JP4779279B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方式により伝送された情報を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信により、高速な画像伝送を実現するための変調方式として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方式が知られている。ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式で、数十から数百、または、システムによっては、数千の直交した搬送波周波数を持つデジタル変調波を多重した信号を送信する方式である。
【０００３】
この変調方式は周波数選択性フェージングに強く、マルチキャリアを作成するためにＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）または、その高速演算が可能なＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）が使用されるという特徴を持つ。
【０００４】
このＯＦＤＭ変調方式を用いた通信では、送信信号にガードインターバルといわれる繰り返しパターンを挿入し、これにより、マルチパスフェージングの影響を低減する手法が一般的であった。
【０００５】
一方、このガードインターバルを同期検出用に用いて、搬送波誤差検出や、ＯＦＤＭシンボルタイミング検出を行う手法が各種提案されている。図９は、従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００６】
図９において、端子２ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路と、相関演算器２６による相関演算経路とに２つに分けてそれぞれ供給される。
【０００７】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【０００８】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。
【０００９】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００１０】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。
【００１１】
相関演算器２６では、ＦＦＴ演算器２４におけるフーリエ演算に用いるサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリングされたデータ群から順次個々の相関値を算出し、次いでガードインターバル区間に相当する算出値の移動平均をとり、その精度を確保している。
【００１２】
例えば、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数が６４ポイントで、ガードインターバルがシンボル長の１／４の場合の１６ポイントとすると、移動平均をとるポイント数は１６ポイントとなる。これより求まる値を相関値として後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で利用する。
【００１３】
１６ポイントから得られる相関値ではＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で性能が確保できない場合には、相関演算器２６では、ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返し得られる相関値の平均をとり、これを新たに相関値としてＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で利用する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のＯＦＤＭ受信装置においては、受信されたＯＦＤＭ変調信号を相関演算器においてチャンネル分割して利用する場合、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数自体少なくなり、同時にガードインターバルのポイント数も減少することから移動平均をとるポイント数も少なくなり、得られる相関値の精度が劣化するという不都合があった。
【００１５】
例えば、基本のＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数が６４で、ガードインターバルがシンボル長の１／４の場合、チャンネル分割で４チャンネル設けたとすると、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数は１６ポイントとなり、ガードインターバルのポイント数は４ポイントとなる。これより、移動平均をとるポイント数は４ポイントとなり、上述した平均化処理による効果を得ることができず、相関値の精度が劣化するという不都合があった。
【００１６】
図１０は、従来の移動平均演算器の構成を示すブロック図である。図１０は、４ポイントで移動平均をとる移動平均演算器２６４を示す。
図１０において、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄによりクロック単位の遅延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄの出力は加算器２６４２で加算されて演算信号として端子２６４ｂに出力される。
【００１７】
また、パケット伝送にＯＦＤＭ変調方式を採用している場合、１パケット単位の同期確保を行う際に、複数のＯＦＤＭシンボルの相関値を平均していたのでは同期に時間がかかるためスループットが低下するという不都合があった。
【００１８】
図１１は、従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
図１１において、同期信号１１１、１１２、１１３、１１４は１１０で示すように同じ信号を繰り返し、その後に、ガードインターバル１１５、ユニークワードおよびヘッダー１１６、ガードインターバル１１７、データ１１８が設けられる。
【００１９】
このように、従来の受信装置ではサンプルレートが低い分、同じプリアンブルのシンボルを繰り返すことにより、長いプリアンブルが必要となり、このため、通信レートが低下するという不都合があった。
【００２０】
本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、チャンネル分割を行った際にも相関値の精度が劣化することのない相関値出力が得られ、かつパケット伝送時に複数のＯＦＤＭシンボルを用いた平均化処理を必要としない受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装置において、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する復調手段と、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成手段と、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするサンプリング手段とを備えたものである。
【００２２】
また、本発明の受信方法は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方法において、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにするサンプリングステップと、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する復調ステップとを備え、サンプリングステップでは、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするものである。
【００２３】
本発明の受信装置は、以下の作用をする。復調手段は、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する。タイミング信号生成手段は、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力する。サンプリング手段は、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とする。
【００２４】
本発明の受信方法は、以下の作用をする。サンプリングステップは、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにする。すなわち、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とする。タイミング信号生成ステップは、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力する。復調ステップは、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する。
【００２５】
このようにチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に、発明の実施の形態を説明する。
本実施の形態による受信装置は、ＯＦＤＭ変調方式のガードインターバルを用いた相関値算出において、ＦＦＴ演算用とは別のサンプリングレートでサンプリングしたタイミング信号をそのＦＦＴ演算の演算タイミングに用いることにより、チャンネル分割して利用するＯＦＤＭ変調方式においても相関値演算性能を劣化しないようにするものである。
【００２７】
以下に、本実施の形態を説明する。図１は本実施の形態に適用される受信装置が用いられる通信システムを示す図である。
図１において、基地局５は送信装置３および受信装置２を有していて、移動局６は送信装置１および受信装置４を有している。基地局５の送信装置３から移動局６の受信装置４へダウンリンク８が張られていて、移動局６の送信装置１から基地局５の受信装置２へアップリンク７が張られている。
【００２８】
ここで、本実施の形態に適用される受信装置は、移動局６の送信装置１からアップリンク７を用いて通信が行われる基地局５の受信装置２である。
【００２９】
図２は、ＯＦＤＭ信号を出力するＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図である。図２に示すＯＦＤＭ送信装置は、図１に示した移動局６の送信装置１に対応する。
図２において、端子１ａに供給されるベースバンド信号は直並列変換器１１に供給されて、直並列変換器１１により直列並列変換される。直列並列変換器１１により直列並列変換されたディジタル信号は、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２に供給される。
【００３０】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＩＦＦＴ演算器１２により逆フーリエ演算を施される。逆フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器１３に供給される。逆フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器１３により並列直列変換される。並列直列変換器１３により並列直列変換されたディジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４に供給される。並列直列変換されたディジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４によりガードインターバルの挿入が行われる。ガードインターバルの挿入が行われたディジタル信号はＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換器１５に供給される。ガードインターバルの挿入が行われたディジタル信号はＤ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換されて、ＯＦＤＭ信号として端子１ｂに出力される。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調方式に、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ））等の多値変調を組み合わせる場合には同期検波で実現する必要がある。
【００３２】
図２において、ＯＦＤＭ送信装置は、例えば図示しないＦＥＣＣｏｄｅ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）部などで畳み込み符号化等の符号化を行った後に、図示しないＭＡＰ部で１６ＱＡＭ等のマッピングを行ったデータに対して、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２で逆ＦＦＴ演算を行う。逆ＦＦＴ演算の後にガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４でガードインターバルの挿入を行ってＯＦＤＭデータを発生する。
【００３３】
Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ信号に変換した後に、図示しないＲＦ部で高周波処理のアナログ回路部を通り、アンテナで伝送路である空間に電波として送り出される。
【００３４】
図３は、本実施の形態が適用されるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図９に対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図３において、端子２ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１でアナログ信号からディジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路に供給される。Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６による相関演算経路に供給される。
【００３５】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【００３６】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。
【００３７】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００３８】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。
【００３９】
上述したように、異なる２つのサンプリング周波数ｆｓ１，ｆｓ２（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ１）により受信された変調信号に対するサンプリングを行う２つのＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂを設けることにより、有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対するＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ２とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関演算器２６において相関値演算を行うことができる。
【００４０】
図４は、他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図９に対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図４において、端子２’ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、ダウンサンプリング器２２によりサンプリング周波数ｆｓ１のデータに変換された後に、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路に供給される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６による相関演算経路に供給される。
【００４１】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換された後にダウンサンプリング器２２によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【００４２】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２’ｂに出力される。
【００４３】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００４４】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２’ｃに出力する。
【００４５】
上述したように、サンプリング周波数ｆｓ２により受信された変調信号に対するサンプリングを行うＡ／Ｄ変換器２１と、サンプリング周波数ｆｓ２より低いサンプリング周波数ｆｓ１（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ１）にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器２２とを設けることにより、有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対するＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ２とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関演算器２６において相関値演算を行うことができる。
【００４６】
ここで利用されるＡ／Ｄ変換器２１ａ用のサンプリングレートｆｓ１は、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ａではＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１と等しいものである。なお、ここでは図示しないがＡ／Ｄ変換器２１ａにより、ディジタル信号上での帯域制限フィルタ用に２倍程度のオーバーサンプリングを行うようにしてもよい。
【００４７】
これに対して、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ｂではＦＦＴ演算器２４で用いる比較的低いサンプリングレートｆｓ１とは別に、相関演算器２６での演算精度を確保するために必要となる比較的高いサンプリングレートｆｓ２となっている。これは必ずしもＦＦＴ演算器２４用のサンプリングレートｆｓ１の逓倍であるとは限らないものである。しかし、ＯＦＤＭシンボルタイミング等の調整を考慮すると逓倍にすることにより容易に構成が可能となる。
【００４８】
また、図４に示したＡ／Ｄ変換器２１では、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ｂと同等のサンプリングレートｆｓ２を用いるが、ダウンサンプリング器２２でＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１に変換する必要があることから、このサンプリングレートｆｓ２もそのサンプリングレートｆｓ１に対して逓倍であることが望ましい。
【００４９】
ＦＦＴ演算器２４でＦＦＴ演算を行った周波数軸上に戻されたデータは、図示しない伝送路推定手段で伝送路推定が行われる。伝送路推定されたデータは後段の図示しない等化器で信号の振幅や位相を補正される。従って、等化器は受信装置のＦＦＴ変換処理の後に配置される。等化器は、送信装置側から予め既知である信号、リファレンスシンボルおよびパイロットキャリアを使用して伝送路の状態を推定する。
【００５０】
ここで、シンボルとは、ＦＦＴ変換処理において６４ポイントのデータの切り出しを行う場合に、その６４ポイントのうちの５２ポイントのデータをシンボルという。リファレンスシンボルは、既知のパターンのＯＦＤＭ信号である。ユーザデータのデータシンボルは、データキャリアとパイロットキャリアとで構成される。
【００５１】
ＦＦＴ変換処理の出力は、５２キャリア分の５２個のデータである。このデータは、等化器により、マルチパス等の伝送路の影響による振幅と位相の歪みを除去することができる。
【００５２】
なお、振幅に情報を載せる１６ＱＡＭ等の多値変調方式では、受信装置では位相と振幅の補正を各キャリア毎に行う必要があり、このための等化器が必要となる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝送路の影響により振幅の変化や位相の回転等の歪みを受けた場合に、それを元の状態に戻す処理を施すための装置である。
【００５３】
等化器の原理としては、伝送路の伝達関数を推定し、その逆フィルターを受信信号にかけることにより伝送路の歪みをキャンセルすることにより実現する。ＯＦＤＭ変調方式による無線通信システムにおいては、ＦＦＴ変換処理後において周波数軸上としてのデータを持つことができるため、ＯＦＤＭ変調方式のための等化器は、ＦＦＴ変換処理後に配置される場合が多い。
【００５４】
図５は、相関演算器の構成を示すブロック図である。図５は、図３および図４に示した相関演算器２６に対応する。
図５において、端子２６ａに供給されるサンプリング信号ｓｉｇ１は、シンボル遅延器２６１に供給される。シンボル遅延器２６１に供給されたサンプリング信号は、ＯＦＤＭ有効シンボル分の遅延量を付与されて遅延サンプリング信号ｓｉｇ２となる。この遅延サンプリング信号ｓｉｇ２は、共役変換器２６２に供給される。共役変換器２６２に供給された遅延サンプリング信号ｓｉｇ２は、複素共役の値へ変換される。この複素共役信号は、複素乗算器２６３に供給される。
【００５５】
また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、複素乗算器２６３に供給される。複素乗算器２６３に供給された複素共役信号は、サンプリング信号ｓｉｇ１と複素乗算演算が行われる。複素乗算演算信号は、移動平均演算器２６４に供給される。移動平均演算器２６４に供給された複素乗算演算信号は、移動平均値の演算が施される。この移動平均値演算信号は、自乗演算器２６５に供給される。自乗演算器２６５に供給された移動平均値演算信号は、自乗演算が施されて、相関信号ｓｉｇ３として端子２６ｂに出力される。また、移動平均値演算信号は、位相検出用信号として端子２６ｃに出力される。
【００５６】
また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗演算器２６６に供給される。自乗演算器２６６に供給されたサンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗演算が施される。自乗演算信号は、移動平均演算器２６７に供給される。移動平均演算器２６７に供給された自乗演算信号は、移動平均値の演算が施される。この移動平均値演算信号は、自乗演算器２６８に供給される。自乗演算器２６８に供給された移動平均値演算信号は、自乗演算が施されて、正規化用信号として端子２６ｄに出力される。この正規化用信号は、後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で相関信号と共に用いられる。
【００５７】
この相関演算器２６において、移動平均演算器２６４、移動平均演算器２６７で移動平均演算を行う時間幅はガードインターバルと同じ幅である。実質的には、サンプリングレートとガードインターバルの関係から１回に平均化されるサンプル数が確定する。
【００５８】
図６は、ＯＦＤＭ信号出力を示す図である。図６は、図２に示したＯＦＤＭ送信装置１からの出力を示すものである。
図６において、ＯＦＤＭ信号の１ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ有効シンボルとそのシンボル後方部分を手前にコピーしたガードインターバルＧとからなるものである。
【００５９】
図７は、相関信号出力を示す図である。図７Ａはサンプリング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓｉｇ２、図７Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３である。図７は、図３、図４および図５に示した相関演算器２６の動作を示すものである。
図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１を、ＯＦＤＭ有効シンボル分遅延させたものが図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２である。図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のガードインターバル区間Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１の信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と図７Ｃに示す一致判定のように、条件付きで一致している。条件とは、雑音の影響を無視し、搬送波同期等が完全に取れている場合である。なお、同期が不完全な場合には、後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で誤差検出することができる。
【００６０】
また、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のデータシンボル区間Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２は図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１の信号Ｇ１およびＳ１、Ｇ２およびＳ２、Ｇ３およびＳ３と図７Ｃに示す一致判定のように、特別な条件が無い限り不一致となる。
【００６１】
これより、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２が図５に示した時間遅れがない共役変換器２６２を通過した後、図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１と図５に示した複素演算器２６３で複素演算されると、一致区間では実数方向のベクトルを算出し（完全同期している場合）、不一致区間では無相関のベクトルが算出される。搬送波同期でない場合には、一致区間では同等量の位相回転を持つベクトルが算出されたりするが、それらは同一方向に向いている。これらのベクトルを図５に示した移動平均演算器２６４にて平均処理をすると、不一致区間ではベクトル「０」平均の値を出力し、一致区間を跨ぐ平均を行っていくにつれて同一方向のベクトル値を出力していく。
【００６２】
一致区間と移動平均区間が一致した場合にベクトル値が最大となる。この出力されるベクトルの位相関係から搬送波誤差を検出することが可能である。またベクトルを自乗演算することにより、距離が求められ、図７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３として表される。図７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３が最大となる地点を求めることにより、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出することが可能である。これらのベクトルを精度良く算出するためには、図５に示した移動平均演算器２６４にて平均処理するサンプル数が多ければ多いほど、その精度は上がる。そのために本実施の形態では、サンプリングレートｆｓ２を上げ、移動平均幅内のサンプル数を増やしている。
【００６３】
図８は、移動平均演算器の構成を示すブロック図である。図８は、８ポイントで移動平均をとる移動平均演算器２６４を示す。図８において、図１０と対応するものには同一の符号を付している。
図８において、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４１ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈによりクロック単位の遅延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４１ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈの出力は加算器２６４２で加算されて演算信号として端子２６４ｂに出力される。
【００６４】
図８は、図１０と対比して構成したもので、サンプリングレートｆｓ２を図３および図４に示したＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１の２倍を用いた例である。図１０の４ポイントで移動平均をとるものに対して、図８では８ポイントで移動平均を取ることにより、その演算信号の出力値の精度を向上させることができる。
【００６５】
この際に、移動平均演算器２６４で用いるポイント数を増やすために、図３および図４に示したＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１とは別のサンプリングレートｆｓ２でサンプルされたデータを図３および図４に示した相関演算器２６に供給し、相関演算器２６自体の性能を劣化させずに機能させることができる。
【００６６】
また、チャンネル分割を行わない従来の通信においても、本実施の形態を適用することにより、相関演算器２６の性能の向上を図ることができる。
【００６７】
上述した本実施の形態において、ガードインターバルを用いて相関信号を生成する例を示したが、これに限らず、プリアンブルを用いて相関信号を生成するようにしてもよい。
【００６８】
上述した本実施の形態において、ワイヤレスネットワークを規定するワイヤレス（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ）１３９４における例を示したが、これに限らず、他のＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２に適用しても良い。
【００６９】
【発明の効果】
この発明の受信装置は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装置において、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する復調手段と、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成手段と、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするサンプリング手段とを備えたので、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成を行うことができるという効果を奏する。
【００７０】
また、この発明の受信装置は、上述において、サンプリング手段は、異なる２つのサンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７１】
また、この発明の受信装置は、上述において、サンプリング手段は、サンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７２】
また、この発明の受信方法は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方法において、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにするサンプリングステップと、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する復調ステップとを備え、サンプリングステップでは、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするので、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の復調ステップにおけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成を行うことができるという効果を奏する。
【００７３】
また、この発明の受信方法は、上述において、サンプリングステップは、異なる２つのサンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７４】
また、この発明の受信方法は、上述において、サンプリングステップは、サンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に適用される受信装置が用いられる通信システムを示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本実施の形態が適用されるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】相関演算器の構成を示すブロック図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号出力を示す図である。
【図７】相関信号出力を示す図である。図７Ａはサンプリング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓｉｇ２、図７Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３である。
【図８】移動平均演算器の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来の移動平均演算器の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
【符号の説明】
１……送信装置、２……受信装置、３……送信装置、４……受信装置、５……基地局、６……移動局、７……アップリンク、８……ダウンリンク、１１……直列並列変換器、１２……ＩＦＦＴ演算器、１３……並列直列変換器、１４……ＧＩ付加器、１５……Ｄ／Ａ変換器、２１ａ……Ａ／Ｄ変換器、２１ｂ……Ａ／Ｄ変換器、２３……直列並列変換器、２４……ＦＦＴ演算器、２５……並列直列変換器、２６……相関演算器、２７……ＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２……ダウンサンプリング器、２６１……シンボル遅延器、２６２……共役変換器、２６３……複素乗算器、２６４……移動平均演算器、２６５……自乗演算器、２６６……自乗演算器、２６７……移動平均演算器、２６８……自乗演算器、２６４１＊……クロック遅延器、２６４２……加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方式により伝送された情報を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信により、高速な画像伝送を実現するための変調方式として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方式が知られている。ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式で、数十から数百、または、システムによっては、数千の直交した搬送波周波数を持つデジタル変調波を多重した信号を送信する方式である。
【０００３】
この変調方式は周波数選択性フェージングに強く、マルチキャリアを作成するためにＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）または、その高速演算が可能なＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）が使用されるという特徴を持つ。
【０００４】
このＯＦＤＭ変調方式を用いた通信では、送信信号にガードインターバルといわれる繰り返しパターンを挿入し、これにより、マルチパスフェージングの影響を低減する手法が一般的であった。
【０００５】
一方、このガードインターバルを同期検出用に用いて、搬送波誤差検出や、ＯＦＤＭシンボルタイミング検出を行う手法が各種提案されている。図９は、従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００６】
図９において、端子２ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路と、相関演算器２６による相関演算経路とに２つに分けてそれぞれ供給される。
【０００７】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【０００８】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。
【０００９】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００１０】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。
【００１１】
相関演算器２６では、ＦＦＴ演算器２４におけるフーリエ演算に用いるサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリングされたデータ群から順次個々の相関値を算出し、次いでガードインターバル区間に相当する算出値の移動平均をとり、その精度を確保している。
【００１２】
例えば、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数が６４ポイントで、ガードインターバルがシンボル長の１／４の場合の１６ポイントとすると、移動平均をとるポイント数は１６ポイントとなる。これより求まる値を相関値として後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で利用する。
【００１３】
１６ポイントから得られる相関値ではＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で性能が確保できない場合には、相関演算器２６では、ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返し得られる相関値の平均をとり、これを新たに相関値としてＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で利用する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のＯＦＤＭ受信装置においては、受信されたＯＦＤＭ変調信号を相関演算器においてチャンネル分割して利用する場合、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数自体少なくなり、同時にガードインターバルのポイント数も減少することから移動平均をとるポイント数も少なくなり、得られる相関値の精度が劣化するという不都合があった。
【００１５】
例えば、基本のＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数が６４で、ガードインターバルがシンボル長の１／４の場合、チャンネル分割で４チャンネル設けたとすると、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数は１６ポイントとなり、ガードインターバルのポイント数は４ポイントとなる。これより、移動平均をとるポイント数は４ポイントとなり、上述した平均化処理による効果を得ることができず、相関値の精度が劣化するという不都合があった。
【００１６】
図１０は、従来の移動平均演算器の構成を示すブロック図である。図１０は、４ポイントで移動平均をとる移動平均演算器２６４を示す。
図１０において、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄによりクロック単位の遅延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄの出力は加算器２６４２で加算されて演算信号として端子２６４ｂに出力される。
【００１７】
また、パケット伝送にＯＦＤＭ変調方式を採用している場合、１パケット単位の同期確保を行う際に、複数のＯＦＤＭシンボルの相関値を平均していたのでは同期に時間がかかるためスループットが低下するという不都合があった。
【００１８】
図１１は、従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
図１１において、同期信号１１１、１１２、１１３、１１４は１１０で示すように同じ信号を繰り返し、その後に、ガードインターバル１１５、ユニークワードおよびヘッダー１１６、ガードインターバル１１７、データ１１８が設けられる。
【００１９】
このように、従来の受信装置ではサンプルレートが低い分、同じプリアンブルのシンボルを繰り返すことにより、長いプリアンブルが必要となり、このため、通信レートが低下するという不都合があった。
【００２０】
本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、チャンネル分割を行った際にも相関値の精度が劣化することのない相関値出力が得られ、かつパケット伝送時に複数のＯＦＤＭシンボルを用いた平均化処理を必要としない受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装置において、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する復調手段と、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成手段と、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするサンプリング手段とを備えたものである。
【００２２】
また、本発明の受信方法は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方法において、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにするサンプリングステップと、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する復調ステップとを備え、サンプリングステップでは、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするものである。
【００２３】
本発明の受信装置は、以下の作用をする。復調手段は、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する。タイミング信号生成手段は、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力する。サンプリング手段は、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とする。
【００２４】
本発明の受信方法は、以下の作用をする。サンプリングステップは、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにする。すなわち、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とする。タイミング信号生成ステップは、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力する。復調ステップは、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する。
【００２５】
このようにチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に、発明の実施の形態を説明する。
本実施の形態による受信装置は、ＯＦＤＭ変調方式のガードインターバルを用いた相関値算出において、ＦＦＴ演算用とは別のサンプリングレートでサンプリングしたタイミング信号をそのＦＦＴ演算の演算タイミングに用いることにより、チャンネル分割して利用するＯＦＤＭ変調方式においても相関値演算性能を劣化しないようにするものである。
【００２７】
以下に、本実施の形態を説明する。図１は本実施の形態に適用される受信装置が用いられる通信システムを示す図である。
図１において、基地局５は送信装置３および受信装置２を有していて、移動局６は送信装置１および受信装置４を有している。基地局５の送信装置３から移動局６の受信装置４へダウンリンク８が張られていて、移動局６の送信装置１から基地局５の受信装置２へアップリンク７が張られている。
【００２８】
ここで、本実施の形態に適用される受信装置は、移動局６の送信装置１からアップリンク７を用いて通信が行われる基地局５の受信装置２である。
【００２９】
図２は、ＯＦＤＭ信号を出力するＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図である。図２に示すＯＦＤＭ送信装置は、図１に示した移動局６の送信装置１に対応する。
図２において、端子１ａに供給されるベースバンド信号は直並列変換器１１に供給されて、直並列変換器１１により直列並列変換される。直列並列変換器１１により直列並列変換されたディジタル信号は、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２に供給される。
【００３０】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＩＦＦＴ演算器１２により逆フーリエ演算を施される。逆フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器１３に供給される。逆フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器１３により並列直列変換される。並列直列変換器１３により並列直列変換されたディジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４に供給される。並列直列変換されたディジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４によりガードインターバルの挿入が行われる。ガードインターバルの挿入が行われたディジタル信号はＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換器１５に供給される。ガードインターバルの挿入が行われたディジタル信号はＤ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換されて、ＯＦＤＭ信号として端子１ｂに出力される。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調方式に、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ））等の多値変調を組み合わせる場合には同期検波で実現する必要がある。
【００３２】
図２において、ＯＦＤＭ送信装置は、例えば図示しないＦＥＣＣｏｄｅ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）部などで畳み込み符号化等の符号化を行った後に、図示しないＭＡＰ部で１６ＱＡＭ等のマッピングを行ったデータに対して、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２で逆ＦＦＴ演算を行う。逆ＦＦＴ演算の後にガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４でガードインターバルの挿入を行ってＯＦＤＭデータを発生する。
【００３３】
Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ信号に変換した後に、図示しないＲＦ部で高周波処理のアナログ回路部を通り、アンテナで伝送路である空間に電波として送り出される。
【００３４】
図３は、本実施の形態が適用されるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図９に対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図３において、端子２ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１でアナログ信号からディジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路に供給される。Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６による相関演算経路に供給される。
【００３５】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【００３６】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。
【００３７】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００３８】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。
【００３９】
上述したように、異なる２つのサンプリング周波数ｆｓ１，ｆｓ２（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ１）により受信された変調信号に対するサンプリングを行う２つのＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂを設けることにより、有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対するＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ２とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関演算器２６において相関値演算を行うことができる。
【００４０】
図４は、他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図９に対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図４において、端子２’ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、ダウンサンプリング器２２によりサンプリング周波数ｆｓ１のデータに変換された後に、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路に供給される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６による相関演算経路に供給される。
【００４１】
まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換された後にダウンサンプリング器２２によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。
【００４２】
直列並列変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信号はベースバンド信号として端子２’ｂに出力される。
【００４３】
次に、これと同時に、相関演算器２６による相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。
【００４４】
この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正するための搬送波誤差修正信号を端子２’ｃに出力する。
【００４５】
上述したように、サンプリング周波数ｆｓ２により受信された変調信号に対するサンプリングを行うＡ／Ｄ変換器２１と、サンプリング周波数ｆｓ２より低いサンプリング周波数ｆｓ１（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ１）にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器２２とを設けることにより、有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対するＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ２とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関演算器２６において相関値演算を行うことができる。
【００４６】
ここで利用されるＡ／Ｄ変換器２１ａ用のサンプリングレートｆｓ１は、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ａではＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１と等しいものである。なお、ここでは図示しないがＡ／Ｄ変換器２１ａにより、ディジタル信号上での帯域制限フィルタ用に２倍程度のオーバーサンプリングを行うようにしてもよい。
【００４７】
これに対して、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ｂではＦＦＴ演算器２４で用いる比較的低いサンプリングレートｆｓ１とは別に、相関演算器２６での演算精度を確保するために必要となる比較的高いサンプリングレートｆｓ２となっている。これは必ずしもＦＦＴ演算器２４用のサンプリングレートｆｓ１の逓倍であるとは限らないものである。しかし、ＯＦＤＭシンボルタイミング等の調整を考慮すると逓倍にすることにより容易に構成が可能となる。
【００４８】
また、図４に示したＡ／Ｄ変換器２１では、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ｂと同等のサンプリングレートｆｓ２を用いるが、ダウンサンプリング器２２でＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１に変換する必要があることから、このサンプリングレートｆｓ２もそのサンプリングレートｆｓ１に対して逓倍であることが望ましい。
【００４９】
ＦＦＴ演算器２４でＦＦＴ演算を行った周波数軸上に戻されたデータは、図示しない伝送路推定手段で伝送路推定が行われる。伝送路推定されたデータは後段の図示しない等化器で信号の振幅や位相を補正される。従って、等化器は受信装置のＦＦＴ変換処理の後に配置される。等化器は、送信装置側から予め既知である信号、リファレンスシンボルおよびパイロットキャリアを使用して伝送路の状態を推定する。
【００５０】
ここで、シンボルとは、ＦＦＴ変換処理において６４ポイントのデータの切り出しを行う場合に、その６４ポイントのうちの５２ポイントのデータをシンボルという。リファレンスシンボルは、既知のパターンのＯＦＤＭ信号である。ユーザデータのデータシンボルは、データキャリアとパイロットキャリアとで構成される。
【００５１】
ＦＦＴ変換処理の出力は、５２キャリア分の５２個のデータである。このデータは、等化器により、マルチパス等の伝送路の影響による振幅と位相の歪みを除去することができる。
【００５２】
なお、振幅に情報を載せる１６ＱＡＭ等の多値変調方式では、受信装置では位相と振幅の補正を各キャリア毎に行う必要があり、このための等化器が必要となる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝送路の影響により振幅の変化や位相の回転等の歪みを受けた場合に、それを元の状態に戻す処理を施すための装置である。
【００５３】
等化器の原理としては、伝送路の伝達関数を推定し、その逆フィルターを受信信号にかけることにより伝送路の歪みをキャンセルすることにより実現する。ＯＦＤＭ変調方式による無線通信システムにおいては、ＦＦＴ変換処理後において周波数軸上としてのデータを持つことができるため、ＯＦＤＭ変調方式のための等化器は、ＦＦＴ変換処理後に配置される場合が多い。
【００５４】
図５は、相関演算器の構成を示すブロック図である。図５は、図３および図４に示した相関演算器２６に対応する。
図５において、端子２６ａに供給されるサンプリング信号ｓｉｇ１は、シンボル遅延器２６１に供給される。シンボル遅延器２６１に供給されたサンプリング信号は、ＯＦＤＭ有効シンボル分の遅延量を付与されて遅延サンプリング信号ｓｉｇ２となる。この遅延サンプリング信号ｓｉｇ２は、共役変換器２６２に供給される。共役変換器２６２に供給された遅延サンプリング信号ｓｉｇ２は、複素共役の値へ変換される。この複素共役信号は、複素乗算器２６３に供給される。
【００５５】
また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、複素乗算器２６３に供給される。複素乗算器２６３に供給された複素共役信号は、サンプリング信号ｓｉｇ１と複素乗算演算が行われる。複素乗算演算信号は、移動平均演算器２６４に供給される。移動平均演算器２６４に供給された複素乗算演算信号は、移動平均値の演算が施される。この移動平均値演算信号は、自乗演算器２６５に供給される。自乗演算器２６５に供給された移動平均値演算信号は、自乗演算が施されて、相関信号ｓｉｇ３として端子２６ｂに出力される。また、移動平均値演算信号は、位相検出用信号として端子２６ｃに出力される。
【００５６】
また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗演算器２６６に供給される。自乗演算器２６６に供給されたサンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗演算が施される。自乗演算信号は、移動平均演算器２６７に供給される。移動平均演算器２６７に供給された自乗演算信号は、移動平均値の演算が施される。この移動平均値演算信号は、自乗演算器２６８に供給される。自乗演算器２６８に供給された移動平均値演算信号は、自乗演算が施されて、正規化用信号として端子２６ｄに出力される。この正規化用信号は、後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で相関信号と共に用いられる。
【００５７】
この相関演算器２６において、移動平均演算器２６４、移動平均演算器２６７で移動平均演算を行う時間幅はガードインターバルと同じ幅である。実質的には、サンプリングレートとガードインターバルの関係から１回に平均化されるサンプル数が確定する。
【００５８】
図６は、ＯＦＤＭ信号出力を示す図である。図６は、図２に示したＯＦＤＭ送信装置１からの出力を示すものである。
図６において、ＯＦＤＭ信号の１ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ有効シンボルとそのシンボル後方部分を手前にコピーしたガードインターバルＧとからなるものである。
【００５９】
図７は、相関信号出力を示す図である。図７Ａはサンプリング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓｉｇ２、図７Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３である。図７は、図３、図４および図５に示した相関演算器２６の動作を示すものである。
図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１を、ＯＦＤＭ有効シンボル分遅延させたものが図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２である。図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のガードインターバル区間Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１の信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と図７Ｃに示す一致判定のように、条件付きで一致している。条件とは、雑音の影響を無視し、搬送波同期等が完全に取れている場合である。なお、同期が不完全な場合には、後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で誤差検出することができる。
【００６０】
また、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のデータシンボル区間Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２は図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１の信号Ｇ１およびＳ１、Ｇ２およびＳ２、Ｇ３およびＳ３と図７Ｃに示す一致判定のように、特別な条件が無い限り不一致となる。
【００６１】
これより、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２が図５に示した時間遅れがない共役変換器２６２を通過した後、図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１と図５に示した複素演算器２６３で複素演算されると、一致区間では実数方向のベクトルを算出し（完全同期している場合）、不一致区間では無相関のベクトルが算出される。搬送波同期でない場合には、一致区間では同等量の位相回転を持つベクトルが算出されたりするが、それらは同一方向に向いている。これらのベクトルを図５に示した移動平均演算器２６４にて平均処理をすると、不一致区間ではベクトル「０」平均の値を出力し、一致区間を跨ぐ平均を行っていくにつれて同一方向のベクトル値を出力していく。
【００６２】
一致区間と移動平均区間が一致した場合にベクトル値が最大となる。この出力されるベクトルの位相関係から搬送波誤差を検出することが可能である。またベクトルを自乗演算することにより、距離が求められ、図７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３として表される。図７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３が最大となる地点を求めることにより、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出することが可能である。これらのベクトルを精度良く算出するためには、図５に示した移動平均演算器２６４にて平均処理するサンプル数が多ければ多いほど、その精度は上がる。そのために本実施の形態では、サンプリングレートｆｓ２を上げ、移動平均幅内のサンプル数を増やしている。
【００６３】
図８は、移動平均演算器の構成を示すブロック図である。図８は、８ポイントで移動平均をとる移動平均演算器２６４を示す。図８において、図１０と対応するものには同一の符号を付している。
図８において、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４１ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈによりクロック単位の遅延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２６４１ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４１ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈの出力は加算器２６４２で加算されて演算信号として端子２６４ｂに出力される。
【００６４】
図８は、図１０と対比して構成したもので、サンプリングレートｆｓ２を図３および図４に示したＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１の２倍を用いた例である。図１０の４ポイントで移動平均をとるものに対して、図８では８ポイントで移動平均を取ることにより、その演算信号の出力値の精度を向上させることができる。
【００６５】
この際に、移動平均演算器２６４で用いるポイント数を増やすために、図３および図４に示したＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１とは別のサンプリングレートｆｓ２でサンプルされたデータを図３および図４に示した相関演算器２６に供給し、相関演算器２６自体の性能を劣化させずに機能させることができる。
【００６６】
また、チャンネル分割を行わない従来の通信においても、本実施の形態を適用することにより、相関演算器２６の性能の向上を図ることができる。
【００６７】
上述した本実施の形態において、ガードインターバルを用いて相関信号を生成する例を示したが、これに限らず、プリアンブルを用いて相関信号を生成するようにしてもよい。
【００６８】
上述した本実施の形態において、ワイヤレスネットワークを規定するワイヤレス（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ）１３９４における例を示したが、これに限らず、他のＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２に適用しても良い。
【００６９】
【発明の効果】
この発明の受信装置は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装置において、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信されたチャンネル分割された変調信号を復調する復調手段と、復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成手段と、復調手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、タイミング信号生成手段に供給される受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするサンプリング手段とを備えたので、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の復調手段におけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成を行うことができるという効果を奏する。
【００７０】
また、この発明の受信装置は、上述において、サンプリング手段は、異なる２つのサンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７１】
また、この発明の受信装置は、上述において、サンプリング手段は、サンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７２】
また、この発明の受信方法は、有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方法において、受信されたチャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにするサンプリングステップと、サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数のチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する復調ステップとを備え、サンプリングステップでは、第１のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、第２のサンプル数を、復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするので、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の復調ステップにおけるチャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成を行うことができるという効果を奏する。
【００７３】
また、この発明の受信方法は、上述において、サンプリングステップは、異なる２つのサンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【００７４】
また、この発明の受信方法は、上述において、サンプリングステップは、サンプリング周波数により受信されたチャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有するので、チャンネル分割された有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に適用される受信装置が用いられる通信システムを示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本実施の形態が適用されるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】相関演算器の構成を示すブロック図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号出力を示す図である。
【図７】相関信号出力を示す図である。図７Ａはサンプリング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓｉｇ２、図７Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３である。
【図８】移動平均演算器の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来の移動平均演算器の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
【符号の説明】
１……送信装置、２……受信装置、３……送信装置、４……受信装置、５……基地局、６……移動局、７……アップリンク、８……ダウンリンク、１１……直列並列変換器、１２……ＩＦＦＴ演算器、１３……並列直列変換器、１４……ＧＩ付加器、１５……Ｄ／Ａ変換器、２１ａ……Ａ／Ｄ変換器、２１ｂ……Ａ／Ｄ変換器、２３……直列並列変換器、２４……ＦＦＴ演算器、２５……並列直列変換器、２６……相関演算器、２７……ＯＦＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２……ダウンサンプリング器、２６１……シンボル遅延器、２６２……共役変換器、２６３……複素乗算器、２６４……移動平均演算器、２６５……自乗演算器、２６６……自乗演算器、２６７……移動平均演算器、２６８……自乗演算器、２６４１＊……クロック遅延器、２６４２……加算器
Claims (6)
- 有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装置において、
上記複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信された上記チャンネル分割された変調信号を復調する復調手段と、
上記復調手段における上記チャンネル分割された上記有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する上記高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して上記周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成手段と、
上記復調手段に供給される上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、上記復調手段で用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、上記タイミング信号生成手段に供給される上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を、上記復調手段で用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とするサンプリング手段とを備えた
受信装置。 - 請求項１記載の受信装置において、
上記サンプリング手段は、異なる２つのサンプリング周波数により上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有する
受信装置。 - 請求項１記載の受信装置において、
上記サンプリング手段は、サンプリング周波数により上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、上記サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有する
受信装置。 - 有効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重無線通信方式によりチャンネル分割して変調して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方法において、
上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるようにするサンプリングステップと、
上記サンプリングステップによりサンプリングされた第１のサンプル数の上記チャンネル分割された上記有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して上記周波数誤差量を修正するための搬送波誤差修正信号を出力するタイミング信号生成ステップと、
上記タイミング信号生成ステップで生成されたタイミング信号により、上記複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により上記サンプリングステップでサンプリングされた第２のサンプル数の上記チャンネル分割された上記有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復調する復調ステップとを備え、
上記サンプリングステップでは、上記第１のサンプル数を、上記復調ステップで用いるサンプリングレートをオーバーサンプリングしたサンプリングレートによるサンプル数とし、上記第２のサンプル数を、上記復調ステップで用いるサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによるサンプル数とする
受信方法。 - 請求項４記載の受信方法において、
上記サンプリングステップは、異なる２つのサンプリング周波数により上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有する
受信方法。 - 請求項４記載の受信方法において、
上記サンプリングステップは、サンプリング周波数により上記受信された上記チャンネル分割された変調信号に対するサンプリングを行うアナログ／ディジタル変換器と、上記サンプリング周波数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器とを有する
受信方法。
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