JP2003110520A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 チャンネル分割を行った際にも相関値の精度
が劣化することのない相関値出力が得られ、かつパケッ
ト伝送時に複数のＯＦＤＭシンボルを用いた平均化処理
を必要としない受信装置及び受信方法を提供する。 【解決手段】 受信装置は、複数の搬送波を復調するた
めの高速演算が可能な高速フーリエ変換により受信され
た変調信号を復調するＦＦＴ演算器２４と、ＦＦＴ演算
器２４における有効データシンボル挿入領域の有効デー
タシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算の
タイミング信号を生成するＯＦＤＭシンボルタイミング
検出器／搬送波誤差検出器２７と、ＦＦＴ演算器２４に
供給される受信された変調信号に対するサンプリング周
波数ｆｓ１と、相関値演算器２６およびＯＦＤＭシンボ
ルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給され
る受信された変調信号に対するサンプリング周波数ｆｓ
２とを異ならせるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔ
ｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方
式により伝送された情報を受信して復調する受信装置及
び受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信により、高速な画像伝送を実現
するための変調方式として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏ
ｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変調方式が知ら
れている。ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方
式で、数十から数百、または、システムによっては、数
千の直交した搬送波周波数を持つデジタル変調波を多重
した信号を送信する方式である。

【０００３】この変調方式は周波数選択性フェージング
に強く、マルチキャリアを作成するためにＤＦＴ（Ｄｉ
ｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：
離散フーリエ変換）または、その高速演算が可能なＦＦ
Ｔ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：
高速フーリエ変換）が使用されるという特徴を持つ。

【０００４】このＯＦＤＭ変調方式を用いた通信では、
送信信号にガードインターバルといわれる繰り返しパタ
ーンを挿入し、これにより、マルチパスフェージングの
影響を低減する手法が一般的であった。

【０００５】一方、このガードインターバルを同期検出
用に用いて、搬送波誤差検出や、ＯＦＤＭシンボルタイ
ミング検出を行う手法が各種提案されている。図９は、
従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であ
る。

【０００６】図９において、端子２ａに供給されるＯＦ
ＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数
ｆｓ１でアナログ信号からディジタル信号に変換され
る。Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周波数ｆｓ１
で変換されたディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４によ
るＦＦＴ演算経路と、相関演算器２６による相関演算経
路とに２つに分けてそれぞれ供給される。

【０００７】まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算
経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周
波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列変
換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列並
列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変換
器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、Ｆ
ＦＴ演算器２４に供給される。

【０００８】直列並列変換されたディジタル信号は、Ｆ
ＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリ
エ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５
に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号
は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列
直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信
号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。

【０００９】次に、これと同時に、相関演算器２６によ
る相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサン
プリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、
相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、
相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として
出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミン
グ検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。

【００１０】この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミ
ング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボル
をＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを
検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給
すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の
周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正する
ための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。

【００１１】相関演算器２６では、ＦＦＴ演算器２４に
おけるフーリエ演算に用いるサンプリング周波数ｆｓ１
でサンプリングされたデータ群から順次個々の相関値を
算出し、次いでガードインターバル区間に相当する算出
値の移動平均をとり、その精度を確保している。

【００１２】例えば、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント
数が６４ポイントで、ガードインターバルがシンボル長
の１／４の場合の１６ポイントとすると、移動平均をと
るポイント数は１６ポイントとなる。これより求まる値
を相関値として後段のＯＦＤＭシンボルタイミング検出
器／搬送波誤差検出器２７で利用する。

【００１３】１６ポイントから得られる相関値ではＯＦ
ＤＭシンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７
で性能が確保できない場合には、相関演算器２６では、
ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返し得られる相関値の平均
をとり、これを新たに相関値としてＯＦＤＭシンボルタ
イミング検出器／搬送波誤差検出器２７で利用する。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】このような従来のＯＦ
ＤＭ受信装置においては、受信されたＯＦＤＭ変調信号
を相関演算器においてチャンネル分割して利用する場
合、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数自体少なくな
り、同時にガードインターバルのポイント数も減少する
ことから移動平均をとるポイント数も少なくなり、得ら
れる相関値の精度が劣化するという不都合があった。

【００１５】例えば、基本のＯＦＤＭ有効シンボルのポ
イント数が６４で、ガードインターバルがシンボル長の
１／４の場合、チャンネル分割で４チャンネル設けたと
すると、ＯＦＤＭ有効シンボルのポイント数は１６ポイ
ントとなり、ガードインターバルのポイント数は４ポイ
ントとなる。これより、移動平均をとるポイント数は４
ポイントとなり、上述した平均化処理による効果を得る
ことができず、相関値の精度が劣化するという不都合が
あった。

【００１６】図１０は、従来の移動平均演算器の構成を
示すブロック図である。図１０は、４ポイントで移動平
均をとる移動平均演算器２６４を示す。図１０におい
て、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロ
ップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６
４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄによりクロック単
位の遅延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２
６４１ｂ、２６４１ｃおよび２６４１ｄの出力は加算器
２６４２で加算されて演算信号として端子２６４ｂに出
力される。

【００１７】また、パケット伝送にＯＦＤＭ変調方式を
採用している場合、１パケット単位の同期確保を行う際
に、複数のＯＦＤＭシンボルの相関値を平均していたの
では同期に時間がかかるためスループットが低下すると
いう不都合があった。

【００１８】図１１は、従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォ
ーマットを示す図である。図１１において、同期信号１
１１、１１２、１１３、１１４は１１０で示すように同
じ信号を繰り返し、その後に、ガードインターバル１１
５、ユニークワードおよびヘッダー１１６、ガードイン
ターバル１１７、データ１１８が設けられる。

【００１９】このように、従来の受信装置ではサンプル
レートが低い分、同じプリアンブルのシンボルを繰り返
すことにより、長いプリアンブルが必要となり、このた
め、通信レートが低下するという不都合があった。

【００２０】本発明は、このような実情を鑑みてなされ
たものであり、チャンネル分割を行った際にも相関値の
精度が劣化することのない相関値出力が得られ、かつパ
ケット伝送時に複数のＯＦＤＭシンボルを用いた平均化
処理を必要としない受信装置及び受信方法を提供するこ
とを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明の受信装置は、有
効データシンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿
入領域とを有する信号を複数の搬送波を使用して直交周
波数分割多重無線通信方式により変調して無線伝送され
た変調信号を受信して復調する受信装置において、複数
の搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリ
エ変換により受信された変調信号を復調する復調手段
と、復調手段における有効データシンボル挿入領域の有
効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調
演算のタイミング信号を生成するタイミング信号生成手
段と、復調手段に供給される受信された変調信号に対す
る所定時間当たりのサンプル数と、タイミング信号生成
手段に供給される受信された変調信号に対する所定時間
当たりのサンプル数とを異なるようにするサンプリング
手段とを備えたものである。

【００２２】また、本発明の受信方法は、有効データシ
ンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを
有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多
重無線通信方式により変調して無線伝送された変調信号
を受信して復調する受信方法において、受信された変調
信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるよう
にするサンプリングステップと、サンプリングステップ
によりサンプリングされた第１のサンプル数の有効デー
タシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速
フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成す
るタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生成
ステップで生成されたタイミング信号により、複数の搬
送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ変
換によりサンプリングステップでサンプリングされた第
２のサンプル数の有効データシンボル挿入領域の有効デ
ータシンボルを復調する復調ステップとを備えたもので
ある。

【００２３】本発明の受信装置は、以下の作用をする。
復調手段は、複数の搬送波を復調するための高速演算が
可能な高速フーリエ変換により受信された変調信号を復
調する。タイミング信号生成手段は、復調手段における
有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対
する高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号
を生成する。サンプリング手段は、復調手段に供給され
る受信された変調信号に対する所定時間当たりのサンプ
ル数と、タイミング信号生成手段に供給される受信され
た変調信号に対する所定時間当たりのサンプル数とを異
なるようにする。

【００２４】本発明の受信方法は、以下の作用をする。
サンプリングステップは、受信された変調信号に対する
所定時間当たりのサンプル数を異なるようにする。タイ
ミング信号生成ステップは、サンプリングステップによ
りサンプリングされた第１のサンプル数の有効データシ
ンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高速フー
リエ変換による復調演算のタイミング信号を生成する。
復調ステップは、タイミング信号生成ステップで生成さ
れたタイミング信号により、複数の搬送波を復調するた
めの高速演算が可能な高速フーリエ変換によりサンプリ
ングステップでサンプリングされた第２のサンプル数の
有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復
調する。

【００２５】このように有効データシンボル挿入領域の
有効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復
調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速フーリ
エ変換による復調演算のタイミング信号生成用の所定時
間当たりのサンプル数とを異ならせるようにすることに
より、タイミング信号生成のための相関値精度が劣化す
ること無く相関値演算を行うことができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下に、発明の実施の形態を説明
する。本実施の形態による受信装置は、ＯＦＤＭ変調方
式のガードインターバルを用いた相関値算出において、
ＦＦＴ演算用とは別のサンプリングレートでサンプリン
グしたタイミング信号をそのＦＦＴ演算の演算タイミン
グに用いることにより、チャンネル分割して利用するＯ
ＦＤＭ変調方式においても相関値演算性能を劣化しない
ようにするものである。

【００２７】以下に、本実施の形態を説明する。図１は
本実施の形態に適用される受信装置が用いられる通信シ
ステムを示す図である。図１において、基地局５は送信
装置３および受信装置２を有していて、移動局６は送信
装置１および受信装置４を有している。基地局５の送信
装置３から移動局６の受信装置４へダウンリンク８が張
られていて、移動局６の送信装置１から基地局５の受信
装置２へアップリンク７が張られている。

【００２８】ここで、本実施の形態に適用される受信装
置は、移動局６の送信装置１からアップリンク７を用い
て通信が行われる基地局５の受信装置２である。

【００２９】図２は、ＯＦＤＭ信号を出力するＯＦＤＭ
送信装置の構成を示すブロック図である。図２に示すＯ
ＦＤＭ送信装置は、図１に示した移動局６の送信装置１
に対応する。図２において、端子１ａに供給されるベー
スバンド信号は直並列変換器１１に供給されて、直並列
変換器１１により直列並列変換される。直列並列変換器
１１により直列並列変換されたディジタル信号は、ＩＦ
ＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２に供給され
る。

【００３０】直列並列変換されたディジタル信号は、Ｉ
ＦＦＴ演算器１２により逆フーリエ演算を施される。逆
フーリエ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換
器１３に供給される。逆フーリエ演算が施されたディジ
タル信号は並列直列変換器１３により並列直列変換され
る。並列直列変換器１３により並列直列変換されたディ
ジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔ
ｅｒｖａｌ）付加器１４に供給される。並列直列変換さ
れたディジタル信号はガードインターバル（Ｇｕａｒｄ
Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４によりガードインター
バルの挿入が行われる。ガードインターバルの挿入が行
われたディジタル信号はＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎ
ａｌｏｇ）変換器１５に供給される。ガードインターバ
ルの挿入が行われたディジタル信号はＤ／Ａ変換器１５
によりアナログ信号に変換されて、ＯＦＤＭ信号として
端子１ｂに出力される。

【００３１】ＯＦＤＭ変調方式に、１６ＱＡＭ（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓ
ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ））等の多値変調を組み合わせ
る場合には同期検波で実現する必要がある。

【００３２】図２において、ＯＦＤＭ送信装置は、例え
ば図示しないＦＥＣＣｏｄｅ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒ
ｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）部などで畳み込み符号化
等の符号化を行った後に、図示しないＭＡＰ部で１６Ｑ
ＡＭ等のマッピングを行ったデータに対して、ＩＦＦＴ
（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算器１２で逆ＦＦＴ演算
を行う。逆ＦＦＴ演算の後にガードインターバル（Ｇｕ
ａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加器１４でガードインタ
ーバルの挿入を行ってＯＦＤＭデータを発生する。

【００３３】Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ信号に変換し
た後に、図示しないＲＦ部で高周波処理のアナログ回路
部を通り、アンテナで伝送路である空間に電波として送
り出される。

【００３４】図３は、本実施の形態が適用されるＯＦＤ
Ｍ受信装置の構成を示すブロック図である。図９に対応
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図３において、端子２ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ
／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング周波数ｆｓ１でア
ナログ信号からディジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換
器２１ｂによりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信
号からディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１
ａによりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジ
タル信号は、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算経路に
供給される。Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサンプリング周
波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、相関演算器
２６による相関演算経路に供給される。

【００３５】まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算
経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ａによりサンプリング
周波数ｆｓ１で変換されたディジタル信号は、直列並列
変換器２３に供給される。このディジタル信号は、直列
並列変換器２３により直列並列変換される。直列並列変
換器２３により直列並列変換されたディジタル信号は、
ＦＦＴ演算器２４に供給される。

【００３６】直列並列変換されたディジタル信号は、Ｆ
ＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリ
エ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５
に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号
は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列
直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信
号はベースバンド信号として端子２ｂに出力される。

【００３７】次に、これと同時に、相関演算器２６によ
る相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１ｂによりサ
ンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号
は、相関演算器２６に供給される。このディジタル信号
は、相関演算器２６により相関演算が施され相関信号と
して出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイ
ミング検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。

【００３８】この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミ
ング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボル
をＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを
検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給
すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の
周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正する
ための搬送波誤差修正信号を端子２ｃに出力する。

【００３９】上述したように、異なる２つのサンプリン
グ周波数ｆｓ１，ｆｓ２（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ１）に
より受信された変調信号に対するサンプリングを行う２
つのＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂを設けることにより、
有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対
するＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換演算用の
所定時間当たりのサンプル数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２
４による高速フーリエ変換演算のタイミング信号生成用
の所定時間当たりのサンプル数ｆｓ２とを異ならせるよ
うにすることにより、タイミング信号生成のための相関
値精度が劣化すること無く相関演算器２６において相関
値演算を行うことができる。

【００４０】図４は、他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示
すブロック図である。図９に対応する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。図４において、端子
２’ａに供給されるＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２１に
よりサンプリング周波数ｆｓ２でアナログ信号からディ
ジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１によりサン
プリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、
ダウンサンプリング器２２によりサンプリング周波数ｆ
ｓ１のデータに変換された後に、ＦＦＴ演算器２４によ
るＦＦＴ演算経路に供給される。Ａ／Ｄ変換器２１によ
りサンプリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信
号は、相関演算器２６による相関演算経路に供給され
る。

【００４１】まず、ＦＦＴ演算器２４によるＦＦＴ演算
経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサンプリング周
波数ｆｓ２で変換された後にダウンサンプリング器２２
によりサンプリング周波数ｆｓ１で変換されたディジタ
ル信号は、直列並列変換器２３に供給される。このディ
ジタル信号は、直列並列変換器２３により直列並列変換
される。直列並列変換器２３により直列並列変換された
ディジタル信号は、ＦＦＴ演算器２４に供給される。

【００４２】直列並列変換されたディジタル信号は、Ｆ
ＦＴ演算器２４によりフーリエ演算を施される。フーリ
エ演算が施されたディジタル信号は並列直列変換器２５
に供給される。フーリエ演算が施されたディジタル信号
は並列直列変換器２５により並列直列変換される。並列
直列変換器２５により並列直列変換されたディジタル信
号はベースバンド信号として端子２’ｂに出力される。

【００４３】次に、これと同時に、相関演算器２６によ
る相関演算経路において、Ａ／Ｄ変換器２１によりサン
プリング周波数ｆｓ２で変換されたディジタル信号は、
相関演算器２６に供給される。このディジタル信号は、
相関演算器２６により相関演算が施され相関信号として
出力される。この相関信号はＯＦＤＭシンボルタイミン
グ検出器／搬送波誤差検出器２７に供給される。

【００４４】この相関信号からＯＦＤＭシンボルタイミ
ング検出器／搬送波誤差検出器２７はＯＦＤＭシンボル
をＦＦＴ演算部２４によりＦＦＴ演算するタイミングを
検出してこのタイミング信号をＦＦＴ演算器２４に供給
すると共に、搬送波の周波数誤差量を検出して搬送波の
周波数誤差量を後段の図示しない等化器により修正する
ための搬送波誤差修正信号を端子２’ｃに出力する。

【００４５】上述したように、サンプリング周波数ｆｓ
２により受信された変調信号に対するサンプリングを行
うＡ／Ｄ変換器２１と、サンプリング周波数ｆｓ２より
低いサンプリング周波数ｆｓ１（ただし、ｆｓ２＞ｆｓ
１）にダウンサンプリングを行うダウンサンプリング器
２２とを設けることにより、有効データシンボル挿入領
域の有効データシンボルに対するＦＦＴ演算器２４によ
る高速フーリエ変換演算用の所定時間当たりのサンプル
数ｆｓ１と、ＦＦＴ演算器２４による高速フーリエ変換
演算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプ
ル数ｆｓ２とを異ならせるようにすることにより、タイ
ミング信号生成のための相関値精度が劣化すること無く
相関演算器２６において相関値演算を行うことができ
る。

【００４６】ここで利用されるＡ／Ｄ変換器２１ａ用の
サンプリングレートｆｓ１は、図３に示したＡ／Ｄ変換
器２１ａではＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレ
ートｆｓ１と等しいものである。なお、ここでは図示し
ないがＡ／Ｄ変換器２１ａにより、ディジタル信号上で
の帯域制限フィルタ用に２倍程度のオーバーサンプリン
グを行うようにしてもよい。

【００４７】これに対して、図３に示したＡ／Ｄ変換器
２１ｂではＦＦＴ演算器２４で用いる比較的低いサンプ
リングレートｆｓ１とは別に、相関演算器２６での演算
精度を確保するために必要となる比較的高いサンプリン
グレートｆｓ２となっている。これは必ずしもＦＦＴ演
算器２４用のサンプリングレートｆｓ１の逓倍であると
は限らないものである。しかし、ＯＦＤＭシンボルタイ
ミング等の調整を考慮すると逓倍にすることにより容易
に構成が可能となる。

【００４８】また、図４に示したＡ／Ｄ変換器２１で
は、図３に示したＡ／Ｄ変換器２１ｂと同等のサンプリ
ングレートｆｓ２を用いるが、ダウンサンプリング器２
２でＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ
１に変換する必要があることから、このサンプリングレ
ートｆｓ２もそのサンプリングレートｆｓ１に対して逓
倍であることが望ましい。

【００４９】ＦＦＴ演算器２４でＦＦＴ演算を行った周
波数軸上に戻されたデータは、図示しない伝送路推定手
段で伝送路推定が行われる。伝送路推定されたデータは
後段の図示しない等化器で信号の振幅や位相を補正され
る。従って、等化器は受信装置のＦＦＴ変換処理の後に
配置される。等化器は、送信装置側から予め既知である
信号、リファレンスシンボルおよびパイロットキャリア
を使用して伝送路の状態を推定する。

【００５０】ここで、シンボルとは、ＦＦＴ変換処理に
おいて６４ポイントのデータの切り出しを行う場合に、
その６４ポイントのうちの５２ポイントのデータをシン
ボルという。リファレンスシンボルは、既知のパターン
のＯＦＤＭ信号である。ユーザデータのデータシンボル
は、データキャリアとパイロットキャリアとで構成され
る。

【００５１】ＦＦＴ変換処理の出力は、５２キャリア分
の５２個のデータである。このデータは、等化器によ
り、マルチパス等の伝送路の影響による振幅と位相の歪
みを除去することができる。

【００５２】なお、振幅に情報を載せる１６ＱＡＭ等の
多値変調方式では、受信装置では位相と振幅の補正を各
キャリア毎に行う必要があり、このための等化器が必要
となる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝
送路の影響により振幅の変化や位相の回転等の歪みを受
けた場合に、それを元の状態に戻す処理を施すための装
置である。

【００５３】等化器の原理としては、伝送路の伝達関数
を推定し、その逆フィルターを受信信号にかけることに
より伝送路の歪みをキャンセルすることにより実現す
る。ＯＦＤＭ変調方式による無線通信システムにおいて
は、ＦＦＴ変換処理後において周波数軸上としてのデー
タを持つことができるため、ＯＦＤＭ変調方式のための
等化器は、ＦＦＴ変換処理後に配置される場合が多い。

【００５４】図５は、相関演算器の構成を示すブロック
図である。図５は、図３および図４に示した相関演算器
２６に対応する。図５において、端子２６ａに供給され
るサンプリング信号ｓｉｇ１は、シンボル遅延器２６１
に供給される。シンボル遅延器２６１に供給されたサン
プリング信号は、ＯＦＤＭ有効シンボル分の遅延量を付
与されて遅延サンプリング信号ｓｉｇ２となる。この遅
延サンプリング信号ｓｉｇ２は、共役変換器２６２に供
給される。共役変換器２６２に供給された遅延サンプリ
ング信号ｓｉｇ２は、複素共役の値へ変換される。この
複素共役信号は、複素乗算器２６３に供給される。

【００５５】また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、複素
乗算器２６３に供給される。複素乗算器２６３に供給さ
れた複素共役信号は、サンプリング信号ｓｉｇ１と複素
乗算演算が行われる。複素乗算演算信号は、移動平均演
算器２６４に供給される。移動平均演算器２６４に供給
された複素乗算演算信号は、移動平均値の演算が施され
る。この移動平均値演算信号は、自乗演算器２６５に供
給される。自乗演算器２６５に供給された移動平均値演
算信号は、自乗演算が施されて、相関信号ｓｉｇ３とし
て端子２６ｂに出力される。また、移動平均値演算信号
は、位相検出用信号として端子２６ｃに出力される。

【００５６】また、サンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗
演算器２６６に供給される。自乗演算器２６６に供給さ
れたサンプリング信号ｓｉｇ１は、自乗演算が施され
る。自乗演算信号は、移動平均演算器２６７に供給され
る。移動平均演算器２６７に供給された自乗演算信号
は、移動平均値の演算が施される。この移動平均値演算
信号は、自乗演算器２６８に供給される。自乗演算器２
６８に供給された移動平均値演算信号は、自乗演算が施
されて、正規化用信号として端子２６ｄに出力される。
この正規化用信号は、後段のＯＦＤＭシンボルタイミン
グ検出器／搬送波誤差検出器２７で相関信号と共に用い
られる。

【００５７】この相関演算器２６において、移動平均演
算器２６４、移動平均演算器２６７で移動平均演算を行
う時間幅はガードインターバルと同じ幅である。実質的
には、サンプリングレートとガードインターバルの関係
から１回に平均化されるサンプル数が確定する。

【００５８】図６は、ＯＦＤＭ信号出力を示す図であ
る。図６は、図２に示したＯＦＤＭ送信装置１からの出
力を示すものである。図６において、ＯＦＤＭ信号の１
ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ有効シンボルとそのシン
ボル後方部分を手前にコピーしたガードインターバルＧ
とからなるものである。

【００５９】図７は、相関信号出力を示す図である。図
７Ａはサンプリング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓ
ｉｇ２、図７Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３
である。図７は、図３、図４および図５に示した相関演
算器２６の動作を示すものである。図７Ａに示すサンプ
リング信号ｓｉｇ１を、ＯＦＤＭ有効シンボル分遅延さ
せたものが図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２である。図７
Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のガードインターバル区間Ｇ
１、Ｇ２、Ｇ３は図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ
１の信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と図７Ｃに示す一致判定のよ
うに、条件付きで一致している。条件とは、雑音の影響
を無視し、搬送波同期等が完全に取れている場合であ
る。なお、同期が不完全な場合には、後段のＯＦＤＭシ
ンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器２７で誤差
検出することができる。

【００６０】また、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２のデ
ータシンボル区間Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２は図７Ａに示すサン
プリング信号ｓｉｇ１の信号Ｇ１およびＳ１、Ｇ２およ
びＳ２、Ｇ３およびＳ３と図７Ｃに示す一致判定のよう
に、特別な条件が無い限り不一致となる。

【００６１】これより、図７Ｂに示す遅延信号ｓｉｇ２
が図５に示した時間遅れがない共役変換器２６２を通過
した後、図７Ａに示すサンプリング信号ｓｉｇ１と図５
に示した複素演算器２６３で複素演算されると、一致区
間では実数方向のベクトルを算出し（完全同期している
場合）、不一致区間では無相関のベクトルが算出され
る。搬送波同期でない場合には、一致区間では同等量の
位相回転を持つベクトルが算出されたりするが、それら
は同一方向に向いている。これらのベクトルを図５に示
した移動平均演算器２６４にて平均処理をすると、不一
致区間ではベクトル「０」平均の値を出力し、一致区間
を跨ぐ平均を行っていくにつれて同一方向のベクトル値
を出力していく。

【００６２】一致区間と移動平均区間が一致した場合に
ベクトル値が最大となる。この出力されるベクトルの位
相関係から搬送波誤差を検出することが可能である。ま
たベクトルを自乗演算することにより、距離が求めら
れ、図７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３として表される。図
７Ｄに示す相関信号ｓｉｇ３が最大となる地点を求める
ことにより、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出するこ
とが可能である。これらのベクトルを精度良く算出する
ためには、図５に示した移動平均演算器２６４にて平均
処理するサンプル数が多ければ多いほど、その精度は上
がる。そのために本実施の形態では、サンプリングレー
トｆｓ２を上げ、移動平均幅内のサンプル数を増やして
いる。

【００６３】図８は、移動平均演算器の構成を示すブロ
ック図である。図８は、８ポイントで移動平均をとる移
動平均演算器２６４を示す。図８において、図１０と対
応するものには同一の符号を付している。図８におい
て、端子２６４ａに入力された演算信号はフリップフロ
ップなどで構成されるクロック遅延器２６４１ａ、２６
４１ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４
１ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈによりクロック単位の遅
延処理が施され、クロック遅延器２６４１ａ、２６４１
ｂ、２６４１ｃ、２６４１ｄ、２６４１ｅ、２６４１
ｆ、２６４１ｇ、２６４１ｈの出力は加算器２６４２で
加算されて演算信号として端子２６４ｂに出力される。

【００６４】図８は、図１０と対比して構成したもの
で、サンプリングレートｆｓ２を図３および図４に示し
たＦＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１
の２倍を用いた例である。図１０の４ポイントで移動平
均をとるものに対して、図８では８ポイントで移動平均
を取ることにより、その演算信号の出力値の精度を向上
させることができる。

【００６５】この際に、移動平均演算器２６４で用いる
ポイント数を増やすために、図３および図４に示したＦ
ＦＴ演算器２４で用いるサンプリングレートｆｓ１とは
別のサンプリングレートｆｓ２でサンプルされたデータ
を図３および図４に示した相関演算器２６に供給し、相
関演算器２６自体の性能を劣化させずに機能させること
ができる。

【００６６】また、チャンネル分割を行わない従来の通
信においても、本実施の形態を適用することにより、相
関演算器２６の性能の向上を図ることができる。

【００６７】上述した本実施の形態において、ガードイ
ンターバルを用いて相関信号を生成する例を示したが、
これに限らず、プリアンブルを用いて相関信号を生成す
るようにしてもよい。

【００６８】上述した本実施の形態において、ワイヤレ
スネットワークを規定するワイヤレス（Ｗｉｒｅｌｅｓ
ｓ）１３９４における例を示したが、これに限らず、他
のＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２に適
用しても良い。

【００６９】

【発明の効果】この発明の受信装置は、有効データシン
ボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域とを有
する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重
無線通信方式により変調して無線伝送された変調信号を
受信して復調する受信装置において、複数の搬送波を復
調するための高速演算が可能な高速フーリエ変換により
受信された変調信号を復調する復調手段と、復調手段に
おける有効データシンボル挿入領域の有効データシンボ
ルに対する高速フーリエ変換による復調演算のタイミン
グ信号を生成するタイミング信号生成手段と、復調手段
に供給される受信された変調信号に対する所定時間当た
りのサンプル数と、タイミング信号生成手段に供給され
る受信された変調信号に対する所定時間当たりのサンプ
ル数とを異なるようにするサンプリング手段とを備えた
ので、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の
復調手段における有効データシンボル挿入領域の有効デ
ータシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演算
のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生成
のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を行
うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成を
行うことができるという効果を奏する。

【００７０】また、この発明の受信装置は、上述におい
て、サンプリング手段は、異なる２つのサンプリング周
波数により受信された変調信号に対するサンプリングを
行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するので、
有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルに対
する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間当た
りのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演算の
タイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル数と
を異ならせるようにすることにより、タイミング信号生
成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を
行うことができるという効果を奏する。

【００７１】また、この発明の受信装置は、上述におい
て、サンプリング手段は、サンプリング周波数により受
信された変調信号に対するサンプリングを行うアナログ
／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低いサ
ンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウンサ
ンプリング器とを有するので、有効データシンボル挿入
領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変換に
よる復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、高速
フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成用の
所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるようにする
ことにより、タイミング信号生成のための相関値精度が
劣化すること無く相関値演算を行うことができるという
効果を奏する。

【００７２】また、この発明の受信方法は、有効データ
シンボル挿入領域と繰り返しデータシンボル挿入領域と
を有する信号を複数の搬送波を使用して直交周波数分割
多重無線通信方式により変調して無線伝送された変調信
号を受信して復調する受信方法において、受信された変
調信号に対する所定時間当たりのサンプル数を異なるよ
うにするサンプリングステップと、サンプリングステッ
プによりサンプリングされた第１のサンプル数の有効デ
ータシンボル挿入領域の有効データシンボルに対する高
速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号を生成
するタイミング信号生成ステップと、タイミング信号生
成ステップで生成されたタイミング信号により、複数の
搬送波を復調するための高速演算が可能な高速フーリエ
変換によりサンプリングステップでサンプリングされた
第２のサンプル数の有効データシンボル挿入領域の有効
データシンボルを復調する復調ステップとを備えたの
で、直交周波数分割多重無線通信方式による復調時の復
調ステップにおける有効データシンボル挿入領域の有効
データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調演
算のタイミング信号を生成する際に、タイミング信号生
成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演算を
行うことにより、高精度で高速にタイミング信号の生成
を行うことができるという効果を奏する。

【００７３】また、この発明の受信方法は、上述におい
て、サンプリングステップは、異なる２つのサンプリン
グ周波数により受信された変調信号に対するサンプリン
グを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するの
で、有効データシンボル挿入領域の有効データシンボル
に対する高速フーリエ変換による復調演算用の所定時間
当たりのサンプル数と、高速フーリエ変換による復調演
算のタイミング信号生成用の所定時間当たりのサンプル
数とを異ならせるようにすることにより、タイミング信
号生成のための相関値精度が劣化すること無く相関値演
算を行うことができるという効果を奏する。

【００７４】また、この発明の受信方法は、上述におい
て、サンプリングステップは、サンプリング周波数によ
り受信された変調信号に対するサンプリングを行うアナ
ログ／ディジタル変換器と、サンプリング周波数より低
いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行うダウ
ンサンプリング器とを有するので、有効データシンボル
挿入領域の有効データシンボルに対する高速フーリエ変
換による復調演算用の所定時間当たりのサンプル数と、
高速フーリエ変換による復調演算のタイミング信号生成
用の所定時間当たりのサンプル数とを異ならせるように
することにより、タイミング信号生成のための相関値精
度が劣化すること無く相関値演算を行うことができると
いう効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施の形態に適用される受信装置が用いられ
る通信システムを示す図である。

【図２】ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】本実施の形態が適用されるＯＦＤＭ受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図４】他のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
である。

【図５】相関演算器の構成を示すブロック図である。

【図６】ＯＦＤＭ信号出力を示す図である。

【図７】相関信号出力を示す図である。図７Ａはサンプ
リング信号ｓｉｇ１、図７Ｂは遅延信号ｓｉｇ２、図７
Ｃは一致判定、図７Ｄは相関信号ｓｉｇ３である。

【図８】移動平均演算器の構成を示すブロック図であ
る。

【図９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック
図である。

【図１０】従来の移動平均演算器の構成を示すブロック
図である。

【図１１】従来の同期用ＯＦＤＭ信号フォーマットを示
す図である。

【符号の説明】

１……送信装置、２……受信装置、３……送信装置、４
……受信装置、５……基地局、６……移動局、７……ア
ップリンク、８……ダウンリンク、１１……直列並列変
換器、１２……ＩＦＦＴ演算器、１３……並列直列変換
器、１４……ＧＩ付加器、１５……Ｄ／Ａ変換器、２１
ａ……Ａ／Ｄ変換器、２１ｂ……Ａ／Ｄ変換器、２３…
…直列並列変換器、２４……ＦＦＴ演算器、２５……並
列直列変換器、２６……相関演算器、２７……ＯＦＤＭ
シンボルタイミング検出器／搬送波誤差検出器、２１…
…Ａ／Ｄ変換器、２２……ダウンサンプリング器、２６
１……シンボル遅延器、２６２……共役変換器、２６３
……複素乗算器、２６４……移動平均演算器、２６５…
…自乗演算器、２６６……自乗演算器、２６７……移動
平均演算器、２６８……自乗演算器、２６４１＊……ク
ロック遅延器、２６４２……加算器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有効データシンボル挿入領域と繰り返し
   データシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波
   を使用して直交周波数分割多重無線通信方式により変調
   して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信装
   置において、 上記複数の搬送波を復調するための高速演算が可能な高
   速フーリエ変換により受信された変調信号を復調する復
   調手段と、 上記復調手段における上記有効データシンボル挿入領域
   の有効データシンボルに対する上記高速フーリエ変換に
   よる復調演算のタイミング信号を生成するタイミング信
   号生成手段と、 上記復調手段に供給される上記受信された変調信号に対
   する所定時間当たりのサンプル数と、上記タイミング信
   号生成手段に供給される上記受信された変調信号に対す
   る所定時間当たりのサンプル数とを異なるようにするサ
   ンプリング手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の受信装置において、 上記サンプリング手段は、異なる２つのサンプリング周
   波数により上記受信された変調信号に対するサンプリン
   グを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有するこ
   とを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載の受信装置において、 上記サンプリング手段は、サンプリング周波数により上
   記受信された変調信号に対するサンプリングを行うアナ
   ログ／ディジタル変換器と、上記サンプリング周波数よ
   り低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを行う
   ダウンサンプリング器とを有することを特徴とする受信
   装置。
4. 【請求項４】 有効データシンボル挿入領域と繰り返し
   データシンボル挿入領域とを有する信号を複数の搬送波
   を使用して直交周波数分割多重無線通信方式により変調
   して無線伝送された変調信号を受信して復調する受信方
   法において、 上記受信された変調信号に対する所定時間当たりのサン
   プル数を異なるようにするサンプリングステップと、 上記サンプリングステップによりサンプリングされた第
   １のサンプル数の上記有効データシンボル挿入領域の有
   効データシンボルに対する高速フーリエ変換による復調
   演算のタイミング信号を生成するタイミング信号生成ス
   テップと、 上記タイミング信号生成ステップで生成されたタイミン
   グ信号により、上記複数の搬送波を復調するための高速
   演算が可能な高速フーリエ変換により上記サンプリング
   ステップでサンプリングされた第２のサンプル数の上記
   有効データシンボル挿入領域の有効データシンボルを復
   調する復調ステップとを備えたことを特徴とする受信方
   法。
5. 【請求項５】 請求項４記載の受信方法において、 上記サンプリングステップは、異なる２つのサンプリン
   グ周波数により上記受信された変調信号に対するサンプ
   リングを行う２つのアナログ／ディジタル変換器を有す
   ることを特徴とする受信方法。
6. 【請求項６】 請求項４記載の受信方法において、 上記サンプリングステップは、サンプリング周波数によ
   り上記受信された変調信号に対するサンプリングを行う
   アナログ／ディジタル変換器と、上記サンプリング周波
   数より低いサンプリング周波数にダウンサンプリングを
   行うダウンサンプリング器とを有することを特徴とする
   受信方法。