JPH10210093A - 信号オフセット除去方法 - Google Patents
信号オフセット除去方法Info
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- JPH10210093A JPH10210093A JP9355040A JP35504097A JPH10210093A JP H10210093 A JPH10210093 A JP H10210093A JP 9355040 A JP9355040 A JP 9355040A JP 35504097 A JP35504097 A JP 35504097A JP H10210093 A JPH10210093 A JP H10210093A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタルパスバンド伝送システムで動作可
能な無線受信機のＤＣオフセットおよび／または位相オ
フセットの推定法を提供する。 【解決手段】 この推定方法は、受信無線信号を伝送シ
ステムのシンボルレートでサンプリングし一セットのデ
ータサンプルを生成するステップと、信号空間でデータ
サンプル毎の受信信号点を決定するために該データサン
プルセット中に含まれる各データサンプルを処理するス
テップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定す
るステップと、該データサンプルセットについて各受信
信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を最小
限度にするＤＣオフセットおよび位相オフセットを算出
するステップとからなる。
能な無線受信機のＤＣオフセットおよび／または位相オ
フセットの推定法を提供する。 【解決手段】 この推定方法は、受信無線信号を伝送シ
ステムのシンボルレートでサンプリングし一セットのデ
ータサンプルを生成するステップと、信号空間でデータ
サンプル毎の受信信号点を決定するために該データサン
プルセット中に含まれる各データサンプルを処理するス
テップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定す
るステップと、該データサンプルセットについて各受信
信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を最小
限度にするＤＣオフセットおよび位相オフセットを算出
するステップとからなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルパスバ
ンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣオフセ
ットおよび位相オフセットを推定する方法に関するもの
である。
ンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣオフセ
ットおよび位相オフセットを推定する方法に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図１は公知のディジタルパスバンド伝送
システムの全体構成を示す図である。
システムの全体構成を示す図である。
【０００３】同図において、データ源１０はＴ秒周期毎
にデータシンボルｍn を送出する。シンボルが生成さ
れ、システムに送受信されるレートは一定で、１／Ｔの
シンボルレートとなる。符号器１１はデータ源１０の出
力（ｍ0 ，ｍ1 ，ｍ2 ，．．．）に作用し、各データシ
ンボルｍn を群点ｓn へ符号化する。この群点は信号空
間で幾何学的に表わされる。それぞれ別個に存在し得る
群点の総数は有限であり、存在し得る一セットのデータ
シンボルに相当する一セットの群点は信号群として知ら
れている。生成された各群点ｓn に対し、変調器１２が
データシンボルｍnの表現として継続時間Ｔ秒の個別変
調信号ｓn （ｔ）をつくる。そして、送信機のアンテナ
１３が伝送システムの通信チャネルに各変調信号ｓ
n （ｔ）を送信する。ディジタルパスバンド伝送システ
ムで動作する受信機は、アンテナ１４経由で各送信信号
ｓn （ｔ）を継続時間Ｔ秒の受信信号ｒn （ｔ）として
受信する。
にデータシンボルｍn を送出する。シンボルが生成さ
れ、システムに送受信されるレートは一定で、１／Ｔの
シンボルレートとなる。符号器１１はデータ源１０の出
力（ｍ0 ，ｍ1 ，ｍ2 ，．．．）に作用し、各データシ
ンボルｍn を群点ｓn へ符号化する。この群点は信号空
間で幾何学的に表わされる。それぞれ別個に存在し得る
群点の総数は有限であり、存在し得る一セットのデータ
シンボルに相当する一セットの群点は信号群として知ら
れている。生成された各群点ｓn に対し、変調器１２が
データシンボルｍnの表現として継続時間Ｔ秒の個別変
調信号ｓn （ｔ）をつくる。そして、送信機のアンテナ
１３が伝送システムの通信チャネルに各変調信号ｓ
n （ｔ）を送信する。ディジタルパスバンド伝送システ
ムで動作する受信機は、アンテナ１４経由で各送信信号
ｓn （ｔ）を継続時間Ｔ秒の受信信号ｒn （ｔ）として
受信する。
【０００４】すなわち、受信機は受信無線信号を該伝送
システムのシンボルレートでサンプリングし、一続きの
データサンプルあるいは受信信号ｒn （ｔ）を生成す
る。受信機の仕事は、該一続きの受信信号ｒn （ｔ）を
処理して一続きの送出データシンボルｍn を再生するこ
とにある。この仕事は二つのステージで実行される。ま
ず第一のステージは検出器１５であり、継続時間Ｔ秒の
受信信号ｒn （ｔ）に作用して観測点あるいは受信信号
点ｒn を生成する。群点のように、この受信信号点も信
号空間で幾何学的に表わされる。検出器１６は受信機の
第二ステージを構成し、受信信号点ｒn についての意志
決定プロセスを実行して元のメッセージ信号ｍn の推定
値ｍ’n を生成する。そして、図１の送信機で発生する
符号化および変調プロセスは、通常、例えば着信データ
サンプルｍn に則した方法で搬送波１７の位相を切り換
えるプロセス（キーイングプロセス）を含む。
システムのシンボルレートでサンプリングし、一続きの
データサンプルあるいは受信信号ｒn （ｔ）を生成す
る。受信機の仕事は、該一続きの受信信号ｒn （ｔ）を
処理して一続きの送出データシンボルｍn を再生するこ
とにある。この仕事は二つのステージで実行される。ま
ず第一のステージは検出器１５であり、継続時間Ｔ秒の
受信信号ｒn （ｔ）に作用して観測点あるいは受信信号
点ｒn を生成する。群点のように、この受信信号点も信
号空間で幾何学的に表わされる。検出器１６は受信機の
第二ステージを構成し、受信信号点ｒn についての意志
決定プロセスを実行して元のメッセージ信号ｍn の推定
値ｍ’n を生成する。そして、図１の送信機で発生する
符号化および変調プロセスは、通常、例えば着信データ
サンプルｍn に則した方法で搬送波１７の位相を切り換
えるプロセス（キーイングプロセス）を含む。
【０００５】ディジタルバスバンド伝送システムについ
ては、Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ著の『通信システ
ム』、Ｗｉｌｅｙ刊、３版の３章でさらに論じられてい
る。セルラー電話システムに用いられる普及型のディジ
タルパスバンドデータ伝送はＭ−ａｒｙ位相シフトキー
イング（ＭＰＳＫ）であり、より具体的には直角位相シ
フトキーイング（ＱＰＳＫ）である。公知のＱＰＳＫ送
信機を図２に示す。
ては、Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ著の『通信システ
ム』、Ｗｉｌｅｙ刊、３版の３章でさらに論じられてい
る。セルラー電話システムに用いられる普及型のディジ
タルパスバンドデータ伝送はＭ−ａｒｙ位相シフトキー
イング（ＭＰＳＫ）であり、より具体的には直角位相シ
フトキーイング（ＱＰＳＫ）である。公知のＱＰＳＫ送
信機を図２に示す。
【０００６】ここで、データ源１０から送出される各メ
ッセージｍn は、二つの直角位相信号ｓn ［Ｉ］および
ｓn ［Ｑ］によってＱＰＳＫシステムで定義された群点
ｓn に変換される。該二つの直角位相信号は、同一周波
数ωc を持つが位相が９０°異なる二つの正規直交搬送
波を変調する。そして、これら二つの変調信号ｓ
n （ｔ）［Ｉ］およびｓn （ｔ）［Ｑ］が合算されて伝
送信号ｓn （ｔ）を生じる。図３は公知のＱＰＳＫ受信
機を示す。該受信機は各送信信号ｓn （ｔ）を受信信号
ｒn （ｔ）として受信する。そして、この受信信号ｒn
（ｔ）がＩ相関器３１およびＱ相関器３２に送られ、受
信信号のＩ成分ｒn ［Ｉ］およびＱ成分ｒn ［Ｑ］がそ
れぞれ回復される。信号ｒn ［Ｉ］およびｒn ［Ｑ］は
受信信号点ｒn を特徴づけるものである。ＱＰＳＫシス
テムの群点ｓn および受信信号点ｒn は、ｘ軸が同相Ｉ
成分を表わしｙ軸がπ／２逆直角位相Ｑ成分を表わす信
号空間図にプロットされる。図４は信号空間図の一例で
あり、４つの受信信号点ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ，ｒ4 からな
る受信信号点セットおよびそれぞれの関連群点ｓ1 ，ｓ
2 ，ｓ3 ，ｓ4 を示している。
ッセージｍn は、二つの直角位相信号ｓn ［Ｉ］および
ｓn ［Ｑ］によってＱＰＳＫシステムで定義された群点
ｓn に変換される。該二つの直角位相信号は、同一周波
数ωc を持つが位相が９０°異なる二つの正規直交搬送
波を変調する。そして、これら二つの変調信号ｓ
n （ｔ）［Ｉ］およびｓn （ｔ）［Ｑ］が合算されて伝
送信号ｓn （ｔ）を生じる。図３は公知のＱＰＳＫ受信
機を示す。該受信機は各送信信号ｓn （ｔ）を受信信号
ｒn （ｔ）として受信する。そして、この受信信号ｒn
（ｔ）がＩ相関器３１およびＱ相関器３２に送られ、受
信信号のＩ成分ｒn ［Ｉ］およびＱ成分ｒn ［Ｑ］がそ
れぞれ回復される。信号ｒn ［Ｉ］およびｒn ［Ｑ］は
受信信号点ｒn を特徴づけるものである。ＱＰＳＫシス
テムの群点ｓn および受信信号点ｒn は、ｘ軸が同相Ｉ
成分を表わしｙ軸がπ／２逆直角位相Ｑ成分を表わす信
号空間図にプロットされる。図４は信号空間図の一例で
あり、４つの受信信号点ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ，ｒ4 からな
る受信信号点セットおよびそれぞれの関連群点ｓ1 ，ｓ
2 ，ｓ3 ，ｓ4 を示している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＭＰＳＫおよびＱＰＳ
Ｋ変調方式を用いたディジタルパスバンド伝送システム
では、関連群点ｓn から逸脱する受信信号点ｒn が存在
することがわかっている。これは、ノイズ成分が通信チ
ャネルの伝送信号ｓn （ｔ）に加えられることにより通
常発生する確率誤差の結果として起こる。また、この受
信信号の逸脱は、受信信号点ｒn に存在する系統誤差の
結果としても起こる。これら系統誤差は伝送システムに
おける位相オフセットの結果発生する。位相オフセット
は信号空間で各受信信号点を回転させるものである。ま
た、該系統誤差は伝送システムにおけるＤＣオフセット
の結果としても起こる。ＤＣオフセットは信号空間で各
受信信号点を移動させるものである。
Ｋ変調方式を用いたディジタルパスバンド伝送システム
では、関連群点ｓn から逸脱する受信信号点ｒn が存在
することがわかっている。これは、ノイズ成分が通信チ
ャネルの伝送信号ｓn （ｔ）に加えられることにより通
常発生する確率誤差の結果として起こる。また、この受
信信号の逸脱は、受信信号点ｒn に存在する系統誤差の
結果としても起こる。これら系統誤差は伝送システムに
おける位相オフセットの結果発生する。位相オフセット
は信号空間で各受信信号点を回転させるものである。ま
た、該系統誤差は伝送システムにおけるＤＣオフセット
の結果としても起こる。ＤＣオフセットは信号空間で各
受信信号点を移動させるものである。
【０００８】受信信号点ｒn に存在する全てのＤＣオフ
セットは以下に示すＤＣオフセット源の組み合わせの結
果として起こる。 ａ）ＤＣオフセットを生成する送信機のベースバンド
（データ源および符号器） ｂ）送信機における中間周波数または残留搬送波 ｃ）受信機における中間周波数または残留搬送波 ｄ）ＤＣオフセットを生成する受信機のベースバンド ｅ）特定チャネルに重ねられＤＣオフセットとして現出
するシステムクロックからの干渉。 関連群点ｓn からの受信信号点ｒn の偏差は受信機の性
能に損害を与える原因ともなる。それゆえ、受信機を最
適化しその偏差を減らすことにより、復号器１６の意志
決定プロセスをより正確に実行することができる。最適
化には、信号対雑音比を改善することによりノイズに由
来する偏差の確率誤差成分を削減するステップが含まれ
る。また、システムの系統誤差を推定し受信信号からそ
の推定誤差を削除する偏差の系統誤差削減も含まれる。
セットは以下に示すＤＣオフセット源の組み合わせの結
果として起こる。 ａ）ＤＣオフセットを生成する送信機のベースバンド
（データ源および符号器） ｂ）送信機における中間周波数または残留搬送波 ｃ）受信機における中間周波数または残留搬送波 ｄ）ＤＣオフセットを生成する受信機のベースバンド ｅ）特定チャネルに重ねられＤＣオフセットとして現出
するシステムクロックからの干渉。 関連群点ｓn からの受信信号点ｒn の偏差は受信機の性
能に損害を与える原因ともなる。それゆえ、受信機を最
適化しその偏差を減らすことにより、復号器１６の意志
決定プロセスをより正確に実行することができる。最適
化には、信号対雑音比を改善することによりノイズに由
来する偏差の確率誤差成分を削減するステップが含まれ
る。また、システムの系統誤差を推定し受信信号からそ
の推定誤差を削除する偏差の系統誤差削減も含まれる。
【０００９】受信機のＤＣオフセットを推定する公知の
方法には、受信機のベースバンドの受信信号点ｒn を平
均化して複合ＤＣオフセットの値を得るものがある。そ
のような方法では、例えば、受信信号点のＩ成分ｒ
n ［Ｉ］が加算されその加算値がＤＣオフセットのＩ成
分の推定をもたらすサンプル数で割られると共に、受信
信号点のＱ成分ｒn ［Ｑ］が加算されその加算値がＤＣ
オフセットのＱ成分の推定をもたらすサンプル数で割ら
れる。該方法でＤＣオフセットの正確な推定をもたらす
には、受信信号点の数Ｎの値が、受信信号点における推
定誤差を著しく削減するほど大きくなければならない。
また、バイアス誤差を回避するためには、一セットの受
信信号点に付随する一セットの初期群点がほぼゼロの平
均に達するかどうかにかかっている。
方法には、受信機のベースバンドの受信信号点ｒn を平
均化して複合ＤＣオフセットの値を得るものがある。そ
のような方法では、例えば、受信信号点のＩ成分ｒ
n ［Ｉ］が加算されその加算値がＤＣオフセットのＩ成
分の推定をもたらすサンプル数で割られると共に、受信
信号点のＱ成分ｒn ［Ｑ］が加算されその加算値がＤＣ
オフセットのＱ成分の推定をもたらすサンプル数で割ら
れる。該方法でＤＣオフセットの正確な推定をもたらす
には、受信信号点の数Ｎの値が、受信信号点における推
定誤差を著しく削減するほど大きくなければならない。
また、バイアス誤差を回避するためには、一セットの受
信信号点に付随する一セットの初期群点がほぼゼロの平
均に達するかどうかにかかっている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の第一の様態によ
れば、ディジタルパスバンド伝送システムで動作可能な
無線受信機のＤＣオフセットおよび位相オフセットを推
定する方法において、受信無線信号を伝送システムのシ
ンボルレートでサンプリングし一セットのデータサンプ
ルを生成するステップと、信号空間でデータサンプル毎
の受信信号点を決定するために該データサンプルセット
中に含まれる各データサンプルを処理するステップと、
信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定するステップ
と、該データサンプルセットについて各受信信号点とそ
の関連群点との間の誤差の二乗の合計を最小限度にする
ＤＣオフセットおよび位相オフセットを算出するステッ
プとを設けることを特徴とする。
れば、ディジタルパスバンド伝送システムで動作可能な
無線受信機のＤＣオフセットおよび位相オフセットを推
定する方法において、受信無線信号を伝送システムのシ
ンボルレートでサンプリングし一セットのデータサンプ
ルを生成するステップと、信号空間でデータサンプル毎
の受信信号点を決定するために該データサンプルセット
中に含まれる各データサンプルを処理するステップと、
信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定するステップ
と、該データサンプルセットについて各受信信号点とそ
の関連群点との間の誤差の二乗の合計を最小限度にする
ＤＣオフセットおよび位相オフセットを算出するステッ
プとを設けることを特徴とする。
【００１１】本発明の第二の様態によれば、ディジタル
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣ
オフセットを推定する方法において、受信無線信号を伝
送システムのシンボルレートでサンプリングし一セット
のデータサンプルを生成するステップと、信号空間でデ
ータサンプル毎の受信信号点を決定するために該データ
サンプルセット中に含まれる各データサンプルを処理す
るステップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決
定するステップと、該データサンプルセットについて各
受信信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を
最小限度にするＤＣオフセットを算出するステップとを
設けることを特徴とする。
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣ
オフセットを推定する方法において、受信無線信号を伝
送システムのシンボルレートでサンプリングし一セット
のデータサンプルを生成するステップと、信号空間でデ
ータサンプル毎の受信信号点を決定するために該データ
サンプルセット中に含まれる各データサンプルを処理す
るステップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決
定するステップと、該データサンプルセットについて各
受信信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を
最小限度にするＤＣオフセットを算出するステップとを
設けることを特徴とする。
【００１２】本発明の第三の様態によれば、ディジタル
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機の位相
オフセットを推定する方法において、受信無線信号を伝
送システムのシンボルレートでサンプリングし一セット
のデータサンプルを生成するステップと、信号空間でデ
ータサンプル毎の受信信号点を決定するために該データ
サンプルセット中に含まれる各データサンプルを処理す
るステップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決
定するステップと、該データサンプルセットについて各
受信信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を
最小限度にする位相オフセットを算出するステップとを
設けることを特徴とする。
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機の位相
オフセットを推定する方法において、受信無線信号を伝
送システムのシンボルレートでサンプリングし一セット
のデータサンプルを生成するステップと、信号空間でデ
ータサンプル毎の受信信号点を決定するために該データ
サンプルセット中に含まれる各データサンプルを処理す
るステップと、信号空間で受信信号点毎の関連群点を決
定するステップと、該データサンプルセットについて各
受信信号点とその関連群点との間の誤差の二乗の合計を
最小限度にする位相オフセットを算出するステップとを
設けることを特徴とする。
【００１３】一実施形態においては、無線受信機が位相
シフトキーイング無線受信機である。処理ステップは相
関器のバンクを用いて各データサンプルを処理ステップ
からなるのが好ましい。相関器のバンクは共通入力を有
し、相関器の演算出力が信号空間で受信信号点を定義す
る。相関器のバンクは同相Ｉ相関器および直角位相Ｑ相
関器とからなる。その代わりとして、該相関器のバンク
が整合フィルタのバンクであってもよい。
シフトキーイング無線受信機である。処理ステップは相
関器のバンクを用いて各データサンプルを処理ステップ
からなるのが好ましい。相関器のバンクは共通入力を有
し、相関器の演算出力が信号空間で受信信号点を定義す
る。相関器のバンクは同相Ｉ相関器および直角位相Ｑ相
関器とからなる。その代わりとして、該相関器のバンク
が整合フィルタのバンクであってもよい。
【００１４】一実施形態においては、無線受信機が直角
位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）無線受信機である。
一実施形態では、受信無線信号に含まれる情報の先行認
識に基づいて受信信号点毎の関連群点を決定する。これ
は、送信機の送信する一連のメッセージシンボルを公知
のものであると受信機が予期し、予め受信信号点毎の関
連群点がわかっている場合に実行される。
位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）無線受信機である。
一実施形態では、受信無線信号に含まれる情報の先行認
識に基づいて受信信号点毎の関連群点を決定する。これ
は、送信機の送信する一連のメッセージシンボルを公知
のものであると受信機が予期し、予め受信信号点毎の関
連群点がわかっている場合に実行される。
【００１５】他の実施形態では、復号器１６によって実
行される意志決定支援プロセスを用いて受信信号点毎の
関連群点を決定する。本実施形態では、信号対雑音比が
高く意志決定支援プロセスが正確に動作するということ
が保証されている場合に本方法が実行される。
行される意志決定支援プロセスを用いて受信信号点毎の
関連群点を決定する。本実施形態では、信号対雑音比が
高く意志決定支援プロセスが正確に動作するということ
が保証されている場合に本方法が実行される。
【００１６】本発明の第四の様態によれば、ディジタル
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣ
オフセットを推定する方法において、ｕがＤＣオフセッ
トを、ｒn がシンボルレートでサンプリングされた受信
信号に相当する一セットの受信信号点を、ｓn が該受信
信号点セットに付随する群点セットを、Ｎが受信信号に
ついてのサンプル数を表わす下記式
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機のＤＣ
オフセットを推定する方法において、ｕがＤＣオフセッ
トを、ｒn がシンボルレートでサンプリングされた受信
信号に相当する一セットの受信信号点を、ｓn が該受信
信号点セットに付随する群点セットを、Ｎが受信信号に
ついてのサンプル数を表わす下記式
【００１７】
【数３】
【００１８】を実行するアルゴリズムを用いることを特
徴とする。
徴とする。
【００１９】本発明の第五の様態によれば、ディジタル
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機の位相
オフセットを推定する方法において、ψが位相オフセッ
トを表す角度を、ｒn がシンボルレートでサンプリング
された受信信号に相当する一セットの受信信号点を、ｓ
n が該受信信号セットに付随する群点セットを、Ｎが受
信信号についてサンプル数を表わす下記式
パスバンド伝送システムで動作可能な無線受信機の位相
オフセットを推定する方法において、ψが位相オフセッ
トを表す角度を、ｒn がシンボルレートでサンプリング
された受信信号に相当する一セットの受信信号点を、ｓ
n が該受信信号セットに付随する群点セットを、Ｎが受
信信号についてサンプル数を表わす下記式
【００２０】
【数４】
【００２１】を実行するアルゴリズムを用いることを特
徴とする。
徴とする。
【００２２】本発明によれば、比較的少ない数の受信信
号点を用い、受信機の位相オフセットおよび／またはＤ
Ｃオフセットから正確な推定値が作られるという効果が
ある。そのため、簡単な処理で短時間に正確に該推定値
を作ることができる。本発明の方法は、関連群点がゼロ
に平均化されないような一セットの受信信号点について
実行されてもよい。これは従来方法に対して顕著な効果
をもたらす。
号点を用い、受信機の位相オフセットおよび／またはＤ
Ｃオフセットから正確な推定値が作られるという効果が
ある。そのため、簡単な処理で短時間に正確に該推定値
を作ることができる。本発明の方法は、関連群点がゼロ
に平均化されないような一セットの受信信号点について
実行されてもよい。これは従来方法に対して顕著な効果
をもたらす。
【００２３】また、本発明の方法は、伝送システムに既
に存在し公知である短いデータパターンを有益に用いる
こともできる。これは、ハウスキーピング目的で短い公
知パターンを周期的に送信するほとんどの伝送システム
に適用される。この場合、本発明の方法を用いて無駄に
なる余剰帯域幅は存在しない。必要な処理を軽減するた
め、特に受信機で一回以上実行される場合、本発明の第
四および第五の形態による方法で効果的な下記項
に存在し公知である短いデータパターンを有益に用いる
こともできる。これは、ハウスキーピング目的で短い公
知パターンを周期的に送信するほとんどの伝送システム
に適用される。この場合、本発明の方法を用いて無駄に
なる余剰帯域幅は存在しない。必要な処理を軽減するた
め、特に受信機で一回以上実行される場合、本発明の第
四および第五の形態による方法で効果的な下記項
【００２４】
【数５】
【００２５】が予め計算され受信機の索引テーブルに格
納されていてもよい。理想的には、受信信号点ｒn セッ
トはタイミング誤差が補正された周波数およびシンボル
を持つ。
納されていてもよい。理想的には、受信信号点ｒn セッ
トはタイミング誤差が補正された周波数およびシンボル
を持つ。
【００２６】本発明に係わる一実施形態では、受信機が
（ＩおよびＱパス双方で）ベースバンドの受信信号のＤ
Ｃオフセットを推定する。そして、受信信号点上のオフ
セットの座標逆変換を実行することにより、ＤＣオフセ
ットの受信機性能に対する好ましくない影響が除去され
る。
（ＩおよびＱパス双方で）ベースバンドの受信信号のＤ
Ｃオフセットを推定する。そして、受信信号点上のオフ
セットの座標逆変換を実行することにより、ＤＣオフセ
ットの受信機性能に対する好ましくない影響が除去され
る。
【００２７】伝送システムに存在する系統誤差は刻々と
変化する。それゆえ、本発明の方法を用いてＤＣオフセ
ットおよび位相オフセットを推定し、受信信号のオフセ
ットを除去して周期的に受信機のキャリブレーションま
たは最適化を行うのが好ましい。系統誤差に対する変化
は温度の急変や受信機の構成要素の経年変化等によって
引き起こされる。
変化する。それゆえ、本発明の方法を用いてＤＣオフセ
ットおよび位相オフセットを推定し、受信信号のオフセ
ットを除去して周期的に受信機のキャリブレーションま
たは最適化を行うのが好ましい。系統誤差に対する変化
は温度の急変や受信機の構成要素の経年変化等によって
引き起こされる。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の好ましい実施形態をＱＰ
ＳＫ変調方式を組み込んだディジタルパスバンド伝送シ
ステムに関して説明する。ここで、受信機はセルラーテ
レフォンネットワークで動作するモービルセルラーテレ
フォンの受信機であるのが好ましい。
ＳＫ変調方式を組み込んだディジタルパスバンド伝送シ
ステムに関して説明する。ここで、受信機はセルラーテ
レフォンネットワークで動作するモービルセルラーテレ
フォンの受信機であるのが好ましい。
【００２９】図２および３に関して、ＱＰＳＫディジタ
ルパスバンド伝送システムで動作するよう設計された送
信機および受信機が示されている。送信機は群点Ｓn を
特徴づける信号Ｓn ［Ｉ］およびＳn ［Ｑ］を含む。受
信機は受信信号点ｒn を特徴づける信号ｒn ［Ｉ］およ
びｒn ［Ｑ］を含む。信号Ｓn およびｒn のＩおよびＱ
成分は直交軸上にあるので、Ｓn およびｒn を複素数で
表わすのに都合がよく、Ｉ成分は複素数の実数部に相当
し、Ｑ成分信号は複素数の虚数部に相当する。
ルパスバンド伝送システムで動作するよう設計された送
信機および受信機が示されている。送信機は群点Ｓn を
特徴づける信号Ｓn ［Ｉ］およびＳn ［Ｑ］を含む。受
信機は受信信号点ｒn を特徴づける信号ｒn ［Ｉ］およ
びｒn ［Ｑ］を含む。信号Ｓn およびｒn のＩおよびＱ
成分は直交軸上にあるので、Ｓn およびｒn を複素数で
表わすのに都合がよく、Ｉ成分は複素数の実数部に相当
し、Ｑ成分信号は複素数の虚数部に相当する。
【００３０】図５は複素平面にプロットされた単一の受
信信号点ｒn およびその関連群点ｓn を示すものであ
る。本発明によれば、群点および受信信号点間の関係が
以下に示すようにモデル化される。
信信号点ｒn およびその関連群点ｓn を示すものであ
る。本発明によれば、群点および受信信号点間の関係が
以下に示すようにモデル化される。
【００３１】
【数６】
【００３２】ここでＧはシステムの利得であり、φは位
相オフセットに由来する系統誤差であり、ｕは複素ＤＣ
オフセットに由来する系統誤差であり、εn はシステム
のノイズに由来する複素確率誤差である。式１）を並べ
かえると、複素確率誤差は下記式によって表わされる。
相オフセットに由来する系統誤差であり、ｕは複素ＤＣ
オフセットに由来する系統誤差であり、εn はシステム
のノイズに由来する複素確率誤差である。式１）を並べ
かえると、複素確率誤差は下記式によって表わされる。
【００３３】
【数７】
【００３４】ＱＰＳＫ変調方式において、信号群は複素
平面で原点を中心とする単位半径の円上に群点を有す
る。それゆえ、各群点は下記式におけるようにその位相
角度θn によって定義される。
平面で原点を中心とする単位半径の円上に群点を有す
る。それゆえ、各群点は下記式におけるようにその位相
角度θn によって定義される。
【００３５】
【数８】
【００３６】以下に示すように、利得および位相オフセ
ットが単一の複素変数Ａに一体化されてもよい。
ットが単一の複素変数Ａに一体化されてもよい。
【００３７】
【数９】
【００３８】すると、複素確率誤差は以下のように定ま
る。
る。
【００３９】
【数１０】
【００４０】この確率誤差の大きさの二乗は下記式によ
って与えられる。
って与えられる。
【００４１】
【数１１】
【００４２】受信信号点の数に対して確率誤差の大きさ
の二乗を合算すると、以下の式が得られる。
の二乗を合算すると、以下の式が得られる。
【００４３】
【数１２】
【００４４】Ｌ（Ａ，ｕ，Ａ／バー，ｕ／バー）はシス
テムのコスト関数であり、本発明に従ってＤＣオフセッ
トおよび位相オフセットの最適推定値を得るためには、
このコスト関数が最小限度に抑えられなければならな
い。該コスト関数を最小限度に抑えることにより確率誤
差が最小となり、ノイズも最小限度にとどめられる。以
下のようにして、ｕ／バーおよびＡ／バーに対してコス
ト関数Ｌを最小限度にとどめる。
テムのコスト関数であり、本発明に従ってＤＣオフセッ
トおよび位相オフセットの最適推定値を得るためには、
このコスト関数が最小限度に抑えられなければならな
い。該コスト関数を最小限度に抑えることにより確率誤
差が最小となり、ノイズも最小限度にとどめられる。以
下のようにして、ｕ／バーおよびＡ／バーに対してコス
ト関数Ｌを最小限度にとどめる。
【００４５】
【数１３】
【００４６】４）から：
【００４７】
【数１４】
【００４８】３）にＡを代入すると：
【００４９】
【数１５】
【００５０】式２）を用いて：
【００５１】
【数１６】
【００５２】Ａの解を求めると：
【００５３】
【数１７】
【００５４】ｕの代わりに用いると：
【００５５】
【数１８】
【００５６】式５）および６）は複合ＤＣオフセットｕ
および複素変数Ａに複素推定値を付与する。
および複素変数Ａに複素推定値を付与する。
【００５７】受信信号点のＩ成分ｒn ［Ｉ］に対するＤ
ＣオフセットはＲｅ（ｕ）によって求められる。また、
受信信号点のＱ成分ｒn ［Ｑ］に対するＤＣオフセット
はＩｍ（ｕ）によって求められる。さらに、位相オフセ
ットはＡｒｇ（Ａ）によって求められ、システムの利得
は｜Ａ｜によって求められる。移動セルラー電話におい
て、ＤＣオフセットおよび／または位相オフセットおよ
び／または利得の算出は、ベースバンドにおいて、セル
ラー電話のディジタル信号プロセッサで動作するアルゴ
リズムを用いることにより成し遂げられる。受信信号点
のＩおよびＱ成分ｒn ［Ｉ］およびｒn ［Ｑ］の値はセ
ルラー電話の集積回路でバッファリングが行われ、アル
ゴリズムが要求する時にディジタル信号プロセッサに送
られる。
ＣオフセットはＲｅ（ｕ）によって求められる。また、
受信信号点のＱ成分ｒn ［Ｑ］に対するＤＣオフセット
はＩｍ（ｕ）によって求められる。さらに、位相オフセ
ットはＡｒｇ（Ａ）によって求められ、システムの利得
は｜Ａ｜によって求められる。移動セルラー電話におい
て、ＤＣオフセットおよび／または位相オフセットおよ
び／または利得の算出は、ベースバンドにおいて、セル
ラー電話のディジタル信号プロセッサで動作するアルゴ
リズムを用いることにより成し遂げられる。受信信号点
のＩおよびＱ成分ｒn ［Ｉ］およびｒn ［Ｑ］の値はセ
ルラー電話の集積回路でバッファリングが行われ、アル
ゴリズムが要求する時にディジタル信号プロセッサに送
られる。
【００５８】式１）で定義された伝送システムのモデル
によれば、位相オフセットは推定（合算）時の間中一定
である。それゆえ、良好な実施形態において、一定であ
ると仮定された位相オフセットにとって十分短い推定時
間となるよう、ＤＣオフセットの推定処理は４つの受信
信号点に対して実行される。そして、ＤＣオフセット推
定処理が各々４つの受信信号点からなる連続セットに対
して繰り返されて一セットのＤＣオフセット推定値を生
じる。そして、一セットのこれらＤＣ推定値が平均化さ
れて最終的なＤＣオフセット推定値がもたらされる。４
つの受信信号点からなる受信信号点セット毎に位相オフ
セットを算出することにより、システムの周波数オフセ
ットと等価である位相オフセットの時間的変化を判断す
ることができる。
によれば、位相オフセットは推定（合算）時の間中一定
である。それゆえ、良好な実施形態において、一定であ
ると仮定された位相オフセットにとって十分短い推定時
間となるよう、ＤＣオフセットの推定処理は４つの受信
信号点に対して実行される。そして、ＤＣオフセット推
定処理が各々４つの受信信号点からなる連続セットに対
して繰り返されて一セットのＤＣオフセット推定値を生
じる。そして、一セットのこれらＤＣ推定値が平均化さ
れて最終的なＤＣオフセット推定値がもたらされる。４
つの受信信号点からなる受信信号点セット毎に位相オフ
セットを算出することにより、システムの周波数オフセ
ットと等価である位相オフセットの時間的変化を判断す
ることができる。
【００５９】特定のＮを前提とすると、送信群点ｓn の
セットとして考えられる数列は有限数となる。すると、
ｕおよびＡに対する式に見いだされる下記項
セットとして考えられる数列は有限数となる。すると、
ｕおよびＡに対する式に見いだされる下記項
【００６０】
【数１９】
【００６１】に対して考えられる値は予め算出可能であ
り、ディジタル信号プロセッサの索引テーブルに乗数的
因子として格納することができる。ｕおよびＡの計算に
おいては、コンピュータによる計算処理過程をさほど必
要としないので、ディジタル信号プロセッサにて該索引
テーブルを用いることでより高速な実行が可能となる。
り、ディジタル信号プロセッサの索引テーブルに乗数的
因子として格納することができる。ｕおよびＡの計算に
おいては、コンピュータによる計算処理過程をさほど必
要としないので、ディジタル信号プロセッサにて該索引
テーブルを用いることでより高速な実行が可能となる。
【００６２】ＤＣオフセットおよび位相オフセットの除
去に関しては、受信信号点を式１）に従って調節してＤ
Ｃオフセットおよび位相オフセットを除去することがで
きる。
去に関しては、受信信号点を式１）に従って調節してＤ
Ｃオフセットおよび位相オフセットを除去することがで
きる。
【００６３】以上、前述の説明は本発明の一例を示すも
のであり、当業者にとっては本発明を逸脱することなく
各種代案や変更を創案することができるものである。従
って本発明は、特許請求の範囲内のそれら代案や変更、
および変形例を内包するものである。
のであり、当業者にとっては本発明を逸脱することなく
各種代案や変更を創案することができるものである。従
って本発明は、特許請求の範囲内のそれら代案や変更、
および変形例を内包するものである。
【００６４】本発明は、請求項に記載された発明に関係
するかどうか、あるいは対象となる問題を軽減している
かどうかに係わらず、ここで明示した新規特徴または新
規特徴を組み合わせたもの、またはその普遍的原理のい
ずれかを含むものである。
するかどうか、あるいは対象となる問題を軽減している
かどうかに係わらず、ここで明示した新規特徴または新
規特徴を組み合わせたもの、またはその普遍的原理のい
ずれかを含むものである。
【図１】ディジタル伝送システムの図である。
【図２】従来のＱＰＳＫ送信機の図である。
【図３】従来のＱＰＳＫ受信機の図である。
【図４】ＱＰＳＫシステム用の信号空間図である。
【図５】ＱＰＳＫ変調方式を組み込んだディジタルパス
バンド伝送システム用の信号空間図であり、受信信号点
およびその関連群点を示している。
バンド伝送システム用の信号空間図であり、受信信号点
およびその関連群点を示している。
ｍn ：メッセージ信号 ｓn ：送信群点 ｓn （ｔ）：伝送信号 ｒn （ｔ）：受信信号 ｒn ：受信信号点 ｍ’n ：推定値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 テレンス ワン ヒュン イム イギリス サーリイ ジーユー２ ５ジェ イジェイ グイルドフォード リンウッド ホロークローズ １
Claims (12)
- 【請求項１】 ディジタルパスバンド伝送システムで動
作可能な無線受信機のＤＣオフセットおよび位相オフセ
ットを推定する方法において、 受信無線信号を伝送システムのシンボルレートでサンプ
リングし一セットのデータサンプルを生成するステップ
と、 信号空間でデータサンプル毎の受信信号点を決定するた
めに該データサンプルセット中に含まれる各データサン
プルを処理するステップと、 信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定するステップ
と、 該データサンプルセットについて各受信信号点とその関
連群点との間の誤差の二乗の合計を最小限度にするＤＣ
オフセットおよび位相オフセットを算出するステップと
からなることを特徴とする推定方法。 - 【請求項２】 ディジタルパスバンド伝送システムで動
作可能な無線受信機のＤＣオフセットを推定する方法に
おいて、 受信無線信号を伝送システムのシンボルレートでサンプ
リングし一セットのデータサンプルを生成するステップ
と、 信号空間でデータサンプル毎の受信信号点を決定するた
めに該データサンプルセット中に含まれる各データサン
プルを処理するステップと、 信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定するステップ
と、 該データサンプルセットについて各受信信号点とその関
連群点との間の誤差の二乗の合計を最小限度にするＤＣ
オフセットを算出するステップとからなることを特徴と
する推定方法。 - 【請求項３】 ディジタルパスバンド伝送システムで動
作可能な無線受信機の位相オフセットを推定する方法に
おいて、 受信無線信号を伝送システムのシンボルレートでサンプ
リングし一セットのデータサンプルを生成するステップ
と、 信号空間でデータサンプル毎の受信信号点を決定するた
めに該データサンプルセット中に含まれる各データサン
プルを処理するステップと、 信号空間で受信信号点毎の関連群点を決定するステップ
と、 該データサンプルセットについて各受信信号点とその関
連群点との間の誤差の二乗の合計を最小限度にする位相
オフセットを算出するステップとからなることを特徴と
する推定方法。 - 【請求項４】 無線受信機が位相シフトキーイング無線
受信機であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
かに記載の推定方法。 - 【請求項５】 前記処理ステップが相関器のバンクを用
いて各データサンプルを処理するステップからなること
を特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の推定方
法。 - 【請求項６】 相関器の前記バンクが共通入力を有し、
相関器の演算出力が前記受信信号点を定義することを特
徴とする請求項５記載の推定方法。 - 【請求項７】 相関器の前記バンクは同相Ｉ相関器と直
角位相Ｑ相関器とからなることを特徴とする請求項５ま
たは６記載の推定方法。 - 【請求項８】 前記無線受信機が直角位相シフトキーイ
ング無線受信機であることを特徴とする請求項１乃至７
のいずれかに記載の推定方法。 - 【請求項９】 前記受信無線信号に含まれる情報の先行
認識に基づいて前記受信信号点毎の関連群点を決定する
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の推
定方法。 - 【請求項１０】 意志決定支援プロセスを用いて前記受
信信号点毎の関連群点を決定することを特徴とする請求
項１乃至８のいずれかに記載の推定方法。 - 【請求項１１】 ディジタルパスバンド伝送システムで
動作可能な無線受信機のＤＣオフセットを推定する方法
において、 ｕがＤＣオフセットを、ｒn がシンボルレートでサンプ
リングされた受信信号に相当する一セットの受信信号点
を、ｓn が該受信信号点セットに付随する群点セット
を、Ｎが前記受信信号についてのサンプル数を表わす下
記式 【数１】 を実行するアルゴリズムを用いることを特徴とする推定
方法。 - 【請求項１２】 ディジタルパスバンド伝送システムで
動作可能な無線受信機の位相オフセットを推定する方法
において、 ψが位相オフセットを表わす角度を、ｒn がシンボルレ
ートでサンプリングされた受信信号に相当する一セット
の受信信号点を、ｓn が該受信信号セットに付随する群
点セットを、Ｎが前記受信信号についてのサンプル数を
表わす下記式 【数２】 を実行するアルゴリズムを用いることを特徴とする推定
方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9627082.2 | 1996-12-31 | ||
| GB9627082A GB2320864B (en) | 1996-12-31 | 1996-12-31 | Signal Offset Elimination |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10210093A true JPH10210093A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=10805121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9355040A Pending JPH10210093A (ja) | 1996-12-31 | 1997-12-24 | 信号オフセット除去方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6259748B1 (ja) |
| EP (1) | EP0851640B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10210093A (ja) |
| DE (1) | DE69733993T2 (ja) |
| GB (1) | GB2320864B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015115771A (ja) * | 2013-12-11 | 2015-06-22 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｓｉｎｅｓｓ Ｍａｃｈｉｎｅｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラム（高速通信における信号補償） |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2782222B1 (fr) * | 1998-08-06 | 2002-05-17 | Alsthom Cge Alkatel | Estimation du decalage en frequence pour la demodulation d'un paquet de symboles modules en phase |
| EP1033852A1 (en) * | 1999-02-05 | 2000-09-06 | Alcatel | DC offset correction for direct-conversion receiver |
| US7369813B2 (en) | 2003-05-14 | 2008-05-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Fast calibration of electronic components |
| US7622987B1 (en) | 2007-01-25 | 2009-11-24 | Pmc-Sierra, Inc. | Pattern-based DC offset correction |
| GB2462876A (en) * | 2008-08-26 | 2010-03-03 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Estimating the component of a signal via random sampling |
| HUE048813T2 (hu) | 2014-09-24 | 2020-08-28 | Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd | Eljárás és vezeték nélküli kommunikációs eszköz vett jel frekvenciaeltolásának becslésére |
| CN112883787B (zh) * | 2021-01-14 | 2022-09-06 | 中国人民解放军陆军勤务学院 | 一种基于频谱匹配的短样本低频正弦信号参数估计方法 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4180779A (en) * | 1978-09-21 | 1979-12-25 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | QPSK Demodulator with two-step quadrupler and/or time-multiplexing quadrupling |
| US5142552A (en) * | 1988-02-22 | 1992-08-25 | Silicon Systems, Inc. | Method and apparatus for analog D.C. offset cancellation |
| FI85201C (fi) | 1988-08-16 | 1992-03-10 | Nokia Mobira Oy | En kombinerad analog/digital frekvensmodulator. |
| FI83005C (fi) | 1988-08-19 | 1991-05-10 | Nokia Mobira Oy | Kretsanordning foer generering av i,q-vaogformer. |
| US5091919A (en) | 1989-02-08 | 1992-02-25 | Nokia-Mobira Oy | Transmitter arrangement for digitally modulated signals |
| US5093847A (en) * | 1990-12-21 | 1992-03-03 | Silicon Systems, Inc. | Adaptive phase lock loop |
| FI96072C (fi) | 1991-08-27 | 1996-04-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Modulaattorin vaiheistuksen säätö |
| FI90165C (fi) | 1991-12-13 | 1993-12-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | I/q-modulator och demodulator |
| GB9211712D0 (en) * | 1992-06-03 | 1992-07-15 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Gm digital receive processing |
| US5231364A (en) | 1992-06-24 | 1993-07-27 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Phaseshift network for an IQ modulator |
| FR2700228B1 (fr) * | 1993-01-06 | 1995-02-10 | Alcatel Telspace | Dispositif de calage de phase de chacun des paquets d'un signal numérique à modulation de phase, et récepteur correspondant. |
| US5371481A (en) | 1993-03-24 | 1994-12-06 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Tuning techniques for I/Q channel signals in microwave digital transmission systems |
| US5392460A (en) | 1993-04-23 | 1995-02-21 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Dual mode radiotelephone terminal selectively operable for frequency modulated or phase modulated operation |
| GB2281830B (en) | 1993-09-11 | 1998-08-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | I/q-modulator and i/q-demodulator |
| GB2282287B (en) | 1993-09-25 | 1998-01-28 | Nokia Mobile Phones Ltd | A mixer |
| US5706057A (en) * | 1994-03-21 | 1998-01-06 | Rca Thomson Licensing Corporation | Phase detector in a carrier recovery network for a vestigial sideband signal |
| US5659578A (en) * | 1994-11-23 | 1997-08-19 | At&T Wireless Services, Inc. | High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio |
| EP0719002B1 (en) * | 1994-12-22 | 2004-12-08 | Alcatel | Carrier recovery processor |
| US5574751A (en) * | 1995-04-24 | 1996-11-12 | Motorola, Inc. | Method for a soft-decision modulation system |
| US5828705A (en) * | 1996-02-01 | 1998-10-27 | Kroeger; Brian W. | Carrier tracking technique and apparatus having automatic flywheel/tracking/reacquisition control and extended signal to noise ratio |
-
1996
- 1996-12-31 GB GB9627082A patent/GB2320864B/en not_active Revoked
-
1997
- 1997-12-16 EP EP97310162A patent/EP0851640B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-16 DE DE69733993T patent/DE69733993T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-19 US US08/994,724 patent/US6259748B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-24 JP JP9355040A patent/JPH10210093A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015115771A (ja) * | 2013-12-11 | 2015-06-22 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｓｉｎｅｓｓ Ｍａｃｈｉｎｅｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラム（高速通信における信号補償） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2320864A (en) | 1998-07-01 |
| EP0851640B1 (en) | 2005-08-17 |
| GB2320864B (en) | 2001-07-11 |
| EP0851640A2 (en) | 1998-07-01 |
| DE69733993T2 (de) | 2006-07-06 |
| GB9627082D0 (en) | 1997-02-19 |
| DE69733993D1 (de) | 2005-09-22 |
| EP0851640A3 (en) | 2001-03-21 |
| US6259748B1 (en) | 2001-07-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040525 |