JP2846215B2

JP2846215B2 - デジタル通信用受信機

Info

Publication number: JP2846215B2
Application number: JP5134477A
Authority: JP
Inventors: 宏林
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1993-06-04
Filing date: 1993-06-04
Publication date: 1999-01-13
Anticipated expiration: 2014-01-13
Also published as: JPH06350467A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はデジタル通信用受信機に
関し、特に、デジタル自動車電話等の高速デジタル通信
における受信機に適用して好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信などにおいて高速デジ
タル移動通信を実現するための技術が研究されている。

【０００３】例えば、この様な高速デジタル移動通信に
おいては、マルチパス伝搬による周波数選択性フェージ
ングのために、伝送特性が大きく劣化する場合がある。

【０００４】つまり、自動車電話などにおいては、基地
局から自動車に対して送信されている、例えば数百ｋｂ
ｐｓ以上のデータ通信電波が自動車側で受信される場合
は、直接波の他に地表波や山や建物などからの反射波が
受信されるため、受信波は直接波だけのときの受信波形
と異なり、受信レベルが大きくなったり、小さくなった
りする。しかも、自動車は移動するので移動速度に応じ
て受信レベルがさらに変動し、移動速度によっては、受
信レベルの変化の周期（周波数）が変化する。従って、
受信レベルが不規則に変動するので、この様なマルチパ
ス伝搬の影響を受けた受信波から直接にＰＳＫ（Ｐｈａ
ｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ、位相シフトキーイン
グ）変調信号に対する復調などを行うと誤った符号（デ
ータ）を出力する場合がある。

【０００５】この様な場合には、上記劣化（誤り）を補
償するために、適応等化器を用いて受信波の劣化を補償
することが行われている。

【０００６】この適応等化器の従来の技術については、
例えば、文献：ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖ
ｏｌ．４０、Ｎｏ．２、ｐｐ．３３３〜ｐｐ．３４１、
Ｍａｙ、１９９１年、「ＡｄａｐｔｉｖｅＥｑｕａｌ
ｉｚａｔｉｏｎｆｏｒＴＤＭＡＤｉｇｉｔａｌＭ
ｏｂｉｌｅＲａｄｉｏ」、などに示されている。

【０００７】そして、この様な適応等化器を備えた受信
機も開発されている。この様な適応等化受信機において
は、例えば、判定帰還型等化器を用いたものや、線形等
化器を用いたものや、最尤系列推定受信機等などが挙げ
られる。

【０００８】判定帰還型等化器や線形等化器は、トラン
スバーサル型のフィルタで構成される。トランスバーサ
ル型のフィルタのタップ係数は、多重波（直接波と遅延
波の合成波）を等化するように設定される。そして、伝
送路の状況に合わせて適応的に更新される。そして、等
化する多重波の直接波に対する遅延波の遅延時間が長く
なるにつれて、トランスバーサル型のフィルタのタップ
数を増やす必要がある。しかし、タップ数が増加するに
ともない、タップ係数更新に要する演算量も増加し実現
が難しくなるため、タップ数は、実現可能な程度の値に
設定される。

【０００９】また、最尤系列推定受信機については、例
えば文献『Ｒ．Ｄ’ａｖｅｌｌａ，Ｌ．Ｍｏｒｅｎｏ
ａｎｄＭ．Ｓａｎｔ’ａｇｏｓｔｉｎｏ，「ＡｎＡ
ｄａｐｔｉｖｅＭＬＳＥＲｅｃｉｅｖｅｒｆｏｒ
ＴＤＭＡＤｉｇｉｔａｌＭｏｂｉｌｅＲａｄｉ
ｏ」，ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｎＳｅｌｅｃｔ
ｅｄＡｒｅａｓｉｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．１，ｐｐ１２２−１２９，Ｊａ
ｎｕａｒｙ１９８９』に記載されている。

【００１０】最尤系列推定受信機は、受信信号の帯域外
雑音をフィルタで除去した後、信号をデジタル化し、雑
音の影響を最小化する整合フィルタを通し、その出力か
ら状態推定回路により送信シンボルを最尤推定するもの
である。この状態推定回路の最尤推定アルゴリズムとし
ては、例えばビタビアルゴリズムが用いられる。ここ
で、整合フィルタのタップ係数は、データの処理の前又
は処理と同時に推定された伝送路のインパルス応答に基
づいて設定される。また、この設定された伝送路のイン
パルス応答は、送信シンボルの最尤推定のためにも用い
られる。また、等化対象とする遅延波の遅延時間が長く
なるにつれ、整合フィルタのタップ数を増やす必要があ
る。しかし、整合フィルタのタップ数が増加するに従
い、最尤推定に要する演算量も増加し実現が難しくなる
ため、整合フィルタのタップ数は、実現可能な値に設定
される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
適応等化受信機においては、適応等化に要する演算量を
考慮し、等化対象の遅延波の最大遅延時間を設定し、そ
の時間内の遅延波を等化する構成であり、受信機に設定
した最大遅延時間を越える遅延波が到来した場合には、
受信特性が著しく劣化する。

【００１２】例えば適応等化受信機が自動車に搭載され
て移動した場合には、伝送路のインパルス応答もその周
囲環境によって変化する。例えば、図２は伝送路のイン
パルス応答の例を示す図である。図２（ａ）は遅延波が
比較的弱い場合、図２（ｂ）は遅延波が比較的強い場合
の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信号のサ
ンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周期（１
Ｔ）を表す。各々のサンプル時間における伝送路のイン
パルス応答のサンプルを黒丸で示し、各サンプルにＳ₀
〜Ｓ₅の符号を付す。

【００１３】通常、適応等化受信機においては、エネル
ギーが最大となる隣接し合うインパルス応答のサンプル
を選択し、そのサンプルに基づき送信符号を推定する。
例えば、適応等化受信機が考慮する最大遅延時間を２Ｔ
とした場合、伝送路のインパルス応答のサンプルから、
隣接し合いエネルギーが最大となる３サンプルを選び出
し送信符号を推定する。よって、伝送路が図２（ａ）の
ようなインパルス応答を有する場合、Ｓ₀，Ｓ₁及びＳ
₂のサンプルを用いて送信符号の推定を行う。この場
合、Ｓ₃以降のサンプルのエネルギーが無視できるほど
小さければ、適応等化受信機の特性を劣化させることも
ない。一方、伝送路が図２（ｂ）のようなインパルス応
答を持つ場合にもＳ₀，Ｓ₁及びＳ₂のサンプルを用い
て最尤推定を行うが、Ｓ₃以降のサンプルのエネルギー
が無視できないほど大きいため適応等化受信機の特性は
著しく劣化する。

【００１４】第１の発明は、以上の点を考慮してなされ
たものであり、適応等化に要する演算量を増加させるこ
となく、等化対象の遅延波の最大遅延時間を長くできる
デジタル通信用受信機を提供することを目的とする。

【００１５】また、従来の最尤系列推定受信機は、一般
に、周波数選択性フェージングの下では、他の適応等化
受信機と比較して良好な受信特性を有する。しかし、考
慮すべきマルチパスの最大遅れ時間が長い場合には、考
慮すべきインパルス応答の時間間隔が長くなって、状態
推定手段における送信シンボルの最尤推定にかかる処理
量が指数的に増加するため、実現は難しい。そのため、
考慮すべきインパルス応答の時間間隔として、従来は状
態推定手段が実用化できる程度の値に選定されていた。
例えば、整合フィルタのタップ数をＮに選定した場合、
考慮し得るインパルス応答の時間間隔は、信号のサンプ
リング周期をＴとして、（Ｎ＋１）Ｔとなる。

【００１６】例えば、最尤系列推定受信機が自動車に搭
載されて移動した場合には、伝送路のインパルス応答も
その周囲環境によって変化する。例えば、図３は伝送路
のインパルス応答の例を示す図である。図３（ａ）は遅
延波が比較的弱い場合、図３（ｂ）は遅延波が比較的強
い場合の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信
号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周
期（１Ｔ）を表す。最尤系列推定受信機は、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルを用いて送信シンボルを最尤推
定するため、伝送路のインパルス応答のサンプルを黒丸
で示し、各サンプルにＳ₀〜Ｓ₂の符号を付す。

【００１７】通常、最尤系列推定受信機においては、エ
ネルギーが最大となる隣接し合うインパルス応答のサン
プルを選択し最尤推定を行う。例えば、最尤系列推定受
信機が考慮する最大遅延時間を１Ｔとした場合、伝送路
のインパルス応答のサンプルから、隣接し合いエネルギ
ーが最大となる２サンプルを選び出し最尤推定に用い
る。よって、伝送路が図３（ａ）のようなインパルス応
答を有する場合、Ｓ₀及びＳ₁のサンプルを用いて最尤
推定を行う。この場合、Ｓ₂のサンプルのエネルギーが
無視できるほど小さければ、最尤系列推定受信機の特性
を劣化させることもない。一方、伝送路が図３（ｂ）の
ようなインパルス応答を持つ場合にもＳ₀及びＳ₁のサ
ンプルを用いて最尤推定を行うが、Ｓ₂のサンプルのエ
ネルギーが無視できないほど大きいため最尤系列推定受
信機の特性は著しく劣化する。

【００１８】第２の発明は、以上の点を考慮してなされ
たものであり、考慮する最大遅延時間を越える遅延時間
を持つ多重波が到来する場合に、状態推定手段の演算量
を増加させることなく、上記多重波を等化することので
きるデジタル通信用受信機を提供することを目的とす
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、第１の発明においては、受信信号のサンプルから伝
送路のインパルス応答を推定する伝送路推定手段と、受
信信号のサンプルを一時的に記憶する受信信号記憶手段
と、この受信信号記憶手段が記憶した受信信号のサンプ
ルから、適応等化により符号を出力する適応等化手段
と、この適応等化手段が出力した符号を一時的に記憶す
る符号記憶手段とを有するデジタル通信用受信機を、以
下のようにした。

【００２０】すなわち、上記伝送路推定手段で推定した
インパルス応答のサンプルから、隣接するか否かに関わ
らず、２乗和を最大とし、等間隔に並ぶ応答サンプルを
選択する応答選択手段と、この選択情報に応じて、上記
受信信号記憶手段より出力される受信信号のサンプルの
順序を制御し、上記符号記憶手段より出力される符号の
順序を制御する記憶制御手段を設けた。

【００２１】記憶制御手段は、応答選択手段が選択した
サンプルが隣接していない場合には、選択したサンプル
の間隔と同様に、飛び飛びに受信信号のサンプルを適応
等化手段へ与えるように制御する。また、適応等化手段
において飛び飛びに推定された符号を、元の順序で出力
するように符号記憶手段を制御する。

【００２２】また、第２の発明においては、受信信号の
サンプルを一時的に記憶する受信信号記憶手段と、伝送
路のインパルス応答を推定する伝送路推定手段と、伝送
路推定手段で推定したインパルス応答に基づいて受信信
号記憶手段の出力から送信シンボル列を最尤推定する状
態推定手段と、この状態推定手段が推定したシンボル列
を一時的に記憶するシンボル記憶手段とを有する、デジ
タル通信用受信機を、以下のようにした。

【００２３】すなわち、伝送路推定手段が推定したイン
パルス応答のサンプルから、サンプルが隣接するか否か
に関わらず、エネルギーが最大となるようにサンプルを
選択する応答選択手段と、この選択したサンプルの間隔
に応じて、上記受信信号記憶手段より出力される受信信
号のサンプルの順序を制御し、上記シンボル記憶手段よ
り出力される推定シンボルの順序を制御する記憶制御手
段とを設けた。

【００２４】記憶制御手段は、応答選択手段が選択した
サンプルが隣接していない場合には、選択したサンプル
の間隔と同様飛び飛びに受信信号のサンプルを状態推定
手段へ与えるように制御する。また、状態推定手段にお
いて飛び飛びに推定されたシンボルを、元の順序で出力
するようにシンボル記憶手段を制御する。

【００２５】

【作用】第１の発明によれば、伝送路推定手段が推定し
たインパルス応答のサンプルから、設定した最大遅延時
間より長い遅延時間をもつ多重波をも等化できるように
サンプルを選択し、この選択情報に応じて、受信信号記
憶手段に記憶された受信信号のサンプル及び符号記憶手
段に記憶された符号の出力の順序を制御することによ
り、等化対象の遅延波の最大遅延時間を長くすることが
できる。適応等化手段は、従来のものと何等変わるもの
ではないため、適応等化に要する演算量を増加させるこ
ともない。

【００２６】また、第２の発明によれば、伝送路推定手
段が推定したインパルス応答のサンプルから、エネルギ
ーが最大となる組み合わせを、サンプルが隣接するか否
かに関わらず、選択し、この選択したサンプルの間隔に
基づき、受信信号記憶手段に記憶された受信信号のサン
プル及びシンボル記憶手段に記憶された推定シンボルの
出力の順序を制御することにより、考慮すべきインパル
ス応答の時間間隔を長くすることができる。状態推定手
段は、従来のものと何等変わるものではないため、状態
推定に要する演算量を増加させることもない。

【００２７】

【実施例】まず、第１の発明によるデジタル通信用受信
機（以下適応等化受信機という）の一実施例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図１が、この実施例の構
成を示すブロック図である。

【００２８】図１において、この実施例の適応等化受信
機は、受信信号入力端子１、周波数変換回路２、低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）３、アナログ／デジタル変換回路
（Ａ／Ｄ）４、受信信号記憶回路５、適応等化回路６、
符号記憶回路７、符号出力端子８、伝送路推定回路９、
応答選択回路１０、記憶制御回路１１から構成されてい
る。

【００２９】受信信号入力端子１には、受信機のアンテ
ナから受信した無線周波数帯の信号が到達し、この信号
に、周波数変換回路２において、同期検波などによりベ
ースバンド信号に変換される。なお、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、周波数
変換回路２から同相成分と直交成分とが出力される。こ
の場合、周波数変換回路２以降の構成は、全て同相と直
交の２つの信号成分を取り扱うものを適用する。

【００３０】周波数変換回路２からのベースバンド信号
はＬＰＦ３に与えられ、このＬＰＦ３によって所望周波
数帯域外の雑音を除去された後、Ａ／Ｄ変換回路４にお
いてシンボル周期をサンプリング周期としてデジタル信
号に変換される。このデジタル信号は、受信信号記憶回
路５及び伝送路推定回路９に与えられる。

【００３１】図４は、高速デジタル移動通信において用
いられるバースト信号の例を示す図である。これは、欧
州のデジタル移動通信システムであるＧＳＭシステムの
例を示している。バースト信号の中央付近にトレーニン
グ系列と呼ばれる受信機側で既知の系列が送られてお
り、この系列を用いて伝送路推定回路９は伝送路のイン
パルス応答を推定する。以下の実施例において、適応等
化受信機は１バースト単位で処理を行い、伝送路のイン
パルス応答は１バースト内で定常であるものとする。す
なわち、受信信号記憶回路５はＡ／Ｄ変換回路４より与
えられる受信信号のサンプルを１バースト分記憶し、符
号記憶回路７は適応等化回路６の出力符号を１バースト
分記憶し、伝送路推定回路９は１バーストにつき１回伝
送路のインパルス応答を推定するものとする。

【００３２】Ａ／Ｄ変換回路４の出力である受信信号の
サンプルは、伝送路推定回路９へも与えられる。伝送路
推定回路９は、受信信号のサンプルに基づいて、伝送路
のインパルス応答を推定し、推定したインパルス応答を
応答選択回路１０に与える。このインパルス応答の推定
方法としては周知のいずれの方法を適用しても良い。例
えば、文献『本間光一、上杉充、椿和久著、「ＴＤＭＡ
ディジタル移動通信における適応等化」、電子情報通信
学会論文誌Ｂ−II Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−IIＮｏ．１
１ｐｐ．５８７−５９４１９８９年１１月』に記載の
方法を適用することができる。

【００３３】応答選択回路１０は、伝送路の推定された
インパルス応答のサンプルから有効なサンプルを選択
し、どのサンプルを選択したかを示す応答選択情報を記
憶制御回路１１に与える。

【００３４】次に応答選択回路１０における具体的な選
択の方法について、例えば推定された伝送路のインパル
ス応答から選び出す有効なサンプル数を３とした場合に
ついて説明する。すなわち、以下の実施例において、適
応等化回路６が参照するインパルス応答のサンプル数を
３とした場合について説明する。

【００３５】図２は伝送路のインパルス応答を推定した
ときの特性図である。前述したように、図２（ａ）は遅
延波が比較的弱い場合、図２（ｂ）は遅延波が比較的強
い場合の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信
号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周
期（１Ｔ）を表す。各時間の応答レベルのサンプルを黒
丸で示し、各サンプルにＳ₀〜Ｓ₅の符号を付す。

【００３６】応答選択回路１０は、伝送路のインパルス
応答のサンプルより、隣接する３つのサンプルと等間隔
に並ぶ３つのサンプルの全ての組み合わせのうちから、
最もエネルギーの大きな組み合わせを選択する。すなわ
ち、Ｓ₀Ｓ₁Ｓ₂，Ｓ₁Ｓ₂Ｓ₃，Ｓ₂Ｓ₃Ｓ₄，Ｓ₃
Ｓ₄Ｓ₅，Ｓ₀Ｓ₂Ｓ₄，Ｓ₁Ｓ₃Ｓ₅の６つの組み合
わせから、サンプルの２乗和が最も大きくなるサンプル
の組み合わせを選択する。例えば、図２（ａ）の例では
Ｓ₀とＳ₁とＳ₂を、図２（ｂ）の例ではＳ₀とＳ₂と
Ｓ₄を選択する。応答選択回路１０は、どのサンプルを
選択したかを意味する応答選択情報を記憶制御回路１１
に与える。また、応答選択回路１０は、選択したインパ
ルス応答のサンプルを適応等化回路６に与える。

【００３７】応答等化回路６は、受信信号記憶回路５か
ら与えられる受信信号のサンプルと応答選択回路１０か
ら与えられるインパルス応答のサンプルとから、送信符
号を推定し、符号記憶回路７へ与える。この適応等化回
路６としては、例えば、判定帰還型等化器を用いたもの
や、線形等化器を用いたものや、最尤系列推定法を用い
たものなどが適用できる。

【００３８】図５は一実施例の適応等化回路６を実現す
る構成図である。

【００３９】図５の適応等化回路６は、判定帰還型の適
応等化回路である。そして、この判定帰還型等化回路
は、入力信号をフィードフォワードフィルタ４８０と、
フィードバックフィルタ４９０で適応等化するものであ
って、等化出力は判定回路４６０から出力される。フィ
ルタのタップ係数は、選択された伝送路のインパルス応
答のサンプルをタップ係数設定回路４７０が応答選択回
路１０から取り込んで、タップ係数を各フィルタに設定
する。

【００４０】応答選択回路１０で得られた応答選択情報
は、記憶制御回路１１へ与えられる。記憶制御回路１１
は、受信信号記憶回路５より出力される受信信号のサン
プルの順序及び符号記憶回路７より出力される符号の順
序を制御する。

【００４１】次に、受信信号記憶回路５及び符号記憶回
路７における、記憶制御回路１１による出力順序制御の
具体的な方法について説明する。

【００４２】図６は、受信信号のサンプルが受信信号記
憶回路５へ入力される順序、記憶された受信信号のサン
プルが適応等化回路６へ入力される順序及び符号記憶回
路７が記憶した推定符号を符号出力端子８へ出力する順
序を示す図である。枠内の数字は受信信号のサンプルま
たは推定符号の番号であり、送信された順番に対応す
る。受信信号のサンプルの番号と推定したシンボルの番
号は１対１に対応する。

【００４３】例えば、応答選択回路１０において、図２
（ａ）の例のように隣接するサンプルを選択した場合に
は、図６（ａ）に示すように、受信信号記憶回路５及び
符号記憶回路７は、入力された順番通りに出力する。す
なわち、適応等化回路６は受信した順番通りに送信符号
を推定することを意味する。また、符号記憶回路７も入
力された順序通りに推定符号を出力する。

【００４４】一方、図２（ｂ）の例のように１サンプル
おきの組み合わせを選択した場合には、受信信号記憶回
路５は図６（ｂ）に示すように、１サンプルおきに受信
信号のサンプルを出力する。例えば、まず偶数の番号を
持つサンプルを出力し、その後奇数の番号を持つサンプ
ルを出力する。適応等化回路６は、入力された順に符号
を推定し、その順に符号記憶回路７へ出力する。符号記
憶回路７は、受信信号記憶回路５の出力において行った
サンプルの順序の変更を、元に戻すように制御される。

【００４５】従って、上記実施例によれば、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルから、２Ｔ以上の間隔を持つ組
み合わせも選択し得るため、受信機に長い遅延時間をも
つ多重波が到来した場合、従来に比して特性を改善する
ことができる。また、適応等化回路６は従来のものと何
等変わらないため、適応等化に要する演算量を増加させ
ることもない。

【００４６】次に、第２の発明によるデジタル通信用受
信機（以下最尤系列推定受信機という）の一実施例を図
面を参照しながら詳述する。ここで、図７が、この実施
例の構成を示すブロック図である。

【００４７】図７において、この実施例の最尤系列推定
受信機は、受信信号入力端子１、周波数変換回路２、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）３、アナログ／デジタル変換
回路（Ａ／Ｄ）４、受信信号記憶回路５、整合フィルタ
１３、状態推定回路１４、シンボル記憶回路１５、推定
シンボル出力端子１６、応答選択回路１０、伝送路推定
回路９、係数設定回路１２、記憶制御回路１１から構成
されている。

【００４８】受信信号入力端子１には、受信機のアンテ
ナから受信した無線周波数帯の信号が到達し、この信号
に、周波数変換回路２において、同期検波などによりベ
ースバンド信号に変換される。なお、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、周波数
変換回路２から同相成分と直交成分とが出力される。こ
の場合、周波数変換回路２以降の構成は、全て同相と直
交の２つの信号成分を取り扱うものを適用する。

【００４９】周波数変換回路２からのベースバンド信号
はＬＰＦ３に与えられ、このＬＰＦ３によって所望周波
数帯域外の雑音を除去された後、Ａ／Ｄ変換回路４にお
いてシンボル周期をサンプリング周期としてデジタル信
号に変換される。このデジタル信号は、受信信号記憶回
路５及び伝送路推定回路９に与えられる。

【００５０】図４は、前述したように高速デジタル移動
通信において用いられるバースト信号の例を示す図であ
る。これは、欧州のデジタル移動通信システムであるＧ
ＳＭシステムの例を示している。バースト信号の中央付
近にトレーニング系列と呼ばれる受信機側で既知の系列
が送られており、後述する伝送路推定回路９は、この系
列を用いて伝送路のインパルス応答を推定する。以下の
実施例において、最尤系列推定受信機は１バースト単位
で処理を行ない、伝送路のインパルス応答は１バースト
内で定常であるものとする。すなわち、受信信号記憶回
路５はＡ／Ｄ変換回路４より与えられる受信信号のサン
プルを１バースト分記憶し、シンボル記憶回路１５は状
態推定回路１４から出力される推定シンボルを１バース
ト分記憶し、伝送路推定回路９は１バーストにつき１回
伝送路のインパルス応答を推定するものとする。

【００５１】伝送路推定回路９は、Ａ／Ｄ変換回路４か
ら与えられたデジタル信号に基づいて、伝送路のインパ
ルス応答を推定し、推定したインパルス応答を応答選択
回路１０に与える。このインパルス応答の推定方法とし
ては周知のいずれの方法を適用しても良い。例えば、文
献『本間光一、上杉充、椿和久著、「ＴＤＭＡディジタ
ル移動通信における適応等化」、電子情報通信学会論文
誌Ｂ−II Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−II Ｎｏ．１１ｐ
ｐ．５８７−５９４１９８９年１１月』に記載の方法
を適用することができる。

【００５２】応答選択回路１０は、伝送路の推定された
インパルス応答のサンプルから有効なサンプルを選択
し、どのサンプルを選択したかを示す応答選択情報を記
憶制御回路１１に与える。また、応答選択回路１０は、
選択した有効なインパルス応答のサンプルを状態推定回
路１４及び係数設定回路１２へ与える。

【００５３】次に応答選択回路１０における具体的な選
択の方法について、例えば推定された伝送路のインパル
ス応答から選び出す有効なサンプル数を２とした場合に
ついて説明する。すなわち、以下の実施例において、整
合フィルタ１３のタップ数を２とし、状態推定回路１４
が必要とする伝送路のインパルス応答のサンプル数を２
とした場合について説明する。

【００５４】例えば、図３は伝送路のインパルス応答を
推定したときの特性図である。前述したように、図３
（ａ）は遅延波が比較的弱い場合、図３（ｂ）は遅延波
が比較的強い場合の例を示している。時間軸の目盛りは
デジタル信号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１
シンボル周期（１Ｔ）を表す。各時間の応答レベルのサ
ンプルを黒丸で示し、各サンプルにＳ₀〜Ｓ₂の符号を
付す。

【００５５】そして、応答選択回路１０は、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルの全ての組み合わせのうちか
ら、最もエネルギーの大きな組み合わせを選択する。す
なわち、サンプルの２乗和が最も大きくなるサンプルの
組み合わせを選択する。例えば、図３（ａ）の例ではＳ
₀とＳ₁を、図３（ｂ）の例ではＳ₀とＳ₂を選択す
る。応答選択回路１０は、どのサンプルを選択したかを
意味する応答選択情報を記憶制御回路１１に与える。ま
た、応答選択回路１０は、選択したインパルス応答のサ
ンプルを状態推定回路１４及び係数設定回路１２に与え
る。

【００５６】係数設定回路１２は、応答選択回路１０よ
り与えられたインパルス応答のサンプルに基づき整合フ
ィルタ１３のタップ係数を設定し、整合フィルタ１３へ
与える。係数設定回路１２は、例えば、インパルス応答
のサンプル値の複素共役をとり、時間を反転させて整合
フィルタ１３のタップ係数とする。

【００５７】整合フィルタ１３は、係数設定回路１２よ
り与えられたタップ係数を有するトランスバーサル型の
フィルタである。整合フィルタ１３は、後述する受信信
号記憶回路５より与えられる受信信号のサンプルをフィ
ルタリングすることにより雑音の影響を最小化し、状態
推定回路１４へ与える。

【００５８】状態推定回路１４は、整合フィルタ１３か
らの受信信号系列から送信シンボルを最尤推定し、結果
をシンボル記憶回路１５へ与える。この実施例の場合、
状態推定回路１４における最尤推定にビタビ（Ｖｉｔｅ
ｒｂｉ）アルゴリズムを用いる。

【００５９】図８は、ビタビアルゴリズムが適用された
状態推定回路１４の詳細構成例を示すものである。状態
推定回路１４は、入力端子２０を介して与えられた整合
フィルタ１３からの受信信号と応答選択回路１０から与
えられたインパルス応答から受信信号をとり得る全ての
状態との距離（ブランチメトリック）をサンプル毎に計
算するブランチメトリック演算回路２１と、受信信号と
予測される状態を時系列信号としブランチメトリックの
演算結果を基に信号系列としての距離（パスメトリッ
ク）を計算するパスメトリック演算回路２２と、受信信
号系列に最も近い予測信号系列選択するパス選択回路２
３と、パスメトリック演算回路２２が利用するパスメト
リックを記憶するパスメトリック記憶回路２４と、受信
信号系列に最も近い予測値列を与えるデータ列を送信シ
ンボルとして逐次選択決定するパスデータ変換回路２５
とからなる。

【００６０】応答選択回路１０で得られた応答選択情報
は、記憶制御回路１１へ与えられる。記憶制御回路１１
は、受信信号記憶回路５より出力される受信信号のサン
プルの順序及びシンボル記憶回路１５より出力される推
定シンボルの順序を制御する。

【００６１】次に、受信信号記憶回路５及びシンボル記
憶回路１５における、記憶制御回路１１による出力順序
制御の具体的な方法について説明する。

【００６２】図９は、受信信号のサンプルが受信信号記
憶回路５へ入力される順序、記憶された受信信号のサン
プルが整合フィルタ１３へ入力される順序及びシンボル
記憶回路１５が記憶した推定シンボルを推定シンボル出
力端子１６へ出力する順序を示す図である。枠内の数字
は受信信号のサンプルまたは推定シンボルの番号であ
り、送信された順番に対応するのである。受信信号のサ
ンプルの番号と推定したシンボルの番号は１対１に対応
する。

【００６３】例えば、応答選択回路１０において、図３
（ａ）の例のように隣接するサンプルを選択した場合に
は、図９（ａ）に示すように、受信信号記憶回路５及び
シンボル記憶回路１５は、入力された順番通りに出力す
る。すなわち、状態推定回路１４は受信した順番通りに
送信シンボルを推定することを意味する。また、シンボ
ル記憶回路１５も入力された順序通りに推定シンボルを
出力する。

【００６４】一方、図３（ｂ）の例のように１サンプル
隔てた組み合わせを選択した場合には、受信信号記憶回
路５は図９（ｂ）に示すように、１サンプルおきに受信
信号のサンプルを出力する。例えば、まず偶数の番号を
持つサンプルを出力し、その後奇数の番号を持つサンプ
ルを出力する。状態推定回路１４は、送信シンボルを１
つおきに推定し、その順にシンボル記憶回路１５へ出力
する。シンボル記憶回路１５は、受信信号記憶回路５に
おいて行ったサンプルの順序の変更を、元に戻すように
制御される。

【００６５】従って、上記実施例によれば、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルから、エネルギーが最も大きく
なる組み合わせを、隣接するか否かに関わらず選択する
ため、受信機に長い遅延時間をもつ多重波が到来した場
合、従来に比して特性を改善することができる。また、
状態推定回路１４は従来のものとなんら変わらないた
め、状態推定に要する演算量を増加させることもない。

【００６６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、伝送路推定手段が推定したインパルス応答の
サンプルから、２Ｔ以上の間隔を持つ組み合わせも選択
し得るため、長い遅延時間を持つ多重波に対し、良い等
化特性を持つ適応等化受信機を実現できる。また、適応
等化回路６は従来のものと何等変わらないため、適応等
化に要する演算量を増加させることもないという効果も
ある。

【００６７】また、第２の発明によれば、伝送路推定手
段が推定したインパルス応答のサンプルから、整合フィ
ルタのタップ数に対応する最大遅延時間より長い遅延時
間をもつ多重波を等化できるようにサンプルを選択する
ため、受信特性の良い最尤系列推定受信機を実現でき
る。また、選択するサンプル数は整合フィルタのタップ
数に等しいため、状態推定に要する演算量を増加させる
こともないという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の実施例を示すブッロク図である。

【図２】伝送路のインパルス応答を示す図である。

【図３】伝送路のインパルス応答を示す図である。

【図４】バースト信号の構成例を示す図である。

【図５】図１の適応等化回路６の一例を示す構成図であ
る。

【図６】受信信号記憶回路５及び符号記憶回路７の出力
順序を示す図である。

【図７】第２の発明の実施例を示すブロック図である。

【図８】図７の状態推定回路１４の一例を示す構成図で
ある。

【図９】受信信号記憶回路５及びシンボル記憶回路１５
の出力順序を示す図である。

【符号の説明】

５受信信号記憶回路６適応等化回路７符号記憶回路９伝送路推定回路１０応答選択回路１１記憶制御回路１２係数設定回路１３整合フィルタ１４状態推定回路１５シンボル記憶回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号のサンプルから伝送路のインパ
ルス応答を推定する伝送路推定手段と、受信信号のサン
プルを一時的に記憶する受信信号記憶手段と、この受信
信号記憶手段が記憶した受信信号のサンプルから適応等
化により送信符号を推定する適応等化手段と、この適応
等化手段が出力した推定符号を一時的に記憶する符号記
憶手段とを有するデジタル通信用受信機において、上記伝送路推定手段で推定したインパルス応答のサンプ
ルから等間隔に並ぶ応答サンプルを選択する応答選択手
段と、この選択したサンプルの間隔に応じて上記受信信
号記憶手段より出力される受信信号のサンプルの順序を
制御し、上記符号記憶手段より出力される推定符号の順
序を制御する記憶制御手段を備えることを特徴とするデ
ジタル通信用受信機。
【請求項２】上記応答選択手段は、伝送路のインパル
ス応答のサンプルの２乗和が最大となるよう選択するこ
とを特徴とする請求項１に記載するデジタル通信用受信
機。
【請求項３】上記記憶制御手段は、上記応答選択手段
が選択したサンプルの間隔で間引いて出力するように上
記受信信号記憶手段の出力を制御し、間引いた受信信号
のサンプルを元に戻すように符号記憶手段の出力を制御
することを特徴とする請求項１に記載するデジタル通信
用受信機。
【請求項４】受信信号のサンプルを一時的に記憶する
受信信号記憶手段と、受信信号のサンプルから伝送路の
インパルス応答を推定する伝送路推定手段と、この伝送
路推定手段で推定したインパルス応答と上記受信信号記
憶手段に記憶された受信信号のサンプルに基づいて送信
シンボル列を最尤系列推定する状態推定手段と、この状
態推定手段が推定したシンボルを一時的に記憶するシン
ボル記憶手段とを有するデジタル通信用受信機におい
て、上記伝送路推定手段で推定したインパルス応答のサンプ
ルから２乗和が最大となるようにサンプルを選択する応
答選択手段と、この応答選択手段が選択したサンプルの
間隔に応じて上記受信信号記憶手段より出力される受信
信号のサンプルの順序を制御し、上記シンボル記憶手段
より出力される推定シンボルの順序を制御する記憶制御
手段とを備えることを特徴とするデジタル通信用受信
機。