JP2008502178A - 無線受信器における干渉を相殺する方法と装置 - Google Patents

Abstract

第１および第２の受信器分岐に対応した第１および第２の受信信号（ｒ₁（ｔ）、ｒ₂（ｔ））を第１および第２のサンプリング時間（ｎＴ_s＋１，ｎＴ_s＋２）にて周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリーム（ｒ₁［n］、ｒ₂［n］）を生成させるための多重分岐無線受信器の方法と装置。オフセット・サンプル・ストリームはその後、結合回路（４４）にて結合され、受信信号に存在する干渉を低減する。典型的な実施形態では、多重分岐無線受信器は第１および第２のオフセットしたサンプリング時間を生成するオフセット回路（３０）を含む。第１のサンプラ（２２）は第１の受信信号を第１のサンプリング時間で周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成し、第２のサンプラ（２４）は第２の受信信号を第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングして、第１のサンプル・ストリームとはオフセットした第２のサンプル・ストリームを生成する。結合回路はＲＡＫＥ受信器を備え、スケーリングを与え結合する方法と装置により、第１と第２の受信器分岐に対応する第１および第２の受信信号を第１と第２のサンプリング時間にて周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成させるための多重分岐無線受信器の干渉を低減する。

Description

本発明は一般的には受信した通信信号の処理に関するものであり、特に受信した通信信号に存在する干渉を低減する方法に関するものである。

多くのCDMA(符号分割多元接続)システムでは、ダウンリンクのスペクトル拡散信号は直交するような拡散符号で拡散されたマルチユーザ信号からなっている。その結果、チャンネルが平坦な特性を持ち、結合した送受信フィルタがナイキストパルス型を持っており、理想的なサンプリング時間が用いられる場合には復調器の出力において干渉成分は見られない。一般に、サンプルを生成するために用いられる理想的なサンプリング時間は隣接パルスと干渉を招くことのないナイキストパルスにおける点と一致する。CDMAシステムでは隣接パルスは受信シンボルを形成しているチップである。もし実サンプリング時間が理想的なサンプリング時間からずれると、そのときは処理中にマルチユーザ信号間の直交性が失われ、復調器の出力においてマルチユーザ間干渉が現れる。

受信器は受信信号に関してどの時点が理想的なサンプリング時間であるのかは分からないので、従来の受信器は通常は受信信号をオーバーサンプリングして最良のサンプルに対応するサンプリング時間を理想的なサンプリング時間であると選択する。例えばWCDMA(ワイドバンド符号分割多元接続)システムにおけるワイドバンド無線受信器では、受信信号をチップ速度の4倍に等しいサンプリング速度(チップあたり４サンプル)でオーバーサンプリングする。逆拡散のためにチップ間隔の(あるいはチップ速度の)サンプルを生成するために、無線受信器はオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームRの中から理想的なサンプリング時間に最も近いサンプリング時間でサンプリングされるチップ間隔をもつサンプルを選択する。例えば、モジュロ4で4倍オーバーサンプリングしたサンプル・ストリームにおける連続するサンプルが０，１，２，３、０，１，２，３、０，１，２，３、などと番号付けされているとしよう。更に２番目のサンプルのサンプリング時間がチップパルスの理想的なサンプリング時間に最も近いとしよう。このシナリオでは２番目のサンプルに対応するサンプリング時間がベストサンプリング時間として選ばれる。

しかしながら、サンプルの数が限られているので、ベストサンプリング時間でさえも理想的なサンプリング時間からは少しはずれている。このずれをサンプリング時間誤差とここでは呼ぶことにしよう。上記のオーバーサンプリングするWCDMAの例では、サンプリング時間誤差はＴｓ／2の程度にまでなるであろう。ここでＴ_sはサンプリング周期である。サンプルが理想的ではないサンプリング時間について得られるのでユーザ間の直交性は折衷的になっており、サンプルが隣接パルスとの干渉を含むものとなってしまう。この結果、サンプリング時間誤差は通常は受信器の全体の特性を劣化させるものとなる。

本発明は各受信器分岐信号に対して生成するオフセットサンプルによって多重分岐無線受信器における干渉を低減するための方法と装置からなる。本発明によれば多重分岐無線受信器はサンプリング回路と結合回路を備える。サンプリング回路は周期的に受信信号をサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する。オフセット・サンプル・ストリームはタイミング誤差による干渉を低減するように結合回路で結合される。

典型的な実施形態ではサンプリング回路はサンプラと、時間オフセット回路を含む。第１のサンプラは第１の受信信号を第１のサンプリング時間で周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成する。第２のサンプラは第２の受信信号を第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームからオフセットされた第２のサンプル・ストリームを生成する。典型的な結合回路はオフセット・サンプル・ストリームから生成された逆拡散値をスケーリングし、結合することによって干渉を低減する。

図１Ａと図１Ｂは無線ネットワーク中の基地局および移動局の少なくともいずれかの一部である典型的な２分岐無線受信器１０を示す。ここで用いるように、「移動局」とは携帯電話器、衛星電話器、パーソナル・コミュニケーション・サービス（ＰＣＳ）装置、パーソナル・データ・アシスタント(ＰＤＡ）,パームトップ・コンピュータ、ラップトップ・コンピュータ、ページャなどを含んでもよい。簡単のために２つだけの分岐が示されているが、図示された受信器は３つ以上の分岐を含むように一般化されてもよいものと理解されたい。

多重分岐無線受信器１０は2つの離れたアンテナ１２、対応するフロントエンド１４、サンプリング回路２０、および結合回路４０を含んでいる。アンテナ１２は、当技術分野ではよく理解されているように、基地局および移動局の少なくともいずれかからの無線信号を受信する。平坦なチャンネルでは、フロントエンド１４はアンテナ１２で受信した無線信号を処理して一般的に次式で表されるような複素ベースバンド信号ｒ₁（ｔ）およびｒ₂（ｔ）を発生する。ｍ＝１，２である。
［式１］

式１に示すように、mをＭ個の受信器分岐のそれぞれを表す指数として、受信信号ｒ_m（ｔ）は複素ガウシアン雑音Ｎ_m（ｔ）と、ｃ_mとｓ_iの係数が掛かったナイキスト型パルスg（ｔ）列からなる。ここで、ｃ_mは送信器とm番目のアンテナ１２との間の無線回線によって与えられる複素係数であり、ｓ_iは送信器によってパルスに与えられる複素数である。狭帯域システムではｓ_iは送信器によって送られるシンボルを表し、Ｔはシンボル間隔である。ワイドバンドCDMAシステムを記述する場合には、ｓ_iはシンボルを構成する多くのチップの１つを表し、Ｔはチップ間隔である。狭帯域システムはシンボルあたり１チップのＣＤＭＡとして考えてもよい。

結果として生成されるｒ_m（ｔ）で表されるＭ個の信号はサンプリング回路２０へ供給される。サンプリング回路２０は第１のサンプラ２２と第２のサンプラ２４とを含み、共通のサンプリングクロック２６を共有する。第１のサンプラ２２および第２のサンプラ２４は、それぞれの受信信号を共通のサンプリング時間ｎＴ_sで周期的にサンプリングして、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]と第２のサンプル・ストリームｒ₂[ｎ]を生成する。上述のように、サンプリングクロック２６によって供給されるサンプリング時間ｎＴ_sが理想的なサンプリング時間と異なる場合、サンプリング時間誤差εが発生する。サンプリング時間誤差εが受信器特性にどのように影響するかをよりよく理解するために、次の数学的解析を考える。

式２は、サンプリング時間誤差εを有する、ｍ番目の受信器分岐のサンプル・ストリームを表している。

［式２］

ここでg［x］＝サンプリングされたナイキストパルス
＝ 1,x = 0
0,x = 0でない整数
任意,x = 0でも整数でもない値。

単一ユーザ信号においてはサンプリング時間誤差εが含まれるサンプル・ストリームは通常は隣接パルスからのパルスのリンギングを含み、それゆえにパルス間干渉（ＩＰＩ）を含む。 従来のＭ分岐受信器におけるすべての受信信号ｒ_m（ｔ）は同じサンプリング時間ｎＴ_sで周期的にサンプリングされるので、第１および第２のサンプラ２２，２４は、数式３で示される同一サンプリング時間誤差εを持つサンプルを生成する。

［式３］

ここでは、ｎ＝０のサンプルを数学的解析の目的のための「最良の」サンプルとして任意に選択した。結果として両サンプルとも同一の相対的ＩＰＩを含んでいる。

ε=0の場合、ナイキストパルスg［iT］は定義（式２）によって、ゼロでない整数ｉの全てに対して０となる。それゆえに、式３は式４のようになる。

［式４］

信号強度が強いときは単一ユーザ信号ではＩＰＩが熱雑音よりも支配的になるため、式４は更に簡単になって式５となる。

［式５］

２分岐無線受信器１０に対しては、結果として２つのサンプルは、式６のように記載できる。

［式６］

当業者であれば、ｒ₁[０]とｒ₂[０]とが、同一のサンプリング時間誤差εと、それに基づく同一ＩＰＩを有するので、ｒ₁[０]とｒ₂[０]とをスケーリングして結合しても、所望の信号ｓ₀を同等に相殺すること無しには、ＩＰＩを相殺することはできないことを理解するであろう。

ＩＰＩを低減するために、本発明は図１Ａのサンプリング回路２０を図１Ｂに示すようにオフセット回路３０を含むように修正して、第２のサンプル・ストリームｒ₂[ｎ]のサンプルを、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]のサンプルに対してオフセットする。その結果のサンプル・ストリームはここではオフセット・サンプル・ストリームと呼ぶが、ここでオフセットとは時間的なオフセットを意味するものと理解されたい。

図１Ｂに示すように、第１のサンプラ２２は第１の受信信号ｒ₁（ｔ）を第１のサンプリング時間ｎＴ_s+Δ₁にて周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成する。一方、第２のサンプラ２４は第２の受信信号ｒ₂（ｔ）を第２のサンプリング時間ｎＴ_s+Δ₂にて周期的にサンプリングして、第１のサンプル・ストリームからオフセットをもたせた第２のサンプル・ストリームを生成する。Ｍ個の分岐を持つ受信器に対しては、このようなサンプル・ストリームは一般的に次のように記述される。

［式７］

ここでΔｍはｍ番目の分岐の１番目の分岐に対するオフセット量を表している。遅延は分岐1を基準に定義されるから、ゆえに定義によりΔ₁＝０であり、式６で記述されるサンプルは式８となる。

［式８］

典型的な実施形態では２分岐無線受信器１０に対してオフセット量Δ₂はＴ_s／２が望ましい。しかしながら当業者はオフセット量Δ₂はもとのサンプリング周期Ｔ_sの何分の1であってもよいものとを理解するだろう。式８のν（ε）とν（ε＋Δ₂）とは強い相関がありうるが、2つは等価ではない。その結果、最小平均二乗誤差法（ＭＭＳＥ）や最尤法（ＭＬ）などの従来の結合方法によるオフセットをもたせたサンプルｒ₁[０]およびｒ'₂[０]の重み付け結合形は所望の信号ｓ₀を減少させることなくサンプリング時間誤差εによるIPIを低減する。

上記解析は受信信号ｒ₁（ｔ）およびｒ₂（ｔ）が単一ユーザ信号であることを仮定していて、狭帯域単一ユーザ信号およびＣＤＭＡ単一ユーザ信号に適用される。しかしながら同じ一般的な解析が（例えばＷＣＤＭＡシステム信号のような）直交拡散符号を用いたマルチユーザＣＤＭＡ信号にも等しく適用できて、そこではシンボルを形成する多重チップがサンプリングされた信号を用いて逆拡散される。式９は従来の無線受信器のｍ番目の分岐の逆拡散器で逆拡散された出力を表す。

［式９］

ここでc_mＺ(ε）はサンプリング時間誤差εによる所望のユーザの逆拡散器出力に起こるマルチユーザ間干渉（MUI）を表し、c_mＸ[ε]はサンプル・ストリームからの逆拡散符号の推定値であり、Ｎ_m[ε]はガウス雑音による逆拡散器の出力である。サンプリング回路２０にて例えばＣＤＭＡマルチユーザ信号にサンプリング時間誤差εが導入された場合には、異なるユーザに対応するサンプル・ストリームからの逆拡散値は逆拡散されたときにもはや直交しない。直交基準に反する場合にはＭＵＩが発生する。ＭＵＩはＩＰＩおよび熱雑音よりも支配的であるので式９は式１０のように書き換えられる。

［式１０］

単一ユーザ信号の場合と同様に、マルチユーザ信号におけるサンプリング時間誤差εによる干渉は、オフセット回路３０を用いてオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]を生成することによって低減でき、そこから逆拡散値X[ε]およびX[ε＋Δ₂]が式１１に示すように発生する。

［式１１］

上記のように、サンプリング回路２０のサンプラ２２，２４は、第１および第２のオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]を生成するが、これは所望のどのような手段によっても生成できる。典型的な実施形態においては、サンプラ２２，２４はフラッシュ・アナログ・ディジタル変換器(ＡＤＣ）を備えてもよい。そこでは図２Ａおよび図２Ｂに示すように、アナログからディジタルへの変換のタイミングが制御されて、サンプル・ストリーム間に必要なオフセット量を導入する。別の方法としては、サンプラ２２，２４は図２Ｃに示すようにオーバーサンプリング及びデシメーションのシステムとを備えてもよく、それはシグマ−デルタＡＤＣのようなオーバーサンプリングＡＤＣとそれに続くデシメータ／フィルタ回路を含んでいる。同じフィルタリングとデシメーション技術を高度にオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームに適用すると、その結果の2つのサンプル・ストリームは同じタイミング誤差εを持つことになってしまう。このように高度にオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームの１つにデシメーションおよびフィルタリングの少なくともいずれかを行う工程は、付加的な遅延（オフセット量）Δ₁₂を含むように調整されてもよい。その結果、オフセットを有する低速出力サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]となる。尚、図２Ｄに示すように、サンプリングの前に受信信号の片方に遅延を加えることにより、サンプリング回路は共通のクロック信号を用いてオフセット・サンプル・ストリームを生成することができる。この場合ＡＤＣはフラッシュＡＤＣでも、あるいはオーバーサンプリング及びデシメーションのシステムでもよい。

本発明による典型的なサンプリング回路２０を示す図２Ａから図２Ｄをここでより詳細に説明する。図２Ａはオフセット・サンプル・ストリームを生成するためにＡＤＣ２２Ａ、２４aを用いる典型的なサンプリング回路２０を示す。図２Ａの第１のＡＤＣ２２Ａは受信信号ｒ₁（ｔ）を、クロック２６から供給されるサンプリング時間ｎＴ_sにおいて周期的にサンプリングすることによって第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]を生成する。オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成するためには、オフセット回路３０は遅延制御器３２を用いて所望の遅延量Δ₂を決定する。そこで遅延素子３４は所望の遅延量Δ₂をクロック信号に加え、オフセットをもつサンプリング時間ｎＴ_s＋Δ₂を生成する。これを用いて第２のＡＤＣ２４aはオフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成する。その結果、第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]のサンプルは第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]のサンプルよりもオフセット量Δ₂だけオフセットされる。

図２Ｂは本発明による別の典型的なサンプリング回路２０を示す。この実施形態では、オフセット回路３０はクロック２６によって生成したクロック信号からオフセットをもつサンプリング時間を選択するためのクロック選択器３６を含んでいる。実施形態の一つとして、クロック選択器３６は第１と第２のＡＤＣをクロック信号の別の端部でトリガしてもよい。たとえば、クロック選択器３６は、第１の受信信号ｒ₁（ｔ）をサンプリングするためにクロック２６から供給されるクロック信号の負のエッジで第１のＡＤＣ２２Ａをトリガし、一方、第２の受信信号ｒ₂（ｔ）をサンプリングするためにクロック２６から供給されるクロック信号の正のエッジで第２のＡＤＣ２４aをトリガしてもよい。本実施形態では、クロック選択器３６は、第１のＡＤＣ２２Ａで用いられるサンプリング時間からＴ_s／２だけオフセットされたサンプリング時間で第２のＡＤＣ２４ａをサンプリング可能とするために、(不図示の）インバータを含んでもよい。

別の方法として、サンプリングクロック２６はサンプリング速度を増大してＭ(ｎＴ_s)個のサンプリング時間をオフセット回路３０に供給してもよい。例えば、２分岐無線受信器１０（ｍ＝１，２）のサンプリングクロック２６はｎＴ_sの2倍の数のサンプリング時間をオフセット回路３０に提供するものとする。この実施形態ではクロック選択器３６は例えばクロック２６から第１のＡＤＣ２２Ａへ全ての偶数のサンプリング時間２Ｔ_s、４Ｔ_s、６Ｔ_s、などを供給し、クロック２６から第２のＡＤＣ２４ａへ全ての奇数のサンプリング時間Ｔ_s、３Ｔ_s、５Ｔ_s、などを提供することによってオフセットされたサンプリング時間を生成する。この結果、第１および第２のＡＤＣ２２Ａ、２４aによって生成するサンプル・ストリームはΔ₂＝（Tｓ／２）だけオフセット量をもっている。

当業者は、無線受信器１０がｍ＝２より多い分岐を含むときは、クロック選択器３６は各分岐へのサンプリング時間を既知の選択過程のどれに従って選択してもよいことを認識するであろう。例えば４分岐受信器１０の場合には、クロック２６はｎＴ_sの４倍の数のサンプリング時間をクロック選択器３６へ供給する。オフセット・サンプル・ストリームを生成するために、クロック選択器３６はクロック２６から第１の分岐にＴ_s、５Ｔ_s、９Ｔ_s、などのサンプリング時間を、第２の分岐に２Ｔ_s、６Ｔ_s、１０Ｔ_s、などのサンプリング時間を、第３の分岐に３Ｔ_s、７Ｔ_s、１１Ｔ_sなどのサンプリング時間を、第４の分岐に４Ｔ_s、８Ｔ_s、１２Ｔ_s、などのサンプリング時間を選択することができる。

本発明による更に他の典型的なサンプリング回路２０は図２Ｃに示される。図２Ｃのサンプリング回路２０では、サンプラ２２，２４はそれぞれオーバーサンプリングＡＤＣとデシメータ／フィルタ回路を含んでいるオーバーサンプリングとデシメータ系２２ｂ、２４bを備えている。 第１のオーバーサンプリングとデシメータ系２２Ｂは第１の受信信号ｒ₁（ｔ）をオーバーサンプリングＡＤＣにおいて第１のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを生成するために共通のオーバーサンプリング速度で周期的にサンプリングすることにより第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]を生成する。デシメータ／フィルタ回路はその後、第１のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームをフィルタして所定のダウンサンプリング速度で周期的にダウンサンプリングして第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]を生成する。

オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成するために、第２のオーバーサンプリングとデシメータ系２４bは第２の受信信号をオーバーサンプリングＡＤＣの中で共通のオーバーサンプリング速度で周期的にサンプリングして第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを生成する。オフセット回路３０の遅延制御器３２はそこで、オフセット量Δ₂をデシメータ／フィルタ回路３８に与えてオフセットをもつ第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成する。例示した実施形態では、デシメータ／フィルタ回路３８は通常は第１のオーバーサンプリングとデシメータ系２２ｂにおけるデシメータ／フィルタ回路とは異なる。

遅延制御器３２はオフセット量Δ₂をデシメータ／フィルタ回路３８のフィルタ部分に供給して第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームにオフセットを与える。この実施形態では、デシメータはオフセット・サンプル・ストリームを所定のダウンサンプリング速度で周期的にダウンサンプリングして、オフセットをもたせた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成する。また、遅延制御器３２がオフセット量Δ₂をデシメータ／フィルタ回路３８のデシメータ部分に供給して、デシメータのダウンサンプリング速度にオフセットを与える。この実施形態ではデシメータ／フィルタ回路３８は第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームをフィルタして、第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを、オフセットされたダウンサンプリング速度で周期的にダウンサンプリングして、オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]を生成する。どちらにしても、オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]のサンプルは第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]のサンプルからオフセットΔ₂だけオフセットされる。

図２Ｄのサンプリング回路２０に示すように、本発明は第２の受信信号ｒ₂（ｔ）をサンプリングする前に第２の受信信号ｒ₂（ｔ）にオフセットを与えることによって実施してもよい。この実施形態では、オフセット回路３０は遅延制御器３２と遅延素子３４を用いて第２の受信信号ｒ₂（ｔ）にオフセットを与えてもよい。遅延制御器３２は遅延Δ₂を決定し、遅延素子３４は第２の受信信号ｒ₂（ｔ）にオフセットをあたえて、決定された遅延に基づいてオフセットされた受信信号ｒ₂（ｔ＋Δ₂）を生成する。サンプラ２２，２４はその後、第１の受信信号とオフセットされた受信信号ｒ₂（ｔ＋Δ₂）をそれぞれサンプリング時間ｎＴ_sで周期的にサンプリングして、オフセットされたサンプル・ストリームを生成する。

図２Ａから図２Ｄは、図１Ｂの多重分岐無線受信器１０のサンプリング回路２０の典型的な実施形態を示す。各実施形態には固有のサンプラが示されているが、当業者であれば、本発明が固有のサンプリング回路の実施形態として例示したサンプラに限定されるものではないことを理解するであろう。オフセット・サンプル・ストリームを生成するサンプラであれば、どのようなサンプラであっても本発明に適用できる。

図１Ｂに戻って、サンプリング回路２０はオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]を結合回路４０に供給する。結合回路４０は最尤法(ＭＬ）または最小平均二乗誤差法（ＭＭＳＥ）を用いた重み計算器４２と結合器４４を含み、オフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]の重み付けと結合を行い、結合された出力シンボル／チップs^[n]の信号対雑音比(ＳＮＲ）を最大にし、それによりＩＰＩおよびＭＵＩを含む干渉を相殺することになる。

結合回路４０は、干渉を低減するためにオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]に重み付けと結合を行うような既知の結合回路のいずれでもよい。典型例としての結合回路４０を図３に示す。オフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]に基づいて、重み計算器４２はＭＭＳＥまたはＭＬのような従来から知られている技術のどれかに従って複素重み付け係数ｗ₁とｗ₂を計算する。可変スケーリング乗算器４６は第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]に重み付け係数ｗ₁を掛けてスケーリングする。同様に、可変スケーリング乗算器４７はオフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]に重み付け係数ｗ₂を掛けてスケーリングする。合算器４８はスケーリングされたオフセット・サンプル・ストリームｗ₁ｒ₁[ｎ]およびｗ₂ｒ'₂[ｎ]を合算してＭＵＩおよびＩＰＩを含むような干渉を相殺して結合出力信号s^[n]を生成する。

他の典型的な実施形態では、図４に示すように、結合回路４０はＲＡＫＥ受信器のようなＲＡＫＥ結合回路４０を備える。重み計算器４２と結合器４４に加えて、ＲＡＫＥ結合回路４０は第１のＲＡＫＥフィンガーの組５０、第２のＲＡＫＥフィンガーの組５２、およびフィンガー設置用プロセッサー５４を含む。第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]に基づいてフィンガー設置用プロセッサー５４は第１のアンテナ１２によって受信したＫ個の信号イメージに対応した1つ以上の遅延からなるベクトルｄ₁を同定して選択する。選択された遅延ｄ_1,1‐‐‐‐ｄ_1,Kのそれぞれは別々のＲＡＫＥフィンガー５０に供給される。ＲＡＫＥフィンガー５０は第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]に存在する1つ以上のユーザ信号を、供給された遅延ｄ_1,1‐‐‐‐ｄ_1,Kに基づいて逆拡散し相関をとり、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]の中に存在するユーザ信号のＫ個のイメージに対応したＫ個の逆拡散サンプル・ストリームｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］を生成する。

同様に、オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]に基づいてフィンガー設置用プロセッサー５４は1つ以上の遅延からなるベクトルｄ₂を同定して選択する。選択された遅延ｄ_2,1‐‐‐‐ｄ_2,Jのそれぞれは別々のＲＡＫＥフィンガー５２に供給される。ＲＡＫＥフィンガー５２はオフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]に存在する1つ以上のユーザ信号を、供給された遅延ｄ_2,1‐‐‐‐d_2,Jに基づいて逆拡散し相関をとり、オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]の中に存在するユーザ信号のＪ個のイメージに対応したＪ個の逆拡散サンプル・ストリームｙ_2,1［p］‐‐‐‐ｙ_2,J［p］を生成する。

選択された遅延ｄ₁およびｄ₂はオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]とともに重み計算器４２に供給され、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]に対して重み付け係数w₁の、オフセットされた第２のサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]に対してｗ₂のベクトルを計算する。結合器４４は逆拡散値ｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］およびｙ_2,1［p］‐‐‐‐ｙ_2,J［p］と対応する重み付け係数ｗ₁およびｗ₂を受けて、当分野では良く知られた方法によって逆拡散値ｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］およびｙ_2,1［p］‐‐‐‐ｙ_2,J［p］に重み付けをしてコヒーレントに結合することによってＭＵＩおよびＩＰＩを含む干渉を相殺して、出力信号推定値s^[n]を生成する。

別の実施形態では、図５に示すようにオフセット・サンプル・ストリームはＲＡＫＥ結合回路に入力される前に結合されてもよい。図5に示した結合回路４０では、重み計算器４２が、ＭＭＳＥまたはＭＬのような従来法のいずれの方法によって、複素重み付け係数w₁およびw₂を計算する。可変スケーリング乗算器４６および４７はオフセット・サンプル・ストリームｒ₁[ｎ]およびｒ'₂[ｎ]をそれぞれ重み付け係数 w₁およびw₂によってスケーリングする。合算器４８はスケーリングされたオフセット・サンプル・ストリーム w₁ｒ₁[ｎ]およびw₂ｒ'₂[ｎ]を合算してＭＵＩおよびＩＰＩを含む干渉を相殺して、結合されたサンプル・ストリームｒ'[ｎ]を生成する。

結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]はその後、１組のＲＡＫＥフィンガー５０、フィンガー設置用プロセッサー５４、重み計算器５６およびＲＡＫＥ結合器５８を備えたＲＡＫＥ結合回路に入力される。結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]に基づいて、フィンガー設置用プロセッサー５４は結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]に関係した Ｋ個の信号イメージに対応する1つ以上の遅延のベクトルdを同定し選択する。 選択された遅延ｄ₁、‐‐‐‐ｄ_Kのそれぞれは別々のＲＡＫＥフィンガー５０に供給される。ＲＡＫＥフィンガー５０は提供された遅延ｄ₁、‐‐‐‐ｄ_Kに基づいて結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]に存在する1つ以上のユーザ信号を逆拡散し相関をとり、結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]に存在するユーザ信号のＫ個のイメージに対応するＫ個の逆拡散サンプル・ストリームｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］を生成する。

選ばれた遅延d₁、‐‐‐‐ｄ_Kは結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]とともに重み計算器５６へ供給されて、結合サンプル・ストリームｒ'[ｎ]に対して重み付け係数wのベクトルを計算する。結合器５８は逆拡散された値ｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］と対応する重み付け係数ｗを受け取って逆拡散された値ｙ_1,1［p］‐‐‐‐ｙ_1,K［p］を当分野では良く知られている方法によってコヒーレントに結合し、出力シンボル推定値s^[n]を生成する。図４および５に示した両方の実施形態とも重み付け係数を生成するために逆拡散された値を用いるＲＡＫＥ結合回路を示している。しかし、当業者であれば容易に理解するように、重み付け係数を、オフセット・サンプル・ストリーム（図４）および結合サンプル・ストリーム（図５）に基づいて生成してもよい。

上記は無線受信器１０で受信した信号から干渉を相殺するための方法と装置を記述している。本発明の受信器１０は、一般にタイミング誤差がシンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす狭帯域システム、即ち、ＣＤＭＡシステムに用いてもよいし、一般にタイミング誤差がチップ間干渉（ＩＣＩ）を引き起こすワイドバンドシステム、即ち、ＷＣＤＭＡシステムに用いてもよい。更に、当業者であれば容易に理解するように、サンプリングはベースバンドで行う必要はない。オフセット・サンプル・ストリームはＲＦまたはＩＦ信号から生成されてもよい。どちらも、本発明の受信器１０はタイミング誤差によって生じるＩＳＩやＩＣＩを低減させ、それにより受信器１０の総合特性を改善する。

上記では、２分岐無線受信器１０について説明したが、当業者であれば、本発明が２つ以上のアンテナ１２から信号を受信する、２つ以上の受信器分岐を持つ無線受信器にも適用可能なことを理解するであろう。そのような多重分岐無線受信器１０は、第１の受信器分岐で受信信号を周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成し、１つ以上の残りの受信器分岐の受信信号を同様に周期的にサンプリングして、第１のサンプル・ストリームからオフセットされたサンプル・ストリームを生成する。本発明のいくつかの実施形態では、残りの受信器分岐でサンプリングされる信号のそれぞれに異なるオフセットを与えてもよい。例えば４分岐無線受信器１０におけるサンプリング回路２０は各分岐を次々とＴ_s／４だけオフセットしてもよい。その結果、３つの受信器分岐によって生成するサンプル・ストリームは第１のサンプル・ストリームからそれぞれＴ_s／４、Ｔ_s／２、３３Ｔ_s／４だけオフセットされる。しかしながら、本発明に用いられるオフセット・サンプル・ストリームは、第１のサンプル・ストリームから所望のいかなるオフセット値を用いてオフセットされてもよいし、適用されるオフセット値は、オフセット・サンプル・ストリームの間で等間隔であってもよいし、そうでなくてもよい。

上記は本発明を固定のオフセット時間Δと固定のサンプリング速度を用いて記述したが、本発明はこれには限定されない。例えば、図６に示すように、サンプリング回路２０は、制御器２８を含んでいてもよく、該制御器２８は、オフセット回路３０を制御して、オフセット時間Δを選択的に制御したり、サンプリングクロック２６を制御してサンプリング速度を選択的に制御したりする。例えば、ある種のチャンネル状態で1つ以上の受信器分岐を選択的に非稼動にする手段を含む多重分岐無線受信器１０は、現在稼動している受信器分岐の数に対応するために、オフセット時間Δを変えることのできる制御器２８を用いてもよい。４分岐が稼動しているときは、制御器２８は、オフセット時間Δ₂、Δ₃、および、Δ₄の少なくともいずれかを制御して、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]からそれぞれＴ_s／４,Ｔ_s／２、および３Ｔ_s／４だけオフセットされたサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]、ｒ'₃[ｎ]、およびｒ'４[ｎ]を生成してもよい。しかし、４受信器分岐の１つが非稼動になるとそれに応じて、制御器２８はオフセット時間Δを変化させて、第１のサンプル・ストリームｒ₁[ｎ]からΔ₂=Ｔ_s／３および,Δ₃=２Ｔ_s／３だけオフセットされたサンプル・ストリームｒ'₂[ｎ]およびｒ'₃[ｎ]を生成してもよい。上記したオフセット法を用いる多重分岐では、より大きなタイミング誤差も許容でき、従ってより長いサンプリング周期も許容される。それ故、多重分岐を用いる時はリソースを節約するためにサンプリング速度を下げる（サンプリング周期を長くする）ことができて有利である。

無線受信器１０によって受信した信号から干渉を相殺するための上記の方法および装置は、従来の無線受信器および無線システムに比べて重大なる利益を提供するものである。この利益を例示するために、上記の無線受信器１０のＳＮＲ特性をサンプリング時間誤差εがＴ_c／８であるシミュレーション用の信号サンプルを用いてシミュレーションした。ここでＴ_cはチップ周期であり、それは受信信号における隣接パルス間の距離に対応するものである。ＳＮＲ動作シミュレーションにおいては、Ｔ_c／８のオフセット量Δを第１のサンプル・ストリームのサンプルと第２のサンプル・ストリームのサンプルの間に導入した。オフセット・サンプル・ストリームは上記したようにスケーリングされ結合され、オフセット・サンプル・ストリームからの希望信号の出力ＳＮＲを測定し、オフセットをもたないサンプル・ストリームからの希望信号の出力ＳＮＲと比べた。これらＳＮＲ動作シミュレーションを１００シンボルのそれぞれに対して１００時間スロット分繰り返した。各シミュレーションはTc／8のオフセット時間を用いた。オフセットをもたないサンプル・ストリームから生じるＳＮＲと比べると、オフセット・サンプル・ストリームから生じるＳＮＲは広いＥ_c／Ｉ_or（チップあたりのエネルギー／全ダウンリンク信号エネルギー）値に亘って常に１５dＢの改善を示す。このＳＮＲの改善は無線システムの送信パワーの低減が可能であることに通じるものであり、それはマルチユーザ間干渉を更に低減するものであると当業者は認識するであろう。

上記の干渉相殺技術の効果を更に評価するため、受信信号のビット誤差率（ＢＥＲ）をＢＥＲ動作シミュレーションによって評価した。ＢＥＲ動作シミュレーションにおいては、シミュレーションされるパイロットチャンネル信号は一定のＥ_c／Ｉ_or＝−８dＢとし、シミュレーションされるデータチャンネル信号はＥ_c／Ｉ_orが−３５ｄＢと−１５ｄＢの間で変化させた。さらに、ＢＥＲ動作シミュレーションは現行のWＣＤＭＡ受信器のために設計された受信器フィルタのような非理想的フィルタを用いた。ＳＮＲ動作シミュレーションと同様に、ＢＥＲ動作シミュレーションは、それぞれにおいてオフセット量がＴ_c／８で、１００シンボルのそれぞれに対して１００時間スロット分繰り返した。このＢＥＲシミュレーションの結果を図７Ａに示す。量子化雑音が支配的な受信器障害であると仮定して、オフセットをもたないサンプル・ストリームと比べて、オフセット・サンプル・ストリームに対するＢＥＲ動作シミュレーションの結果は受信器のサンプリング速度がチップ速度の４倍であるときに、１０％ＢＥＲではＥ_c／Ｉ_orの受信器利得が約４dＢ、１％ＢＥＲでは約６dＢを示した。

同じ仮定で受信器サンプリング速度をチップ速度の2倍にした場合の更なるシミュレーションを行った。このＢＥＲ動作シミュレーションの結果は図７Ｂに示されている。予期したとおり、結果はサンプリング速度が下がったことによって総合的な受信器ＢＥＲ特性の劣化を示している。しかしながら、結果はまたオフセットをもたないサンプル・ストリームの処理に比べて、オフセット・サンプル・ストリームを処理することによって１０％ＢＥＲではＥ_c／Ｉ_orの受信器利得が約７dＢ、１％ＢＥＲでは約９ｄＢが達成されることを示している。

更なるＢＥＲ動作シミュレーションではサンプリング速度がチップ速度の２倍のときのオフセット・サンプル・ストリームから生じるＢＥＲを、サンプリング速度がチップ速度の４倍のときのオフセットをもたないサンプル・ストリームから生じるＢＥＲと比較する。図７Cに示すように、サンプリング速度がチップ速度の４倍である、オフセットをもたないサンプル・ストリームと比べて、サンプリング速度がチップ速度の２倍である、オフセット・サンプル・ストリームは約３ｄＢ低いＥ_c／Ｉ_orで同じＢＥＲを達成することが出来る。これらの結果が示すように、受信器特性を犠牲にすること無しにベースバンド受信器の複雑さを低減することができる。実際にこれらの結果が示すように、受信器特性を尚改良しながら、ベースバンド受信器の複雑さを軽減できる。

まとめると、オフセットをもつサンプル・ストリームを処理することによって受信信号に関するＩＰＩおよびＭＵＩの少なくともいずれかを低減することができる。この干渉低減により無線受信器１０の特性は従来の無線受信器に比べて３ｄＢ以上改良する。その結果、無線受信器１０は必要な送信パワーが低減され、そしてまたは所望の受信信号品質を達成するためにより低いサンプリング速度で動作することが出来る。送信パワーの低減はＭＵＩの影響を更に低減し、そしてまたは送信パワーリソースを他の無線受信器に振り向けることを可能とし、一方サンプリング速度の低減が無線受信器１０の複雑さを低減する。

発明の本質的な特徴から逸脱することなく、本発明を、以上に具体的に記載した内容別の方法で実行できるのは当然である。本実施形態は全ての側面で例示目的で記載されたものであって、そこに限定的な意図はなく、特許請求の範囲が意味するところと等価な範囲内での修正はここに含まれるものと意図されている。

従来の２分岐無線受信器のブロック図を示す。 本発明による２分岐無線受信器の典型的な実施形態を示す。 図１の無線受信器に対する典型的なサンプリング回路を示す。 図１の無線受信器に対する典型的なサンプリング回路を示す。 図１の無線受信器に対する典型的なサンプリング回路を示す。 図１の無線受信器に対する典型的なサンプリング回路を示す。 図１の無線受信器に対する典型的な結合回路を示す。 図１の無線受信器に対する、別の典型的な結合回路を示す。 図１の無線受信器に対する、他の典型的な結合回路を示す。 本発明による２分岐無線受信器の別の典型的な実施形態を示す。 図１の受信器に対するBER特性シミュレーションの結果の特性を示す。 図１の受信器に対するBER特性シミュレーションの結果の特性を示す。 図１の受信器に対するBER特性シミュレーションの結果の特性を示す。

Claims (44)

1. 多重分岐無線受信器で受信した信号における干渉を低減させる方法であって、
   第１及び第２の受信信号を、それぞれ第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する工程と、
   前記オフセット・サンプル・ストリームを結合して干渉を低減する工程と
   を備えることを特徴とする方法。
2. 前記第１及び第２の受信信号を、前記第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する前記工程は、
   クロック信号から前記第１のサンプリング時間を生成する工程と、
   前記第１のサンプリング時間をオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成する工程と、
   前記第１の受信信号を、前記第１のサンプリング時間で周期的にサンプリングする工程と、
   前記第２の受信信号を、前記第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングする工程と
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記第１のサンプリング時間をオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成する前記工程は、
   前記第１のサンプリング時間に時間オフセットを加えて前記第２のサンプリング時間を生成する工程
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記クロック信号から前記第１のサンプリング時間を生成する前記工程は、
   前記クロック信号の偶数番目の要素を前記第１のサンプリング時間として同定する工程
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
5. 前記第１のサンプリング時間をオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成する前記工程は、
   前記クロック信号の奇数番目の要素を前記第２のサンプリング時間として同定する工程
   を含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記クロック信号から前記第１のサンプリング時間を生成する工程は、
   前記クロック信号の負のエッジを前記第１のサンプリング時間として同定する工程
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
7. 前記第１のサンプリング時間をオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成する工程は、
   前記クロック信号の正のエッジを前記第２のサンプリング時間として同定する工程
   を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記第１のサンプリング時間をオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成する工程は、
   Ｔ_sをサンプリングの周期とし、ｍを前記多重分岐受信器における分岐の数として、前記第１のサンプリング時間をＴ_s／ｍだけオフセットして、前記第２のサンプリング時間を生成する工程
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
9. 第３の受信信号を第３のサンプリング時間で周期的にサンプリングする工程を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記第３のサンプリング時間は、前記第１及び第２のサンプリング時間のうち、少なくとも一方からオフセットされていることを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記第３のサンプリング時間は、前記第１及び第２のサンプリング時間の一方と等しいことを特徴とする請求項９に記載の方法。
12. 前記第１及び第２の受信信号を、前記第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する前記工程は、
    前記第２の受信信号にオフセットを加えて第２のオフセット受信信号を生成する工程と、
    前記第１及び第２のサンプリング時間を、共通のサンプリング時間と等しく設定する工程と、
    前記第１の受信信号と前記第２のオフセット受信信号とを、前記共通のサンプリング時間で周期的にサンプリングして前記オフセット・サンプル・ストリームを生成する工程と
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
13. 前記第１及び第２の受信信号を、前記第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する前記工程は、
    前記第１及び第２のサンプリング時間を、共通のサンプリング時間と等しく設定する工程と、
    前記第１及び第２の受信信号を、前記共通のサンプリング時間で周期的にオーバーサンプリングして第１及び第２のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームを生成する工程と、
    前記第２のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームをオフセットして、オフセットされたオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームを生成する工程と、
    前記第１のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームと、前記オフセットされたオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームとを、共通のダウンサンプリング時間で周期的にダウンサンプリングして、前記オフセット・サンプル・ストリームを生成する工程と
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
14. 前記第１及び第２の受信信号を、前記第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングしてオフセット・サンプル・ストリームを生成する前記工程は、
    前記第１及び第２のサンプリング時間を、共通のサンプリング時間と等しく設定する工程と、
    前記第１及び第２の受信信号を、前記共通のサンプリング時間で周期的にオーバーサンプリングして第１及び第２のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームを生成する工程と、
    第１のダウンサンプリング時間をオフセットして、オフセットされたダウンサンプリング時間を生成する工程と、
    前記第１のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームを、前記第１のダウンサンプリング時間で周期的にダウンサンプリングし、前記第２のオーバーサンプリングしたサンプル・ストリームを、前記オフセットされたダウンサンプリング時間で周期的にダウンサンプリングして、前記オフセット・サンプル・ストリームを生成する工程と
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
15. 前記オフセット・サンプル・ストリームを結合して干渉を低減する前記工程は、
    前記オフセット・サンプル・ストリームに基づいて重み付け係数を計算する工程と、
    前記オフセット・サンプル・ストリームに前記重み付け係数を適用して、重み付けされたサンプル・ストリームを生成する工程と、
    前記重み付けされたサンプル・ストリームを結合して、干渉を低減する工程と
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
16. 前記オフセット・サンプル・ストリームを、ＲＡＫＥ受信器フィンガーの第１及び第２のセットにそれぞれ逆拡散して、逆拡散値の第１及び第２のセットをそれぞれ生成する工程を更に備えることを特徴とする請求項１５の方法。
17. 前記オフセット・サンプル・ストリームに基づいて重み付け係数を計算する前記工程は、
    前記逆拡散値の第１及び第２のセットに基づいて、前記重み付け係数を計算する工程を更に含むことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 結合された前記サンプル・ストリームを、ＲＡＫＥフィンガーのセットで逆拡散して、逆拡散値のセットを生成する工程と、
    ＲＡＫＥ結合器において前記逆拡散値を結合する工程と
    を更に備えることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
19. 前記干渉は、シンボル間干渉、チップ間干渉、および、マルチユーザ間干渉のうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
20. 前記オフセット・サンプル・ストリームを生成するために用いられる時間オフセットを選択的に制御する工程を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
21. 第１及び第２の受信信号を、第１及び第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングして、オフセット・サンプル・ストリームを生成サンプリング回路と、
    前記オフセット・サンプル・ストリームを結合して、受信信号中の干渉を低減する結合回路と
    を備えることを特徴とする多重分岐無線受信器。
22. 前記サンプリング回路が
    時間オフセットを生成し、前記第１のサンプリング時間を、該時間オフセットによりオフセットして前記第２のサンプリング時間を生成するオフセット回路と
    前記第１の受信信号を前記第１のサンプリング時間で周期的にサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成する第１のサンプラと、
    前記第２の受信信号を前記第２のサンプリング時間で周期的にサンプリングして、前記第１のサンプル・ストリームからオフセットされた第２のサンプル・ストリームを生成する第２のサンプラと
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
23. 前記オフセット回路が
    前記時間オフセットを生成する遅延制御器と、
    前記第１のサンプリング時間に前記時間オフセットを加えて、前記第１のサンプリング時間からオフセットされた前記第２のサンプリング時間を生成する遅延素子と、
    を含むことを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
24. 前記オフセット回路が、
    クロック信号の第１の時間要素を前記第１のサンプリング時間として同定し、該クロック信号の、前記第１の時間要素からオフセットされた第２の時間要素を前記第２のサンプリング時間として同定する選択回路
    を含むことを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
25. 前記選択回路が、
    前記クロック信号の偶数番目の時間要素を前記第１の時間要素と同定し、前記クロック信号の奇数番目の時間要素を前記第２の時間要素として同定する
    ことを特徴とする請求項２４に記載の多重分岐無線受信器。
26. 前記選択回路が、
    前記クロック信号の負のエッジを前記第１の時間要素と同定し、前記クロック信号の正のエッジを前記第２の時間要素として同定する
    ことを特徴とする請求項２４に記載の多重分岐無線受信器。
27. 前記第１及び第２のサンプラの少なくとも一つは、アナログ・ディジタル変換器を含むことを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
28. 前記第１及び第２のサンプラの少なくとも一方は、オーバーサンプリング及びデシメーションのシステムを備えることを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
29. 前記オフセット回路が、
    Ｔ_sをサンプリングの周期とし、ｍを多重分岐受信器における分岐の数として、前記第２のサンプリング時間を前記第１のサンプリング時間からＴ_s／ｍだけオフセットする
    ことを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
30. 前記サンプリング回路が、
    前記第２の受信信号を前記第１の受信信号から時間オフセット分だけオフセットして、オフセットされた第２の受信信号を生成するオフセット回路を含み、
    前記第１及び第２のサンプリング時間は等価であって、前記第１及び第２のサンプラが、前記第１の受信信号と前記オフセットされた第２の受信信号とを共通のサンプリング時間でサンプリングして、前記オフセット・サンプル・ストリームを生成することを特徴とする請求項２２に記載の多重分岐無線受信器。
31. 前記サンプリング回路が
    前記第１及び第２の受信信号を共通のサンプリング時間で周期的にオーバーサンプリングして、第１及び第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを生成するための第１及び第２のオーバーサンプリング器と、
    時間オフセットを生成するオフセット回路と、
    前記第１のオーバーサンプリングされた信号を、共通のダウンサンプリング時間で周期的にダウンサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成する第１のダウンサンプリング回路と、
    前記第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームをオフセットして、オフセットされた前記第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを、共通のダウンサンプリング時間でダウンサンプリングして、前記第１のサンプル・ストリームからオフセットされた第２のサンプル・ストリームを生成する第２のダウンサンプリング回路と
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
32. 前記サンプリング回路が
    前記第１及び第２の受信信号を共通のサンプリング時間で周期的にオーバーサンプリングして、第１及び第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを生成するための第１及び第２のオーバーサンプリング器と、
    時間オフセットを生成するオフセット回路と、
    前記第１のオーバーサンプリングされた信号を、第１のダウンサンプリング時間で周期的にダウンサンプリングして第１のサンプル・ストリームを生成する第１のダウンサンプリング回路と、
    前記第２のオーバーサンプリングされたサンプル・ストリームを、前記第１のダウンサンプリング時間からオフセットされた第２のダウンサンプリング時間でダウンサンプリングして、前記第１のサンプル・ストリームからオフセットされた第２のサンプル・ストリームを生成する第２のダウンサンプリング回路と、
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
33. 第３の受信信号を第３のサンプリング時間で周期的にサンプリングして、第３のサンプル・ストリームを生成する第３のサンプリング回路を更に備えることを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
34. 前記第３のサンプリング時間が、前記第１及び第２のサンプリング時間の少なくとも一方からオフセットされていることを特徴とする請求項３３に記載の多重分岐無線受信器。
35. 前記第３のサンプリング時間が、前記第１及び第２のサンプリング時間の一方と等しいことを特徴とする請求項３３に記載の多重分岐無線受信器。
36. 前記結合回路が
    前記オフセット・サンプル・ストリームに基づいて重み付け係数を計算する重み計算器と、
    前記重み付け係数を前記オフセット・サンプル・ストリームに適用して、重み付けされたサンプル・ストリームを結合して干渉を低減させる結合器と
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
37. 前記多重分岐無線受信器が、狭帯域受信器を含むことを特徴とする請求項３６に記載の多重分岐無線受信器。
38. 前記結合回路が、ＲＡＫＥ受信器をさらに備え、該ＲＡＫＥ受信器は、
    結合された前記サンプル・ストリームを逆拡散して、逆拡散値のセットを生成する１つ以上のＲＡＫＥフィンガーと、
    前記逆拡散値のセットに基づいてＲＡＫＥ重み付け係数を計算するＲＡＫＥ重み計算器と、
    前記ＲＡＫＥ重み付け係数を前記逆拡散値に適用して、重み付けされた前記逆拡散値を結合するＲＡＫＥ結合器と
    を含むことを特徴とする請求項３６に記載の多重分岐無線受信器。
39. 前記結合回路が、前記オフセット・サンプル・ストリームを結合して干渉を低減するためのＲＡＫＥ受信器を備え、該ＲＡＫＥ受信器は、
    前記オフセット・サンプル・ストリームに基づいて重み付け係数を計算する重み計算器と、
    前記オフセット・サンプル・ストリームから生成された逆拡散値に前記重み付け係数を適用し、重み付けされた前記逆拡散値を結合して干渉を低減する結合器と
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
40. 前記ＲＡＫＥ受信器が
    第１のサンプル・ストリームを逆拡散して、逆拡散値の第１のセットを生成するＲＡＫＥフィンガーの第１のセットと、
    オフセットされた第２のサンプル・ストリームを逆拡散して、逆拡散値の第２のセットを生成するＲＡＫＥフィンガーの第２のセットと、
    を更に含み、
    前記重み計算器が、前記逆拡散値の第１及び第２のセットに基づいて前記重み付け係数を更に計算することを特徴とする請求項３９に記載の多重分岐無線受信器。
41. 前記多重分岐無線受信器が、基地局および移動局の少なくともいずれかに配置されることを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
42. 前記多重分岐無線受信器が、２分岐無線受信器を含むことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
43. 前記多重分岐無線受信器が、ＷＣＤＭＡ通信システムに配置されることを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。
44. 前記サンプリング回路が、制御器を更に備え、
    前記制御器は、前記サンプリング回路が前記オフセット・サンプル・ストリームを生成するために用いる時間オフセットを選択的に制御する
    ことを特徴とする請求項２１に記載の多重分岐無線受信器。

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