて受信するにあたって、図２１に示される受信特性を得たとき、１シンボルを１サンプルする確率と４サンプルする確率は、それぞれ0.55対0.45であった。
BER（Bit Error Rate）は各サブキャリアで独立に記録されており、誤り訂正符号などサブキャリア間の相関は用いていない。また、図中の”SRS Diversity”は通信路の応答により１シンボル１サンプルおよび１シンボル４サンプルを切り替えた場合の特性をしめす。そして、“1 Sample/Symbol”は、Fractional Samplingを用いない場合、”4 Sample/Symbol”は１シンボル４サンプルでFractional Samplingした場合の特性をそれぞれ示す。また、マルチパスは一様の強さで１シンボルあたり４波異なる遅延量で受信機に到来し、４シンボル分遅延スプレッドが存在すると考える。
これらを比較すると、１シンボル１サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えた場合のほうが、１シンボル１サンプルで受信した場合や、１シンボル４サンプルで受信した場合よりも、ほとんどの場合において、BERが低減することが分かる。また、このとき、１シンボルを１サンプルする確率と４サンプルする確率はそれぞれ0.55対0.45であったので、信号処理の処理量を抑制しつつ、BERを低減することができたと言える。
また、DS/SS信号の場合もOFDM信号の場合も、上述したように、切り替えられるそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリングポイントは、同一ではない方が良い特性を得ることができる。
例えば、１シンボル１サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるとき、１シンボル１サンプルにおける場合のサンプル点が、１シンボル４サンプルにおける場合のいずれのサンプル点とも一致していないほうが、いずれかのサンプルレートにおいて、できるだけ良い応答を得ることができる可能性が高くなる。すなわち、１シンボル１サンプルおよび４サンプルのいずれで信号を受信するかを決めるとき、それぞれのサンプル点におけるチャネル応答を取得して、評価関数を算出するので、それらのサンプル点が重なっていないほうが、良い応答を得るサンプル点がいずれかのサンプルレートにおけるサンプル点に含まれる可能性が高くなるため、好適である。
換言すれば、例えば、１シンボル１サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるときに、１シンボル１サンプルにおける場合のサンプル点が１シンボル４サンプルにおける場合のいずれかのサンプル点と一致していたり、１シンボル２サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるときに、１シンボル２サンプルにおける場合のサンプル点が１シンボル４サンプルにおける場合のサンプル点に含まれるような場合、サンプリングレートの切り替えを行ったときのBER特性は、切り替えを行わないサンプリングの場合のいずれか良い方のBER特性と等しくなる。しかしながら、切り替えられるそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリングポイントが同一ではないとき、図２１に示されるように、切り替えを行わないサンプリングの場合のいずれか良い方のBER特性と比較しても、ほとんどの場合において、特性が改善される。
このようにすることにより、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができるとともに、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも良い特性を得ることができる。
次に、図２２のフローチャートを参照して、OFDM信号受信時における受信処理について説明する。
ステップＳ１において、通信路応答推定部１０７は、同期用シンボルの受信が開始されるか否かを判断する。ステップＳ１において、同期用シンボルの受信が開始されないと判断された場合、開始されると判断されるまで、ステップＳ１の処理が繰り返される。
ステップＳ１において、同期用シンボルの受信が開始されたと判断された場合、ステップＳ２において、通信路応答推定部１０７のサンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定して、サンプリングレートを、サンプリングレート決定のための所定の値とする。
ステップＳ３において、チャネル信号取得部１５１は、チャネル信号を取得し、応答推定部１５２は、擬似逆行列を用いて、具体的には、例えば、上述した式（１５）および式（１６）を演算することにより、応答を推定し、それによって得られた、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点の応答を、評価関数演算部１５３に供給する。
ステップＳ４において、評価関数演算部１５３は、取り得るサンプリングレートのうち、評価関数の演算が終了していない１つのサンプリングレートを選択する。
ステップＳ５において、評価関数演算部１５３は、例えば、上述した式（１７）を用いて、選択されたサンプリングレートにおける評価関数を演算する。
ステップＳ６において、評価関数演算部１５３は、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了したか否かを判断する。ステップＳ６において、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了していないと判断された場合、処理は、ステップＳ４に戻り、それ以降の処理が繰り返される。
ステップＳ６において、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了したと判断された場合、ステップＳ７において、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質要求および消費電力要求に応じて、サンプルレートおよび同期点(サンプル点）を決定する。
具体的には、例えば、消費電力量よりも通信品質が重要であれば、式（２３）または式（２４）が成り立つ場合、１サンプリング２サンプルでデータの受信を行い、式（２３）または式（２４）が成り立たない場合、１サンプリング１サンプルでデータの受信を行うものとしてもよいし、BERが所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先してサンプリングレートを選択するものとし、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートを選択するものとしてもよい。
ステップＳ８において、復調処理制御部１５６は、決定されたサンプリングレートにおける応答推定の結果に基づいて、ダイバーシチ合成係数を決定して、合成および復調処理部１０８を制御して係数値を設定する。
そして、ステップＳ９において、通信路応答推定部１０７は、チャネルフィルタ１０６を制御して、決定されたサンプリングレートおよびサンプル点を設定して、受信信号のサンプリングを行って、データシンボルの受信を開始し、処理が終了される。
このような処理により、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができるとともに、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも良い受信特性を得ることができる。
次に、図２３のフローチャートを参照して、DS/SS信号受信時における受信処理について説明する。
ステップＳ４１において、通信路応答推定部１０７は、同期用シンボルとなる拡散符号の受信が開始されるか否かを判断する。ステップＳ４１において、拡散符号の受信が開始されないと判断された場合、開始されると判断されるまで、ステップＳ４１の処理が繰り返される。
ステップＳ４１において、拡散符号の受信が開始されたと判断された場合、ステップＳ４２において、通信路応答推定部１０７のサンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定して、サンプリングレートを、サンプリングレート決定のための所定の値とする。
ステップＳ４３において、チャネル信号取得部１５１は、チャネル信号を取得し、応答推定部１５２は、擬似逆行列を用いて、具体的には、例えば、上述した式（１）乃至式（１１）を演算することにより、チャネル応答を推定し、それによって得られた、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点のチャネル応答を、評価関数演算部１５３に供給する。
ステップＳ４４において、評価関数演算部１５３は、取り得るサンプリングレートのうち、評価関数の演算が終了していない１つのサンプリングレートを選択する。
ステップＳ４５において、評価関数演算部１５３は、例えば、上述した式（１２）のいずれか１辺に示されるようにして、選択されたサンプリングレートにおける評価関数を演算する。
ステップＳ４６において、評価関数演算部１５３は、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了したか否かを判断する。ステップＳ４６において、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了していないと判断された場合、処理は、ステップＳ４４に戻り、それ以降の処理が繰り返される。
ステップＳ４６において、取り得るサンプリングレートの全ての評価関数の算出は終了したと判断された場合、ステップＳ４７において、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質要求および消費電力要求に応じて、サンプルレートおよび同期点(サンプル点）を決定する。
具体的には、例えば、消費電力量よりも通信品質が重要であれば、式（１２）が成り立つ場合、１チップ２サンプルでデータの受信を行い、式（１２）が成り立たない場合、１チップ１サンプルでデータの受信を行うものとしてもよいし、BERが所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先してサンプリングレートを選択するものとし、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートを選択するものとしてもよい。
ステップＳ４８において、決定されたサンプリングレートにおける応答推定の結果に基づいて、復調処理制御部１５６は、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を決定して、合成および復調処理部１０８を制御してこれらの値を設定する。
そして、ステップＳ４９において、通信路応答推定部１０７は、チャネルフィルタ１０６を制御して、決定されたサンプリングレートおよびサンプル点を設定して、受信信号のサンプリングを行って、データシンボルの受信を開始し、処理が終了される。
このような処理により、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができるとともに、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも良い受信特性を得ることができる。
上述した一連の処理は、ソフトウェアにより実行することもできる。そのソフトウェアは、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、記録媒体などからインストールされる。この場合、例えば、図４を用いて説明した受信装置８１は、図２４に示されるようなパーソナルコンピュータ３０１により構成される。
図２４において、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３１１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）３１２に記憶されているプログラム、または記憶部３１８からＲＡＭ（Random Access Memory）３１３にロードされたプログラムにしたがって、各種の処理を実行する。ＲＡＭ３１３にはまた、ＣＰＵ３１１が各種の処理を実行する上において必要なデータなども適宜記憶される。
ＣＰＵ３１１、ＲＯＭ３１２、およびＲＡＭ３１３は、バス３１４を介して相互に接続されている。このバス３１４にはまた、入出力インタフェース３１５も接続されている。
入出力インタフェース３１５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部３１６、ディスプレイやスピーカなどよりなる出力部３１７、ハードディスクなどより構成される記憶部３１８、モデム、ターミナルアダプタなどより構成される通信部３１９、および、信号受信部３２０が接続されている。通信部３１９は、インターネットを含むネットワークを介しての通信処理を行う。
信号受信部３２０は、図４を用いて説明したアンテナ１０１、ＢＰＦ１０２、ＬＮＡ１０２、分配部１０４、ΔΣＡＤ変換部１０５、および、チャネルフィルタ１０６を有しているか、または、同様の機能を実行可能なようになされており、図６を用いて説明した通信路応答推定部１０７の機能を有するＣＰＵ３１１の制御に基づいて、上述した場合と同様の処理を実行する。また、合成および復調処理部１０８の機能は、ＣＰＵ３１１が有していても良いし、信号受信部３２０が有していても良い。
入出力インタフェース３１５にはまた、必要に応じてドライブ３２１が接続され、磁気ディスク３３１、光ディスク３３２、光磁気ディスク３３３、もしくは、半導体メモリ３３４などが適宜装着され、それらから読み出されたコンピュータプログラムが、必要に応じて記憶部３１８にインストールされる。
一連の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、ネットワークや記録媒体からインストールされる。
この記録媒体は、図２４に示されるように、装置本体とは別に、ユーザにプログラムを供給するために配布される、プログラムが記憶されている磁気ディスク３３１（フロッピディスクを含む）、光ディスク３３２（ＣＤ-ＲＯＭ（Compact Disk-Read Only Memory），ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）を含む）、光磁気ディスク３３３（ＭＤ（Mini-Disk）（商標）を含む）、もしくは半導体メモリ３３４などよりなるパッケージメディアにより構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに供給される、プログラムが記憶されているＲＯＭ３１２や、記憶部３１８に含まれるハードディスクなどで構成される。
また、本明細書において、記録媒体に記録されるプログラムを記述するステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理をも含むものである。
なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
従来の受信装置の構成を示すブロック図である。 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明を適用した受信装置の構成を示すブロック図である。 図４のチャネルフィルタの構成例を示すブロック図である。 図４の通信路応答推定部の機能を示す機能ブロック図である。 応答推定について説明するための図である。 ４パルスのインパルス応答が存在した場合の相関フィルタの出力例を示す図である。 １チップ１サンプルにおけるサンプル点の例について説明するための図である。 １チップ２サンプルにおけるサンプル点の例について説明するための図である。 通信路応答の一例について説明するための図である。 １シンボル１サンプルの場合の周波数特性について説明するための図である。 １シンボル２サンプルの場合の周波数特性について説明するための図である。 受信信号パルスの相関波形が三角形になる場合のチャネル応答の例について説明するための図である。 １シンボル１サンプルの場合のチャネルのインパルス応答を示す図である。 １シンボル１サンプルの場合のチャネルの周波数応答を示す図である。 １シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルのインパルス応答を示す図である。 １シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルの周波数応答を示す図である。 １シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルのインパルス応答を示す図である。 １シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルの周波数応答を示す図である。 OFDM変調信号の受信特性について説明するための図である。 OFDM信号受信時における受信処理について説明するためのフローチャートである。 DS/SS信号受信時における受信処理について説明するためのフローチャートである。 パーソナルコンピュータの構成を示すブロック図である。
符号の説明
８１ 受信装置， １０１ アンテナ， １０２ BPF， １０３ LNA， １０４ 分配部， １０５ ΔΣAD変換部， １０６ チャネルフィルタ， １０７ 通信路応答推定部， １０８ 合成および復号処理部， １２２ デシメータ， １２３ サンプリングレート変換部， １２４ SINCフィルタ， １２５，１２７ デシメータ， １５１ チャネル信号取得部， １５２ 応答推定部， １５３ 評価関数演算部， １５４ サンプリングレート決定部， １５５ サンプリングレート制御部， １５６ 復調処理制御部， １８１ デシメータ， １８２ 相関フィルタ， １８３ 平均化回路， １８４ インパルス応答推定部， １８５ メモリ

Claims (9)

  1. 所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるように受信信号をサンプリングし、チャネル信号を出力するチャネル信号出力手段と、
    前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御する制御手段と、
    前記チャネル信号出力手段により出力されたチャネル信号を基に、応答を推定する応答推定手段と、
    前記応答推定手段による応答の推定結果に基づいて、受信特性を評価する評価手段と、
    前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを決定する決定手段と
    を備える受信装置。
  2. 主となる情報の受信前に前記主となる情報を受信するために必要な副の情報を受信する期間内において、
    前記制御手段は、前記応答推定手段が複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御し、
    前記応答推定手段は、複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、
    前記評価手段は、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、
    前記決定手段は、前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定し、
    前記主となる情報の受信期間において、
    前記制御手段は、前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御する
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記チャネル信号出力手段は、
    前記受信信号をオーバーサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ/Ｄ変換手段と、
    前記Ａ/Ｄ変換手段により変換されて得られたデジタル信号のレートを変換して、前記制御手段により制御されるサンプリングレートのチャネル信号を出力するレート変換手段と
    を含む
    請求項１に記載の受信装置。
  4. 前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、前記受信信号を復調する復調手段を更に備える
    請求項１に記載の受信装置。
  5. 前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を制御する合成制御手段を更に備える
    請求項４に記載の受信装置。
  6. 前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、ダイバーシチ合成係数を制御する合成制御手段を更に備える
    請求項４に記載の受信装置。
  7. 信号を受信する受信装置の受信方法において、
    主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、
    前記副の情報に対応する信号を、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように制御され、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかで切り替えられるサンプリングレートで異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるようにサンプリングし、
    複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、
    推定された応答に基づいて、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、
    複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定し、
    前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、
    前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、
    前記所定のサンプリングレートで前記主となる情報に対応する信号をサンプリングする
    ステップを含む受信方法。
  8. 受信信号の処理を制御するコンピュータが実行可能なプログラムであって、
    異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点が異なるサンプリングのサンプリングレートであって、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるようにサンプリングレートを制御し、
    複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、
    推定された応答に基づいて、複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、
    複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを決定し、
    前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御する
    ステップ含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
  9. 請求項８に記載のプログラムが記録されている記録媒体。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160246755A1 (en) * 2015-02-24 2016-08-25 Analog Devices, Inc. Downsampling by averaging with reduced memory requirements
US9843959B2 (en) 2015-09-30 2017-12-12 Intel IP Corporation Interference mitigation by a scalable digital wireless modem
CN111886805B (zh) * 2018-03-05 2022-01-25 中兴通讯股份有限公司 使用扩展码的传输
US10879952B2 (en) * 2018-04-18 2020-12-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and receiver for performing synchronization in analog spread spectrum systems
CN109299434B (zh) * 2018-09-04 2019-06-14 重庆公共运输职业学院 货物海关通关大数据智能评级及抽检率计算系统

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3862373A (en) * 1972-01-06 1975-01-21 Databit Inc Adaptive sampling rate time division multiplexer and method
US4755795A (en) * 1986-10-31 1988-07-05 Hewlett-Packard Company Adaptive sample rate based on input signal bandwidth
JP2846215B2 (ja) 1993-06-04 1999-01-13 沖電気工業株式会社 デジタル通信用受信機
JP3444549B2 (ja) 1994-02-16 2003-09-08 株式会社東芝 サンプリング位相同期装置
US5966188A (en) * 1996-12-26 1999-10-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Decimation of baseband DTV signals prior to channel equalization in digital television signal receivers
US6243430B1 (en) * 1998-01-09 2001-06-05 Qualcomm Incorporated Noise cancellation circuit in a quadrature downconverter
JP2000082973A (ja) 1998-09-04 2000-03-21 Fujitsu Ltd パスサーチ装置及び該装置を用いたｃｄｍａ受信機
JP3967472B2 (ja) 1998-09-07 2007-08-29 富士通株式会社 Ｃｄｍａ受信機
US7088795B1 (en) * 1999-11-03 2006-08-08 Pulse-Link, Inc. Ultra wide band base band receiver
US6531971B2 (en) * 2000-05-15 2003-03-11 Achim Kempf Method for monitoring information density and compressing digitized signals
WO2001097423A1 (fr) 2000-06-15 2001-12-20 Sanyo Electric Co., Ltd. Dispositif et procede de reception
GB0015148D0 (en) * 2000-06-21 2000-08-09 Secr Defence Method and apparatus for producing a digital depiction of a signal
DE60027284T2 (de) * 2000-07-11 2006-08-31 Sony Deutschland Gmbh Quadraturdemodulator unter Verwendung von Leistungssensoren
JP3551152B2 (ja) 2001-01-23 2004-08-04 日本電気株式会社 パス検出装置及び方法
JP3637884B2 (ja) * 2001-06-01 2005-04-13 ソニー株式会社 逆拡散装置、伝播路推定装置、受信装置ならびに干渉抑圧装置、逆拡散、伝播路推定、受信および干渉抑圧方法、該プログラムおよび該プログラムを記録した記録媒体
JP2003198427A (ja) 2001-12-28 2003-07-11 Fujitsu Ltd Ｃｄｍａ受信装置
US7277474B2 (en) 2002-11-05 2007-10-02 Analog Devices, Inc. Finger allocation for a path searcher in a multipath receiver
US7248189B2 (en) * 2002-11-06 2007-07-24 Edgewater Computer Systems, Inc. Programmable sample rate conversion engine for wideband systems
US7161975B2 (en) * 2002-11-27 2007-01-09 International Business Machines Corporation Enhancing CDMA multiuser detection by constraining soft decisions
AU2003259590A1 (en) 2003-01-23 2004-08-12 Nec Australia Pty Ltd Cell search method and apparatus in a WCDMA system
JP2004320467A (ja) 2003-04-16 2004-11-11 Canon Inc Ｒａｋｅ合成回路
ES2221570B2 (es) * 2003-05-30 2005-10-01 Diseño De Sistemas En Silicio, S.A. Procedimiento de remuestreo en transmision y recepcion de una señal digital con traslacion en banda digital.
JP4572601B2 (ja) 2004-06-28 2010-11-04 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
US7599978B2 (en) 2004-07-06 2009-10-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital signal decimation by subspace projection
US7656970B1 (en) * 2006-09-01 2010-02-02 Redpine Signals, Inc. Apparatus for a wireless communications system using signal energy to control sample resolution and rate

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