KR970002757B1 - 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법 - Google Patents

다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법 Download PDF

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Abstract

내용없음.

Description

다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법
제 1 도 및 2 도는 본 발명의 실시예를 따르는 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기 일부분을 도시한 블럭도
제 3 도는 종래 7-셀 재사용 패턴을 도시한 블럭도.
제 4 도는 종래 4-셀 재사용 패턴을 도시한 블럭도.
제 5 도는 채널 응답을 결정하는 방법을 도시한 순서도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 수 신 기 13 : 포 트
14 : 복 조 기
[발명의 분야]
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 통신 시스템에서 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법에 관한 것이다.
[발명의 배경]
CDMA(Code Division Multiple Access), 특히 SFH-CDMA(S1ow Frequency Hop-CDNlA) 영역에서, 각 흡(hop)에 대한 캐리어-간섭(carrier-to-interference),즉 채널 전력비(channel power ratio)의 정확한 추정치를 계산하는 것은 중요하다. 다경로 신호로 인해 야기되는 채널 위상을 정확하게 추정하는 것 또한 중요하다. 이들 두개의 파라미터, 즉 채널 이득 및 위상 모두를 본원에선 채널 응답 파라미터라 칭한다.
채널 이득 및 위상을 측정하는 방법은 공지되어 있다. 그러나, 이들 방법은 추정치를 얻는데 있어서 계산이 복잡하고 상당히 긴 시간이 소요된다.
M승 법칙 장치(M-th power law devices) 및 판정-피드백 PLLs(decision-feedback Phase Locked Loopo)을 토대로 한 캐리어 위상 회복 방법 또한 공지되어 있다. 비터비, 앤드류와 비터비, 오드리가 29 IEEE Trans. on Information Theory 543-51(1983년 7월)에 발표한 "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission" 및 프로아키스가 발표한 "Digital Communications" 304-18(1989sus년 재판본)을 참조하시오. 그러나, SFH-CDMA 시스템에서 이들 기술을 이용하는 것은 짧은 흡 지속기간(short hop duration)으로 인해 곤란한데, 왜냐하면 짧은 흡 지속 기간은 PLL 또는 평균화수단(averaging schemes)이 동작할만한 시간을 제공하지 못하기 때문이다. 게다가, 이들 평균화 수단은 채널이 부가적인 화이트 가우스 잡음 채널(additive white Gaussian noise channel)이라는 가정하에서 동작한다. 동기화된 SFH-CDMA 시스템에서, 모든 심볼(바람직하든 그렇치 않든)이 동기화되기 때문에, 이 가정은 부정확하다. 결과적으로, 모든 간섭체는 화이트 가우스 잡음으로서 상관 수신기(Correlatorr receiver)에 나타나지 않는다.
그러므로, 상술된 결정을 갖지 않은 채널 응답을 결정하는 방법에 대한 필요성이 존재한다.
[발명의 요약]
수신기 및 다수의 송신기를 갖는 통신 시스템에서, 다수의 채널 응답을 결정하는 방법을 제공하는 것이다. 상기 방법은 다수의 송신기 각각으로부터 다수의 공지된 신호들중 한 신호를 전송하므로써 시작된다.상기 공지된 신호는 상기 수신기에 공지되어 있다. 그리고나서, 상기 수신기는 상기 수신된 공지 신호를 측정하고, 이들 측정치를 이용하여 채널 위상 및 이득(전력비)과 같은 다수의 채널 응답을 추정한다.
일단 채널 응답이 결정되면, 상기 채널 응답은 복조후나 비터비 디코더에서 디코딩되는 동안 상기 수신된 신호를 수정하는데에 이용된다. 제공된 특정 실시예에서, 통상적으로 상기 복조된 신호로 위상 교정이 수행된다. 채널 이득은 위상 교정 또는 이득 파라미터가 비터비 메트릭(Viterbi metric)을 수정하는데에 이용되는 시점과 동일한 시점에서 교정되고 나서, 수신된 신호를 교정한다.
[도면의 간단한 설명]
본 발명을 구현하는 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기(10)가 제1도에 도시되어 있다. 포트(13)로부터나오는 신호는 수신기(l0)에 의해 수신되어 복조기(14)에서 복조된다. 상기 복조된 신호는 위상 교정 및 C/1(캐리어-간섭) 가중 회로, 즉 전력비 가중 회로에 제공된다.
다중 통로의 효과를 나타내기 위하여, 전송된 벡터 x(t)는 벡터 채널 응답 회로(11)에서 채널 응답 벡터C에 의하여 교란되어 수신된 파형 벡터 r를 발생시킨다. 상기 파형 r은 양호한 조건 행렬(conditioned matrix)P-1에 따라서 교란 회로(perturbing circuit)(12)에서 교란되어 채널 응답 C을 결정한다. 인버스 또는 의사 인버스(inverse or pseudo inverse)가 존재하는 경우에 하나의 양호한 조건 행렬이 존재한다. 채널 응답이 주어지면, 채널 이득 및 위상 계수가 추정될 수 있다.
복조된 신호는 교란 회로(12)에서 채널 응답을 이용하여 추정된 C/I기로 위상 교정되어 가중된다. 그 결과로 인한 신호가 디인터리버(16)로 진행한다. 디인터리버(16)는 인터리버의 역기능을 수행한다. 인터리빙은인접한 비트를 분할하여 재배열하는데, 그 결과 전송된 신호의 세그먼트가 파괴될지라도, 디인터리빙된 연속 비트에는 아무런 영향을 미치지 않는다. 일단 디인터리빙되면, 파괴된 비트는 최종 신호를 통해서 무작위로 펼쳐지는데, 그로인해 비트에 대한 충격(impact)이 최소화되어 비터비 디코더에 의해 교정될 수 있다.
디인터리빙된 신호는 트렐리스(trellis)를 형성하는 비터비 디코더에 전송되어 데이타 시퀀스를 추정한다.
상기 데이타 시퀀스는 실제로 전송되는 데이타 시퀀스를 추정하는 소프트 판정저 신호(soft decision signal)(즉, 다중 통로 채널을 거쳐 전송되므로써 야기되는 왜곡을 보다 작게 수신하는 것과 같은 신호)를 형성한다.
비터비 디코더에 의해 사용되는 메트릭은 식(1)로 표시된다.
여기서, ZR *은 디인터리빙된 심볼이고 IR은 QPSK 시스템의 경우에 식(2)에서 정의된 집합으로부터 취한IR의 공액 복소수이다.
여기서, n은 집합 0,1,2 또는 3중 하나이다.
비터비 디코더(17)에서 교정된 디지탈 신호는 음성 디코더(18)에 전송되며, 상기 음성 디코더는 상기 신호를 최종적으로 디코딩하여 아날로그 음성 출력을 제공한다.
본 발명의 또다른 실시예가 제2도에 도시되어 있다. 수신기(10 및 16)간의 차이는 단지 위상 교정이 블럭(15')에서 행해진다는 것이다. 전력비 파라미터는 블럭(15')에서 결정되지만, 상기 교정은 그와 동시에 이루어지지 않는다. 위상 교정된 신호 및 전력비 파라미터 둘다는 디인터리버(16')로 진행하는데, 상기 전력비 파라미터는 상기 위상 교정된 신호와 동일한 방식으로 상기 디인터리버에서 처리된다.
그리고나서, 디인터리빙된 두 신호는 비터비 디코더(17')로 진행한다. 디코더(17')에서, 전력비 파라미터는 식(1)의 비터비 메트릭을 수정하기 위하여 사용된다.
여기서,η은 전력비 C/I이다.
상기 벡터 채널 응답 회로(11) 및 교란 회로(12)는 짧은 호핑(SFH-CDMA) 지속 시간으로 인해 채널응답이 비교적 한 홉에서 다음 홉까지 일정하다는 가정하에서 동작한다. 35mph 속도로 이동하는 가입자 유닛에 대한 페이딩(fading)이 30Hz 도풀러 속도로 야기된다는 것을 보여주는 결과에 의해 이 가정은 지지받는다. 500Hz(2ms 윈도우)의 호핑 속도로 인해, 채널 응답은 비교적 일정하게 된다.
동작시에, 신호는 다음과 같이 수신된다.
여기서, Xc(t)는 소망 신호이고, Xi 1(t), Xi 2(t), 및 Xi m(t)은 간섭체이다.신호 벡터는 다음과 같이 규정된 채널 응답 벡터 C에 의해 교란된다.
수신 파형 r(t)은 다음과 같이 결정된다.
만일 N파이로트 심볼이 흡당 전송된다면, 흡당 수신 벡터는 다음과 같다.
수신기에서, 채널 응답은 다음과 같이 계산된다.
여기서 P는 임의의 양호한 조건 행렬이다. 채널 응답 CT가 주어지면, 추점된 C/A가(전력 이득) 및 채널위상은 다음과 같이 결정된다.
이와같은 프로세스는 기존 기술에 비해 계산을 훨씬 간단하게 하고 시간 소요가 월씬 단축된다. 또한,이 기술은 PL 기술에서 공지된 짧은 흡 지속 기간으로 야기되는 문제들에 좌우되지 않는다.
표준 7-셀 재사용 셀룰러 패턴이 지금부터 제 3 도를 참조하여, 설명될 것이다. 순방향 채널(베이스 기지(31)에서 가입자 유닛(40)으로의 전송)을 토대로 본 발명을 활용할 때, 베이스(31-37)가 동기화되는 경우, 각 셀(2l-27)은 매흡마다 사전 할당된 파이로트 코드를 전송한다. 혼잡한 도심지에서, 공통 셀 크기는 1.5내지 3.0킬로미터일 수 있다. 이것이 10 내지 15μsec(마이크로초)의 예측된 전파 지연을 초래한다. 이들 지연은 심볼 지속기간(예를들어,200μsec) 보다 훨씬 작기 때문에, 가입자 유닛(40)의 비상관성이 적절히 신호를 격리시킨다.
역방향 채널(가입자 유닛(40)에서 베이스 기지(31)로의 전송)을 토대로 본 발명을 활용할 때, 각 가입자(40)는 호출 셋업 시간에서 파이로트 코드를 부여받고 핸드 오프가 발생되면 언제든지 새로운 코드를 부여받는다. 다이나믹 코드 할당은 교환실(central office location)의 스위치에 의하여 모니터된다. 코드 할당시에, 시스템은 P 행렬이 반전되도록 하는 방식 코드를 선택한다. 흡당 세개의 파이로트를 갖는 QPSKQuadrature Phase Shift Keyed) 성좌(constellation)인 경우에, 43, 즉 64개의 조합이 가능하다. 그러나, 상기 조합 모두는 비정칙행렬(non-singular maarices)은 아니 다.
6-섹터 셀(제4도, 셀(51 내지 54))에서, 4-셀 재사용 패턴(50)에서 단지 4개의 코드만이 필요하다. QPSK에 따라서, 직교 코드는 다음을 이용하여 발생된다.
상기 직교 코드는 순환적으로 발생되어 다음과 같이 된다.
4-셀 재사용 패턴 표준에 부합하도록, 적어도 4개의 파이로트가 홉당 필요하다(4×4 직교 코드를 만듬).비록 코드의 직교성이 코드 설계를 보다 간단하게 만들지라도, 상기 코드의 직교성은 필수 조건 아니라는것올 주지해야만 한다.
채널 응답을 결정하여 보상하는 방법(60)을 설명하는 순서도가 제 5 도를 참조하여 서술될 것이다. 상기방법(60)은 단계(61)에서 시작하여 다수의 송신기로부터 공지된 신호를 전송하는 단계(62)로 진행한다. 그리고나서, 이들 공지된 신호는 수신기에서 측정된다(단계 63). 그리고나서, 측정된 신호는 수신된 신호를 디코딩하는데 이용하는 채널 응답 계수를 결정하기 위하어 이용된다(단계 64).
방법(60)은 주채널 선력 대 임의 간섭 채널의 총전력의 전력비(C/I비)를 계산한다(단계 65). 단계(66)에서 전송망 신호의 위상을 결정한다. 그리고나서, 복조 신호의 위상 교정 회로(15 내지 15')에 의해 교정된다(단계 67).
그리고나서, 전력비 파라미터에 의해 복조된 신호를 가중하므로써 신호에 대한 소프트 소거(soft erasure)가 수행된다(단계 68). 이 단계는 신호를 디인터리빙하기 앞서(dP를들어 회로(15)) 수행되거나 비터비 알고리즘올 수정하므로써 비터비 디코딩(즉, 회로(15'))과 동시에 수행될 수 있다.
따라서, 당업자는 본 발명의 채널 응답을 결정하는 방법에 따라서 상술된 목적 및 장점을 완전하게 성취할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
본 발명이 특정 실시예와 관계하여 서술되었지만, 당업자는 상술한 설명을 토대로 각종 수정 또는 변경을 행할 수 있다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구범위내에서 행해진 각종 수정 및 변경을 포함한다.

Claims (10)

  1. 수신기(40) 및 다수의 송신기(31 내지 37)를 갖는 통신 시스템에서, 다수의 채널 응답을 결정하는 방법에 있어서, 상기 다수의 송신기(31 내지 37) 각각으로부터 상기 수신기에 공지된 다수의 공지된 신호들중 한 신호를 전송하는 단계(62)와, 상기 수신기(40)에서 상기 다수의 공지된 신호를 측정하는 단계(63)와, 상기 측정된 공지 신호를 이용하여 상기 다수의 채널 응답을 추정하는 단계(64)를 포함하는 것을 특징으로하는 다수의 채널 응답 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 소정(desired) 신호에 대한 캐리어-간섭(C/I)비를 추정하는 단계(65)를 더 포함하는것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답 결정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 주채널 전력대 간섭 채널의 총전력의 비를 계산하는 단계(65)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 그 응답 결정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 다수의 채널 응답을 추정하는 단계(64)가 공지된 신호의 역행렬 및 상기 측정된 공지 신호를 이용하여 다수의 채널 응답 계수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답 결정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 소정 신호의 채널에 의해 야기되는 위상 변화 추정치를 이용하여 상기 소정 신호의 위상을 추정하는 단계(66)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답 결정 방법.
  6. 수신기(40) 및 다수의 송신기(31 내지 37)를 갖는 통신 시스템에서, 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법에 있어서, 상기 다수의 송신기(31 내지 37) 각각으로부터 상기 수신기에 공지된 상기 공지된 신호를 다수의 공지된 신호들중 한 신호를 전송하는 단계(62)와, 상기 수신기(40)에서 상기 다수의 공지된 신호를 측정하는 단계(63)와, 공지된 신호의 역행렬 및 상기 측정된 공지 신호를 이용하여 다수의 채널 응답 계수를 결정하는 단계(64)와, 주채널 전력대 다수의 간섭 채널의 총전력의 비를 계산하는 단계(65)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 주채널 전력 대 상기 다수의 간섭 채널의 상기 총전력의 상기 비를 이용하여 비터비 디코더의 메트릭을 수정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 소정 신호의 채널에 의해 야기되는 위상 변화의 추정치를 이용하여 상기 소정신호의 위상을 추정하는 단기(66)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법.
  9. 수신기(40) 및 다수의 송신기(31 내지 37)를 갖는 통신 시스템에서, 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법에 있어서, 상기 다수의 송신기(31 내지 37) 각각으로부터 상기 수신기에 공지된 다수의 공지된 신호들중 한 신호를 전송하는 단계(62)와, 상기 수신기(40)에서 상기 다수의 공지된 신호를 측정하는 단계(63)와, 공지된 신호의 역행렬 및 상기 측정된 공지 신호를 이용하여 다수의 채널 응답 계수를 결정하는 단계(64)와, 주 채널 전력대 다수의 간섭 채널의 총전력의 비를 계산하는 단계(65)를 포함하는것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 주채널 전력대 상기 간섭 재널의 상기 총전력의 상기 비가 소정 신호에 대한 캐리어-간섭(C/I)비인 것을 특징으로 하는 다수의 채널 응답을 결정하여 수신된 신호를 수정하는 방법.
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