CN101124741B

CN101124741B - 业务干扰消除

Info

Publication number: CN101124741B
Application number: CN2005800485410A
Authority: CN
Inventors: H·D·菲斯特; 侯纪磊; J·E·斯米; S·托马辛
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2012-07-04
Anticipated expiration: 2025-12-22
Also published as: UA91207C2; CN101120514B; CN101128991A; CN101128990A; UA92477C2; CN101128991B; CN101120514A; CN101124741A; UA90877C2; UA87886C2

Abstract

一种用于干扰消除(IC)的方法和系统。一方面涉及业务干扰消除。另一方面涉及用于导频、开销和数据的联合IC。另一方面涉及改进的信道估计。另一方面涉及发送子信道增益的调整。

Description

业务干扰消除

根据35U.S.C§119的优先权要求

本申请要求2004年12月23日提交的题目为“TRAFFICINTERFERENCE CANCELLATION AT THE BTS ON A CDMAREVERSE LINK”的共同受让的U.S.临时申请No.60/638,666的优先权，将其合并于此作为参考。

技术领域

本发明一般涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及无线通信系统中的业务干扰消除。

背景技术

通信系统可以提供基站与接入终端之间的通信。前向链路或下行链路是指从基站到接入终端的传输。反向链路或上行链路是指从接入终端到基站的传输。在给定时刻，取决于接入终端是否是激活的以及接入终端是否处于软切换中，每个接入终端可以在前向和反向链路上与一个或多个基站进行通信。

附图简要说明

从下文结合附图的详细说明中，本申请的特征、特性和优点将变得更加显而易见。相似的考标号和字符可以标识相同或相似的对象。

图1示出了具有多个基站和多个接入终端的无线通信系统；

图2示出了可以在图1的接入终端处实现的发射机的结构和/或处理过程的实例；

图3示出了可以在图1基站处实现的接收机的处理过程和/或结构的实例；

图4示出了基站接收机的处理过程或结构的另一个实施例；

图5示出了图1的系统中三个用户的功率分配的一般实例；

图6示出了用于具有相等发送功率的用户的帧异步业务干扰消除的均匀时间偏移量分配的实例；

图7示出了用于反向链路数据分组和前向链路自动重传请求信道的交错结构；

图8示出了涵盖完整的16时隙分组的存储器；

图9A示出了用于不具有延迟解码的顺序干扰消除(SIC)的实例的业务干扰消除方法；

图9B示出了用于执行图9A的方法的装置；

图10示出了在具有解码子分组干扰消除情况下，一个交错的连续子分组到达之后的接收机采样缓冲器；

图11示出了开销信道结构；

图12A示出了用于首先进行导频IC(PIC)，并且随后一起进行开销IC(OIC)和业务IC(TIC)的方法；

图12B示出了用于执行图12A的方法的装置；

图13A示出了图12A中方法的变体；

图13B示出了用于执行图13A的方法的装置；

图14A示出了用于执行联合PIC、OIC和TIC的方法；

图14B示出了用于执行图14A的方法的装置；

图15A示出了图14A中方法的变体；

图15B示出了用于执行图15A的方法的装置；

图16示出了传输系统的模型；

图17示出了被组合的发送和接收滤波的示例响应；

图18A和18B示出了基于在三个RAKE分支的每一个上所估计的多径信道的信道估计(实部和虚部)的实例；

图19A-19B示出了基于RAKE分支并且用数据码片进行解扩的改进信道估计的实例；

图20A示出了用于利用再生成的数据码片，在RAKE分支延迟处进行解扩的方法；

图20B示出了用于执行图20A的方法的装置；

图21A和21B示出了以码片×2分辨率使用均匀间隔采样对复合信道进行估计的实例；

图22A示出了使用再生成的数据码片以均匀分辨率对复合信道进行估计的方法；

图22B示出了用于执行图22A的方法的装置；

图23示出了具有固定开销子信道增益的闭环功率控制和增益控制；

图24是图23具有固定开销子信道增益的功率控制和增益控制的变体；

图25示出了具有固定开销子信道增益的功率控制的实例；

图26与图24类似，除了开销增益控制之外；

图27示出了仅具有DRC开销增益控制的图26的变体。

具体实时方式

这里所述的任一任何实施例不一定优选于或优于其它实施例。虽然附图显示了本公开的各个方面，但是附图不一定按比例地绘制或全包括地绘制。

图1示出了无线通信系统100，其包括系统控制器102、基站104a-104b、以及多个接入终端106a-106h。系统100可以具有任意数量的控制器102、基站104和接入终端106。可以在系统100中实现下面所描述的本公开的各个方面和实施例。

接入终端106可以是移动或静止的，并且可以散布在图1的通信系统100中。可以将接入终端106连接到或者实现在诸如膝上型个人电脑的计算设备中。可替换地，接入终端可以是诸如个人数字助理(PDA)的自包含数据设备。接入终端106可以指各种类型的设备，诸如有线电话、无线电话、手机、膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、PDA、外部或内部调制解调器等。接入终端可以是通过经由无线信道或有线信道(例如，使用光纤或同轴电缆)的通信，来为用户提供数据连接的任何设备。接入终端可以具有各种名称，诸如移动台、接入单元、用户单元、移动设备、移动终端、移动单元、移动电话、手机、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装备、手持设备等。

系统100为多个小区提供通信，其中，由一个或多个基站104对每个小区进行服务。也可以将基站104称为基站收发机系统(BTS)、接入点、接入网络的一部分、调制解调器池收发机(MPT)、或者节点B。接入网络是指在分组交换数据网络(例如，因特网)和接入终端106之间提供数据连接的网络设备。

前向链路(FL)或下行链路是指从基站104到接入终端106的传输。反向链路(RL)或上行链路是指从接入终端106到基站104的传输。

基站104可以使用从一组不同数据速率中选择出的数据速率，将数据发送到接入终端106。接入终端106可以对由基站104发送的导频信号的信号-噪声和干扰比(SINR)进行测量，并且对基站104用于将数据发送到接入终端106的期望的数据速率进行确定。接入终端106可以将数据请求信道或数据速率控制(DRC)消息发送到基站104，以便将所期望的数据速率告知基站104。

系统控制器102(也被称为基站控制器(BSC))可以为基站104提供协调和控制，并且还可以控制经由基站104到接入终端106的呼叫路由。还可以将系统控制器102经由移动交换中心(MSC)连接到公共交换电话网络(PSTN)，并且经由分组数据服务节点(PDSN)连接到分组数据网络。

通信系统100可以使用诸如码分多址(CDMA)、IS-95、高速分组数据(HRPD)(如“cdma2000高速分组数据空中接口规范”TIA/EIA/IS-856所规定，又被称为高数据速率(HDR))、CDMA1x演进数据优化(EV-DO)、1xEV-DV、宽带CDMA(WCDMA)、全球移动通信系统(UMTS)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)、正交频分复用(OFDM)等的一种或多种通信技术。下述实例提供了用于清楚理解的细节。也可以将这里所介绍的思想应用于其它系统，并且所介绍的实例并不是为了限制本申请。

图2示出了可以在图1的接入终端106处实现的发射机的结构和/或处理过程的实例。可以通过软件、硬件、或者软件和硬件的组合来实现图2中所示的功能和组件。除了图2中所示的功能之外，可以将其它功能添加到图2，或者可以用其它功能来代替图2中所示的功能。

数据源200将数据提供给编码器202，该编码器使用一种或多种编码方案对数据比特进行编码，以便提供编码后的数据码片。每种编码方案可以包括诸如循环冗余校验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、块编码、其它类型编码的一种或多种类型的编码，或者根本不编码。其它编码方案可以包括自动重传请求(ARQ)、混合ARQ(H-ARQ)、以及递增冗余重复技术。可以以不同的编码方案对不同类型的数据进行编码。交织器204对编码后的数据比特进行交织以便对抗衰落。

调制器206对编码、交织后的数据进行调制，以便生成调制数据。调制技术的实例包括二进制移相键控(BPSK)和正交移相键控(QPSK)。调制器206还可以对调制数据序列进行重复，或者符号穿孔单元可以对符号的比特进行穿孔(puncture)。调制器206还可以以Walsh覆盖(即，Walsh码)对调制符号进行扩展，以便构成数据码片。调制器206还可以将数据码片与导频码片和MAC码片一起进行时分复用，以便形成码片流。调制器206还可以使用伪随机噪声(PN)扩展器，以便用一个或多个PN码(例如，短码、长码)对码片流进行扩展。

基带到射频(RF)转换单元208可以将基带信号转换成RF信号，以便用于经由天线210，在无线通信链路上将其传送给一个或多个基站104。

图3示出了可以在图1的基站104处实现的接收机的处理过程和/或结构的实例。可以通过软件、硬件、或者软件和硬件的组合来实现图3中所示的功能和组件。除了图3中所示的功能之外，可以将其它功能添加到图3，或者可以用其它功能来代替图3中所示的功能。

一个或多个天线300从一个或多个接入终端106接收反向链路调制信号。多个天线可以提供用于对抗诸如衰落的有害路径效应的空间分集。将每个所接收的信号提供给各自的接收机或者RF-基带转换单元302，其对所接收的信号进行调节(例如，滤波、放大、下变频)和数字化，以便为该所接收的信号生成数据采样。

解调器304可以对所接收的信号进行解调，以便提供所恢复的符号。对于CDMA2000，解调通过(1)对解扩采样进行信道化，以便将所接收的数据和导频分离或信道化在它们各自的码信道上，并且(2)用所恢复的导频对信道化后的数据进行相干解调，以便提供解调数据，来尝试恢复数据传输。解调器304可以包括接收采样缓冲器312(也被称为联合前端RAM(FERAM)或者采样RAM)，用于存储所有用户/接入终端的接收信号的采样；rake接收机314，用于对多个信号实例进行解扩和处理；以及解调符号缓冲器316(也被称为后端RAM(BERAM)或解调符号RAM)。可以有多个解调符号缓冲器316，以便与多个用户/接入终端相对应。

解交织器306对来自解调器304的数据进行解交织。

解码器308可以对已解调数据进行解码，以便恢复由接入终端106发送的解码后的数据比特。可以将解码后的数据提供给数据宿310。

图4示出了基站接收机的处理过程或结构的另一个实施例。在图4中，将成功解码用户的数据比特输入到干扰重构单元400，其包括编码器402、交织器404、调制器406和滤波器408。编码器402、交织器404和调制器406可以类似于图2的编码器202、交织器204和调制器206。滤波器408以FERAM分辨率形成已解码用户的采样，例如，将码率变为2x码率。随后将解码器的用户对FERAM的贡献从FERAM312中移除或消除。

虽然下文对基站104处的干扰消除进行了说明，但是可以将这里的概念应用到接入终端106或者通信系统的任何其它组件。

业务干扰消除

由于不同用户所发送的信号在BTS104处不是正交的，所以CDMA反向链路的容量可能受用户间干扰的限制。因此，用于减少用户间干扰的技术将改进CDMA反向链路的系统性能。这里描述了用于有效地实现用于诸如CDMA20001xEV-DO RevA的先进CDMA系统的干扰消除的技术。

每个DO RevA用户发送业务、导频和开销信号，所有这些信号可能造成对其它用户的干扰。如图4所示，可以从BTS104处的前端RAM312中重构并且减去信号。所发送的导频信号在BTS104处已知，并且可以基于与信道有关的知识对其进行重构。然而，为了确定所发送的开销和业务码片，在BTS104处首先对开销信号(诸如反向速率指示符(RRI)、数据请求信道或者数据速率控制(DRC)、数据源信道(DSC)、应答(ACK))进行解调和检测，并且对所发送的数据信号进行解调、解交织和解码。基于为给定信号确定所发送的码片，重构单元400随后可以基于信道知识重构对FERAM312的贡献。

可以通过编码器202、交织器204和/或调制器206，将来自数据源200的数据分组的比特重复处理成用于发送到基站104的多个相应的“子分组”。如果基站104接收到高信噪比信号，那么第一子分组可以包含用于基站104解码并且得到原始数据分组足够的信息。例如，可以对来自数据源200的数据分组进行重复，并且将其处理成四个子分组。用户终端106将第一子分组发送到基站104。基站104从第一接收子分组正确解码并且得到原始数据分组的概率可能相对较低。但是，随着基站104对第二、第三和第四个子分组进行接收并且将从每个接收的子分组中得到的信息进行合并，解码并得到原始数据分组的概率增加。一旦基站104对原始分组进行正确解码(例如，使用循环冗余校验(CRC)或其它错误检测技术)，基站104就将应答信号发送给用户终端106，以便停止发送子分组。随后，用户终端106可以发送新分组的第一子分组。

DO-RevA的反向链路采用H-ARQ(图7)，其中，将每个16时隙分组分成4个子分组，并且用在相同交错的子分组之间具有8个时隙的交错结构对其进行发送。此外，不同用户/接入终端106可以在不同的时隙边界上开始它们的传输，并且因此，不同用户的4时隙子分组异步到达BTS。下面描述了异步的影响以及用于H-ARQ和CDMA的干扰消除接收机的高效设计。

来自干扰消除的增益取决于从FERAM312移除信号的次序。这里所公开的技术涉及基于业务-导频(T2P)比率、有效SINR或者解码概率，来对用户进行解码(如果通过CRC，就进行相减)。这里公开了用于在已经从FERAM312中移除其它用户之后，重新尝试用户的解调和解码的各种方法。可以高效地实现从BTS FERAM312中消除干扰，以便解决诸如EV-DO RevA的异步CDMA系统，其中，用户使用混合ARQ对导频信号、控制信号和业务信号进行发送。本公开还可以应用于EV-DV Rel D、W-CDMA EUL和cdma2000。

可以将业务干扰消除(TIC)定义为相减干扰消除，其在用户已经正确解码之后移除该用户的数据对FERAM312的贡献(图4)。这里对与在诸如CDMA2000、EV-DO、EV-DV和WCDMA的实际CDMA系统上的TIC相关的某些实际问题进行了处理。这些问题中的许多都是由真实系统具有用户异步和混合ARQ这一事实造成的。例如，CDMA2000故意将用户数据帧在时间上均匀地扩展，以便防止回程网络中过度的延迟。EV-DO的RevA、EV-DV的Rel D和WCDMA的EUL也使用了混合ARQ，其引入了多于一种可能的数据长度。

多用户检测是算法的主要类型，在该算法下TIC下降，并且多用户检测是指尝试通过允许两个不同用户的检测以相互作用，来改进性能的任何算法。TIC方法可以包含连续干扰消除(也被称为顺序干扰消除或SIC)和并行干扰消除的混合。“连续干扰消除”是指对用户进行顺序解码并且使用之前已解码用户的数据来改进性能的任意算法。“并行干扰消除”泛指同时对多个用户进行解码，并且同时减去所有已解码的用户。

TIC可以不同于导频干扰消除(PIC)。TIC和PIC之间的一个差异是接收机事先已经完全知道所发送的导频信号。因此，PIC可以仅使用信道估计，来减去导频对所接收信号的贡献。第二个主要差异是发射机和接收机通过H-ARQ机制在业务信道上密切交互。直到对用户进行成功解码为止，接收机才知道所发送的数据序列。

类似地，期望以一种称为开销干扰消除(OIC)的技术，从前端RAM移除开销信道。直到BTS104知道所发送的开销数据为止，才可以移除开销信道，并且这是通过解码并且随后重新形成开销消息来确定的。

连续干扰消除定义了一类方法。交互信息的链式法则表明：在理想条件下，连续干扰消除可以获得多个接入信道的容量。其主要条件是所有用户都是帧同步的，并且可以以可忽略的误差来对每个用户的信道进行估计。

图5示出了三个用户(用户1、用户2、用户3)功率分布的一般实例，其中，这些用户同步地发送帧(在相同时间接收到来自所有用户的帧)，并且每个用户以相同的数据速率进行发送。指示每个用户使用特定的发送功率，例如，用户3以基本上等于噪声的功率进行发送；用户2以基本上等于用户3的功率加上噪声的功率进行发送；并且用户1以基本上等于用户2加上用户3加上噪声的功率进行发送。

接收机以发送功率递减的次序对来自用户的信号进行处理。从k＝1开始(具有最高功率的用户1)，接收机尝试为用户1进行解码。如果解码是成功的，那么基于其信道估计形成并且减去用户1对所接收信号的贡献。这可以被称为帧同步顺序干扰消除。接收机继续进行解码，直至已经对所有用户都尝试进行了解码为止。在之前已解码用户的连续干扰消除的干扰消除之后，每个用户具有相同的SINR。

遗憾的是，该方法对解码错误可能非常敏感。如果诸如用户1的个别的大功率用户未正确解码，那么所有后续用户的信号-干扰和噪声比(SINR)可能会严重下降。这可能使在该点后的所有用户不能解码。该方法的另一个缺点是它需要用户在接收机处具有特定的相对功率，这在衰落信道中难以确保。

帧异步和干扰消除，以cdma2000为例

假设用户帧偏移量是有意相互交错的。该帧异步操作对整个系统来说具有多个益处。例如，那么，接收机处的处理功率和网络带宽则将具有更加统一的时间使用资料信息(profile)。相反，由于所有用户都将同时结束分组，所以用户间的帧同步需要在每个帧边界的结束处的处理功率和网络资源的迸发。采用帧异步，BTS104可以首先对具有最早到达时间的用户进行解码，而不是对具有最大功率的用户进行解码。

图6示出了用于具有相等发送功率用户的帧异步TIC的均匀时间偏移量分布的实例。图6描述恰好在对用户1的帧1进行解码之前时刻的瞬象。由于对于所有用户，已经解码并且消除了帧0，所以用省略号示出其对干扰的贡献(用户2和3)。通常，该方法用因子2减少干扰。在对用户1的帧1进行解码之前，已经通过TIC移除了一半干扰。

在另一个实施例中，图6中的用户可以指诸如用户组1、用户组2、用户组3的用户组。

异步和干扰消除的益处是：如果用户要求相似的数据速率，那么就功率级别和误差统计而言，用户之间是相对对称的。在具有相等用户数据速率的一般顺序干扰消除中，以非常低的功率对最后的用户进行接收，并且其相当依赖于对所有先前用户的成功解码。

异步、混合ARQ和交错，以EV-DO RevA为例

图7示出了用于RL数据分组的交错结构(例如，在1xEV-DORevA中)和FLARQ信道。每个交错(交错1、交错2、交错3)包括一系列时间交错片段。在该实例中，每个片段是四个时隙长。在每个片段期间，用户终端可以将子分组发送到基站。有三个交错，并且每个片段是四个时隙长。这样，在给定交错的一个子分组结束和同一个交错的下一个子分组开始之间有八个时隙。这就为接收机提供了足够的时间，以便对子分组进行解码并且将ACK或否定应答(NAK)中继给发射机。

混合ARQ利用了衰落信道的时变特性。如果对于前1、2或3个子分组来说信道条件良好，那么可以仅使用这些子分组对数据帧进行解码，并且接收机将ACK发给到发射机。ACK指示发射机不发送剩余的子分组，而是如果有需要就开始新的分组。

用于干扰消除的接收机结构

采用TIC，重构并且减去已解码用户的数据(图4)，从而BTS104可以移除已解码用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC接收机可以装配有两个循环存储器：FERAM312和BERAM316。

FERAM312对所接收的采样进行存储(例如，以2x码片速率)，并且FERAM312对于所有用户公用。因为不发生业务或开销干扰的相减，所以非TIC接收机将仅使用FERAM的大约1-2个时隙(以便在解调处理中提供延迟)。在用于具有H-ARQ的系统的TIC接收机中，FERAM可以涵盖多个时隙，例如40个时隙，并且由TIC通过减去已解码用户的干扰，来对其进行更新。在另一种配置中，FERAM312具有的长度可以涵盖不到整个分组，例如涵盖的长度是从分组的一个子分组开始到该分组的下一子分组结束的时间周期。

随着解调器的rake接收机314生成所接收比特的解调后符号，BERAM316对解调后符号进行存储。由于通过以用户专用PN序列来进行解扩从而获得解调后符号，并且在多个RAKE分支上进行合并，所以每个用户可以具有不同的BERAM。TIC和非TIC接收机都可以使用BERAM316。当FERAM312不涵盖所有子分组时，TIC中的BERAM用于对不再被存储在FERAM312中的之前子分组的解调后符号进行存储。只要尝试解码，或者只要时隙存在于FERAM312中，就可以对BERAM316进行更新。

用于选择FERAM长度的方法

可以根据所需的处理功率、从存储器到处理器的传输带宽、延迟和系统性能的折衷，来选择BERAM316和FERAM312的大小。通常，由于将不对最早的子分组进行更新，所以通过使用更短的FERAM312，TIC的益处将受到限制。另一方面，更短的FERAM312产生数目减少的解调、相减和更低的传输带宽。

采用RevA交错，16时隙分组(四个子分组，在4个时隙内发送每个子分组)将涵盖40个时隙。因此，可以使用40时隙FERAM，以便确保从所有受影响的时隙中移除用户。

图8示出了涵盖用于EV-DO RevA的完整16时隙分组的40时隙FERAM312。只要接收到新的子分组，就尝试使用存储在FERAM312中的所有可用子分组对该分组进行解码。如果解码是成功的，那么就通过重构并且减去所有组成子分组(1、2、3或4)的贡献，来从FERAM312中消除该分组的贡献。对于DO-RevA，4、16、28或40个时隙的FERAM长度将分别涵盖1、2、3或4个子分组。在接收机处实现的FERAM的长度可以取决于复杂度考虑、支持各个用户到达时间的需求、以及对之前帧偏移量用户重新进行解调和解码的能力。

图9A示出了用于具有无延迟解码的顺序干扰消除实例的通用TIC方法。下面将说明其它方面的增强。该处理过程开始于起始方框900，并且继续进行到选择延迟方框902。在SIC中，可以省略选择延迟方框902。在方框903中，BTS104从在当前时隙终止子分组的那些用户之中选择一个用户(或者一组用户)。

在方框904中，根据用户的扩频和扰码序列以及其星座图大小，对于存储在FERAM312中的部分或全部时间片段，解调器304对所选用户的子分组的采样进行解调。在方框906中，解码器308尝试使用存储在BERAM316中的之前被解调的符号以及解调后的FERAM采样对用户分组进行解码。

在方框910中，解码器308或者另一个单元可以确定是否对(多个)用户的分组成功地进行了解码，即是否诸如使用循环冗余码(CRC)来通过错误校验。

如果对用户分组解码失败，那么在方框918中，将NAK发送回接入终端106。如果对用户分组解码正确，那么在方框908中，将ACK发送到接入终端106，并且在方框912-914中进行干扰消除(IC)。方框912根据解码信号、信道脉冲响应和发送/接收滤波器重新生成用户信号。方框914从FERAM312中减去了该用户的贡献，从而减少了其对尚未解码用户的干扰。

一旦解码成功和失败，在方框916中，接收机就移动到下一个将要解码的用户。当已经尝试了对所有用户进行解码时，将新的时隙插入FERAM312中，并且在下一个时隙上重复整个处理过程。可以将采样实时写入FERAM312中，即每1/2码片内可以写入2x码片速率采样。

图9B示出了的装置包含模块930-946以便实现图9A的方法。可以在硬件、软件或者硬件和软件的组合中实现图9B中的模块930-946。

用于选择解码次序的方法

方框903指示出，可以将TIC顺序应用到每个用户，或者并行应用到多组用户。随着组变大，实现复杂度可能下降，但是TIC的益处也可能下降，除非如下所述对TIC进行迭代。

用于对用户进行分组和/或排序所依据的准则可以根据信道变化速率、业务类型和可用处理功率而变化。良好的解码次序可以包括首先对这样的用户进行解码，即，该用户的移除是最有用的，并且该用户最有可能解码。用于从TIC获得最大增益的准则可以包括：

A.有效负载大小和T2P：BTS104可以根据有效负载大小对用户进行分组或排序，并且解码次序从具有最高发送功率即最高T2P的那些用户开始，到具有最低T2P的那些用户。由于高T2P用户对其他用户造成最多干扰，所以从FERAM312中解码并且移除高T2P用户具有最大益处。

B.SINR：由于具有更高SINR的用户具有更高解码概率，所以BTS104可以在具有更低SINR的用户之前对具有更高SINR的用户进行解码。同样，可以将具有类似SINR的用户分组到一起。在衰落信道的情况下，SINR在整个分组中是时变的，并且为了确定适当的次序，可以计算等价SINR。

C.时间：BTS104可以在“较新的”分组之前对“更早的”分组(即，已经在BTS104处接收到其大部分子分组)进行解码。这种选择体现了这样的假设：对于给定T2P比率和ARQ终止目标，分组更可能用每个递增子分组来进行解码。

用于重新尝试解码的方法

只要对用户进行了正确解码，就从FERAM312中减去其干扰贡献，从而增加了对共享某些时隙的所有用户正确地进行解码的可能。由于之前解码失败的用户经历的干扰可能已经显著下降，所以重复尝试对其进行解码具有优势。选择延迟方框902对用作解码和IC参考的时隙(当前的或过去的)进行选择。选择用户方框903将对在所选延迟的时隙内终止子分组的用户进行选择。延迟的选择可以基于下列各项：

A.当前解码指示一旦已经为所有用户尝试了解码，就移动到下一个(未来)时隙的选择，并且下一个时隙在FERAM312中可用。在此情况下，在每一个被处理的时隙中尝试对每个用户进行解码，并且这将对应于连续干扰消除。

B.迭代解码在每个被处理的时隙中尝试多次对用户进行解码。第二次和后续的解码迭代将获益于之前迭代上已解码用户所消除的干扰。当以并行方式而无中间IC对多个用户进行解码时，迭代解码产生增益。在当前时隙上采用纯迭代解码，选择延迟方框902将简单地多次选择同一个时隙(即延迟)。

C.后向解码：接收机对子分组进行解调，并且基于对FERAM中对应于分组的所有可用子分组进行解调，来尝试对该分组进行解码。在尝试对具有在当前时隙中终止的子分组的分组(即，在当前帧偏移量上的用户)进行解码之后，接收机可以尝试对在之前时隙中解码失败的分组(即，在之前帧偏移量上的用户)进行解码。由于在异步用户之间的部分重叠，所以所移除的在当前时隙中终止的子分组的干扰将提高对过去子分组进行解码的机会。可以通过回到更多的时隙对该处理过程进行迭代。在前向链路ACK/NAK传输中的最大延迟可能限制后向解码。

D.前向解码：在已经尝试对具有在当前时隙中终止的子分组的所有分组进行解码之后，接收机还可以尝试在将最新用户的整个子分组写入FERAM之前对他们进行解码。例如，接收机可以尝试在已经接收到用户最新子分组的4个时隙中的3个时隙之后对他们进行解码。

用于对BERAM进行更新的方法

在非TIC BTS接收机中，仅基于存储在BERAM内的解调符号对分组进行解码，并且FERAM仅用来从最新近的时间片段中对用户进行解调。采用TIC，只要接收机尝试对新的用户进行解调，就仍然访问FERAM312。然而，采用TIC，在基于重构并且减去该用户的贡献而对该用户进行正确解码之后，对FERAM312进行更新。出于复杂度考虑，可能期望把FERAM缓冲器长度选择为小于分组的跨度(例如，需要40个时隙来涵盖EV-DO RevA中的16时隙分组)。随着新的时隙被写入FERAM312中，它们将覆盖循环缓冲器中最早的采样。因此，随着对新的时隙进行接收，最早的时隙被覆盖，并且解码器308将为这些早的时隙使用BERAM316。应该注意，即使给定的子分组位于FERAM312内，也可以使用BERAM316来存储解调器对于该子分组的最新解调符号(从FERAM312确定)，作为交织和解码过程中的中间步骤。对于BERAM316的更新，有两种主要选择：

A.基于用户的更新：仅结合所尝试的用于用户的解码，来对用于该用户的BERAM316进行更新。在此情况下，如果没有在适宜时间对给定用户进行解码(即，被更新的FERAM时隙可能在尝试对该用户进行解码之前滑出FERAM312)，那么较早FERAM时隙的更新可能不会使得该给定用户受益于BERAM316。

基于时隙的更新：为了充分利用TIC的益处，只要时隙退出FERAM312，就可以对用于所有受影响用户的BERAM316进行更新。在此情况下，BERAM316的内容包括在FERAM312上完成的所有干扰减去。

用于从由于所丢失ACK的期限而到达的子分组中消除干扰的方法

通常，TIC所使用的额外处理在解码过程中引入延迟，当使用迭代或后向方案时，其特别相关。该延迟可能超过最大延迟，在该最大延迟上，为了停止与同一个分组相关的子分组的传输，可以将ACK发送到发射机。在此情况下，接收机仍可以通过使用已解码的数据以便不仅减去过去的子分组而且减去将要在不久的将来由于丢失ACK而接收的那些子分组，从而利用成功的解码。

采用TIC，重构并且减去已解码的用户的数据，使得基站104可以移除其对其他用户的子分组造成的干扰。采用H-ARQ，只要接收到新的子分组，就尝试为原始分组进行解码。如果解码成功，那么对于具有TIC的H-ARQ，可以通过重构并且减去成分子分组，从所接收的采样中消除该分组的贡献。取决于复杂度考虑，可能通过对更长历史采样进行存储，来从1、2、3或4个子分组中消除干扰。通常，IC可以顺序应用于每个用户或者用户组。

图10示出了在3个时刻上的接收机采样缓冲器312：时隙时间n、n+12时隙和n+24时隙。为了说明的目的，图10示出了具有来自3个用户的子分组的单独一个交错，该3个用户在相同的帧偏移量上以便突出具有H-ARQ的干扰消除操作。图10中的接收机采样缓冲器312涵盖所有4个子分组(由于在每个4时隙子分组之间存在8个时隙，所以对于EV-DO RevA，可以通过40时隙缓冲器对其进行实现)。将未解码的子分组示为阴影。将已解码的子分组示为40时隙缓冲器中无阴影的，并且将其消除。每个时刻对应于在交错上的另一个子分组的到达。在时隙时间n处，用户1的4个所存储的子分组被正确解码，而来自用户2和3的最新的子分组解码失败。

在时刻n+12时隙处，该交错的连续子分组与用户1的已解码的(无阴影的)子分组2、3和4的干扰消除一起到达。在时刻n+12时隙期间，对来自用户2和3的分组成功地进行解码。图10将IC应用到在同一个时隙偏移量上的用户组，但是不在组内进行连续干扰消除。在标准组IC中，同一组内的用户没有经历互干扰消除。因此，随着组内用户数目变得更大，实现复杂度降低，但是对于同一个解码尝试，由于缺乏同一组的用户之间的消除，所以存在损失。然而，采用H-ARQ，接收机将尝试在每个新的子分组到达之后对组内的所有用户进行解码，其允许同一组内的用户实现互干扰消除。例如，当用户1的分组在时间n处进行解码时，这有助于用户2和3的分组在时间n+12处进行解码，其进一步有助于用户1在时间n+24处进行解码。当其他用户的下一个子分组到达时，在重新尝试为他们进行解码之前，可以消除之前已解码分组的所有子分组。关键点在于：虽然特定的用户可以总是在同一组内，但是他们的子分组当其它组成员进行解码时经历IC增益。

导频、开销和业务信道的联合干扰消除

该节所处理的问题涉及到通过在基站接收机处有效地估计和消除多用户干扰，来改进CDMA RL的系统容量。通常，RL用户的信号由导频、开销和业务信道组成。本节对用于所有用户的联合导频、开销和业务IC方案进行了说明。

描述两个方面。第一，介绍了开销IC(OIC)。在反向链路上，来自每个用户的开销作为对所有其他用户信号的干扰。对于每个用户，由于所有其他用户的开销累积的干扰可能是该用户所经历的总干扰的大部分。移除该累积开销干扰可以在通过PIC和TIC所实现的性能和容量之外进一步改进系统性能(例如，对于CDMA20001xEV-DO RevA系统)并且增加反向链路容量。

第二，通过系统性能和硬件(HW)设计的折衷，来演示PIC、OIC和TIC之间的重要交互作用。少数方案对如何最佳组合全部三个消除过程进行了说明。有的可以具有更多的性能增益，并且有的可以具有更多的复杂度优势。例如，其中一个所述方案在对任何开销和业务信道进行解码之前移除所有导频信号，随后以顺序方式对用户的开销和业务信道进行解码和消除。

本节基于CDMA20001xEV-DO RevA系统，并且通常应用于诸如W-CDMA、CDMA20001x和CDMA20001x EV-DV的其它CDMA系统中。

用于开销信道消除的方法

图11示出了诸如用于EV-DO RevA的RL开销信道结构。有两种类型的开销信道：一种类型协助RL解调／解码，其包括RRI(反向速率指示器)信道和辅助导频信道(当有效负载大小是3072比特或者更高时使用)；另一种类型有助于前向链路(FL)功能，其包括DRC(数据速率控制)信道、DSC(数据源控制)和ACK(应答)信道。如图11中所示，ACK和DSC信道基于时隙基来时间复用。只有当对在FL上发送到同一个用户的分组进行应答时，才发送ACK信道。

在开销信道之间，辅助导频信道的数据在接收机处事先已知。因此，类似于主要导频信道，对于该信道，没有解调和解码是必要的，并且可以基于与信道相关的知识对辅助导频信道进行重构。重构的辅助导频可以在2x码片速率分辨率上，并且可以将其表示为(在一个片段上)：

p_{f} [2 n + δ_{f}] = \overset{M}{Σ} c_{f} [n - μ] w_{f, aux} [n - μ] \cdot G_{aux} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

式1．重构的辅助导频佰号

其中，n对应于码片×1采样速率，f是分支号，c_f是PN序列，w_faux是被分配给辅助导频信道的沃尔什码，G_aux是该信道对主要导频的相对增益，h_f是所估计的信道系数(或者信道响应)，将其假设为是在一个片段上的常数，φ是滤波函数，或者是发送脉冲和分辨率为码片×8的接收机低通滤波器的卷积(假定φ在[-MT_c，MT_c]中是不可忽略的)，y_f是该分支的码片×8时间偏移量，其中α_f=y_f模4并且δ_f=[y_f/4]。

通过双正交码或者单向码对包括DRC、DSC和RRI信道的第二组开销信道进行编码。在接收机端，对于每个信道，首先将解调后的输出与阈值进行比较。如果输出低于阈值，那么就宣布擦除并且不尝试对该信号进行重构。否则，通过基于符号的最大似然(ML)检波器对它们进行解码，该ML检波器可以在图4中的解码器308内部。如图4中所示，将解码后的输出比特用于相应信道的重构。将用于这些信道的重构信号给定为：

o_{f} [2 n + δ_{f}] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

o_{f} [2 n + δ_{f} + 1] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ + 4 - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

式2.重构的开销(DRC、DSC和RRI)信号

与式1相比，有一个新项d₀，其为开销信道数据，w_f，o是沃尔什覆盖，并且G_aux代表相对于主要导频的开销信道增益。

剩余的开销信道是1比特ACK信道。它可以是被BPSK调制的、未被编码的、并且在半个时隙上被重复的。接收机可以对信号进行解调，并且对ACK信道数据进行硬判决。重构信号模型可以与式2相同。

对ACK信道信号进行重构的另一种方法假定可以将归一化之后已解调并且已累积的ACK信号表示为：

y＝x+z

其中，x是发送的信号，并且z是具有方差σ²的缩放的噪声项。那么，将y的对数似然比(LLR)给出为：

L = \ln \frac{\Pr (x = 1 / y)}{\Pr (x = - 1 / y)} = \frac{2}{σ^{2}} y

那么，为了重构的目的，被发送比特的软估计可以是：

\hat{x} = \Pr (x = 1) \cdot 1 + \Pr (x = - 1) \cdot (- 1) = \frac{\exp (L) - 1}{\exp (L) + 1} = \tanh (L) = \tanh (\frac{2}{σ^{2}} y)

其中，可以将tanh函数制成表格。除了由

代替d₀之外，重构的ACK信号非常类似于式2。通常，由于接收机确实不知道该数据，并且该方法将信任级别带入图像中，所以软估计和消除方法将会给出更好的消除性能。通常，可以将该方法扩展到上文所述的开销信道。然而，用于为每个比特获得LLR的最大后验概率(MAP)检波器的复杂性随着在一个码符号中信息比特数目而指数增长。

用于实现开销信道重构的一种有效方式是：一个分支可以通过其相对增益对每个已解码的开销信号进行缩放，通过沃尔什码对其进行覆盖，并且将它们加在一起，随后通过一个PN序列对其进行扩展，并且经由信道缩放滤波器hφ整体对其进行滤波。该方法可以节约用于减法目的的计算复杂度和存储器带宽。

\underset{f}{Σ} c_{f} d_{f} \cdot h_{f} φ

变为

(\underset{f}{Σ} c_{f} d_{f} \cdot h_{f}) φ

联合PIC、OIC和TIC

可以进行联合PIC、OIC和TIC，以便实现高性能并且增加系统容量。对PIC、OIC和TIC不同的解码和消除次序可以产生不同的系统性能，并且对硬件设计复杂度具有不同的影响。

首先PIC随后OIC和TIC一起(第一种方案)

图12A示出了首先进行PIC并且随后一起进行OIC和TIC的方法。在起始方框1200之后，在方框1202中，接收机得到用于所有用户的信道估计，并且进行功率控制。在PIC方框1204中，由于在BTS处已知用于所有用户的导频数据，所以一旦对它们的信道进行了估计，就可以将它们减去。因此，所有用户的业务信道和某些开销信道经历更少的干扰，并且可以从在前面的导频消除中受益。

方框1206选择未解码的用户组G，例如，其分组或者子分组在当前时隙边界处终止的用户。方框1208-1210进行开销/业务信道解调和解码。在方框1212中，将从所有用户共享的前端RAM(FERAM)312中重构并且减去仅仅被成功解码的信道数据。方框1214对是否存在更多待解码的用户进行检测。方框1216终止该过程。

解码/重构/消除可以是以从组中的一个用户到该组中的下一个用户顺序的方式，可以将其称为连续干扰消除。在该方法中，在同一组的较晚解码次序中的用户受益于在更早解码次序中的用户的消除。简化的方法是首先对同一个组中的所有用户进行解码，并且随后同时减去他们所有的干扰贡献。第二种方法或方案(下文所述)允许更低的存储器带宽和更高效的流水线结构。在这两种情况中，用户的这样的分组从该消除中受益，即，该分组不在同一个时隙边界处终止而是与该组分组重叠。异步CDMA系统中消除增益的大部分可能是该消除引起的。

图12B示出了包含用于执行图12A的方法的模块1230-1244的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合的方式实现图12B中的模块1230-1244。

图13A示出了图12A中的方法的变化。方框1204-1210基于方框1202中的初始信道估计，来移除信号。方框1300得到基于数据的信道估计或者精确的信道估计。如下所述，基于数据的信道估计可以提供更好的信道估计。方框1302执行残留PIC，即基于方框1300中精确的信道估计，移除该信号的修正的估计。

例如，认为方框1204-1210导致从所接收的采样中移除初始信号估计(例如导频信号)P1[n]。随后，基于在方框1300中得到的更好的信道估计，该方法构成修正的信号估计P2[n]。随后，该方法可以从RAM312内的采样位置中移除增量的P2[n]-P1[n]差。

图13B示出了包含用于执行图13A的方法的模块1230-1244、1310、1312的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合实现图13B中的模块1230-1244、1310、1312。

首先PIC随后OIC并且随后TIC(第二种方案)

除了在对任何业务信道进行解调和解码之前对同一组用户的开销信道进行解调和解码之外，该第二种方案类似于上述图12A。由于不强加严格的ACK期限，所以该方案适合于非交错系统。对于诸如DO Rev.A的交错系统，由于ACK/NAK信号对业务信道子分组作出响应，所以通常将用于业务信道子分组的可容忍解码延迟限制在一对时隙内(1时隙＝1.67ms)。因此，如果某个开销信道在多于该时间尺度上扩展，那么该方案可能变得不能实行。特别地，在DO RevA上，辅助导频信道和ACK信道是短持续时间格式，并且可以在TIC之前将其减去。

联合导频/开销/业务信道消除(第三种方案)

图14A示出了执行联合PIC、OIC和TIC的方法。在起始方框1400之后，在方框1402中，接收机得到用于所有用户的信道估计，并且进行功率控制。方框1404选择未解码的用户组G。方框1406根据导频对信道重新进行估计。方框1408-1410尝试进行开销/业务信道解调和解码。方框1412为所有用户进行PIC，并且仅为具有成功地解码的信道数据的用户进行OIC和TIC。

与上述的第一种方案(图12A)不同，在对于所有用户的信道估计之后(方框1402)，不立即从FERAM312中减去导频，并且将信道估计用于功率控制，作为非IC方案。那么，对于在同一个分组/子分组分界处终止的用户组，该方法以给定的次序进行顺序解码(方框1408和1410)。

对于被尝试进行解码的用户，该方法首先根据导频对信道重新进行估计(方框1402)。由于对之前已解码的分组的干扰消除，其中该分组与将要被解码的业务分组重叠，所以与为了进行功率控制对导频进行解调的时刻相比，导频经历更少的干扰(方框1402)。因此，改进了信道估计质量，其有益于业务信道解码和消除性能。将该新的信道估计用于业务信道解码(方框1410)以及某些开销信道解码(方框1480)(例如，EV-DO中的RRI信道)。一旦在方框1412处为一个用户完成解码过程，该方法就将从FERAM312中减去该用户的干扰贡献，其包括它的导频信道和任何已解码的开销/业务信道。

方框1414检测是否存在更多的用户要进行解码。方框1416终止该过程。

图14B示出了包含用于执行图14A的方法的模块1420-1436的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合实现图14B中的模块1420-1436。

图15A示出了图14A中的方法的变化。方框1500得到基于数据的信道估计。方框1502如图13A中那样执行可选的残留PIC。

图15B示出了包含用于执行图15A的方法的模块1420-1436、1510、1512的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合实现图15B中的模块1420-1436、1510、1512。

第一种和第三种方案之间的折衷

由于在BTS处已知导频信号，并且在前面清除它们是有意义的，所以可能看起来第一种方案与第三种方案相比将会具有更好的性能。如果假定两种方案具有相同的消除质量，那么第一种方案可以在所有数据速率上都始终胜过第三种方案。然而，对于第一种方案，由于导频信道估计比业务数据解调经历更高的干扰，所以用于重构目的(对于导频和开销/业务)的所估计的信道系数可能具有更多噪声。然而，对于第三种方案，由于恰好在业务数据解调/解码之前重新进行导频信道估计，所以由该精确信道估计所经历的干扰级别与业务数据解调是相同的。那么，平均起来，第三种方案的消除质量可以比第一种方案更好。

从硬件设计的观点，第三种方案可以具有轻微的优势：该方法可以对导频以及已解码的开销和业务信道数据进行求和并且将它们一起消除，因此，该方法节省了存储器带宽。另一方面，可以(就从存储器读取采样而言)与开销信道解调或者业务信道解调一起进行导频的重新估计，并且因此，在存储器带宽需求上没有增加。

如果假设第一种方案具有第三种方案80％或90％的消除质量，那么在每用户数据速率和用户数目上的增益之间存在折衷。通常，如果所有用户在低数据速率区域，就趋向于支持第一种方案，并且如果都是高数据速率用户，则相反趋向于支持第三种方案。一旦对一个数据分组进行了解码，该方法就也从业务信道中对信道进行重新估计。由于业务信道以比导频信道更高的(高得多的)SNR来运行，所以消除质量应该改善。

一旦成功地对开销信道进行了解调，就可以将它们移除(消除)，并且一旦成功地对业务信道进行了解调和解码，就可以将它们移除。基站有可能在某时间点对所有接入终端的开销和业务信道成功地进行解调/解码。如果这(PIC、OIC、TIC)发生，那么FERAM将仅包含残余干扰和噪声。可以以各种次序，并且针对接入终端的子集，消除导频、开销和业务信道数据。

一种方法是从RAM312中，一次为一个用户进行干扰消除(PIC、TIC和OIC的任何组合)。另一种方法是(a)对一组用户的重构信号进行累加(PIC、TIC和OIC的任何组合)并且(b)随后在同时为该组进行干扰消除。可以将这两种方法应用于这里所公开的任何方法、方案和过程。

为干扰消除的改进信道估计

对所接收的采样进行精确地重构的能力可以显著地影响CDMA接收机的系统性能，该CDMA接收机通过重构并且移除被发送数据的各种成分来实现干扰消除。在RAKE接收机中，通过针对导频序列的PN解扩，以及随后在合适时间周期上的导频滤波(即累加)，对多径信道进行估计。典型地，将导频滤波的长度选择为一个折衷，该折衷通过累加更多采样来增加估计SNR，同时又不累加地太长从而避免由信道的时变对估计SNR造成降级。随后，将来自导频滤波输出的信道估计用于进行数据解调。

如上文关于图4所述，在CDMA接收机中实现干扰消除的实用方法是重构各个被发送的码片×1流对(例如，码片×2)FERAM采样的贡献。这包括确定被发送的码片流，以及对发射机码片和接收机采样之间的整个信道进行估计。由于来自RAKE分支的信道估计代表多径信道自身，所以整个信道估计也应该说明发射机和接收机滤波的存在。

本节公开了用于针对CDMA接收机中的干扰消除来改进该整个信道估计的若干技术。这些技术可以应用于CDMA2000、1xEV-DO、1xEV-DV、WCDMA。

为了对正确解码的分组执行TIC，图4中的接收机可以从解码器输出中取出信息比特，并且通过重新编码、重新交织、重新调制、重新应用数据信道增益、以及重新扩频，来对所发送的码片流进行重构。为了对用于具有导频信道估计的TIC的所接收采样进行估计，将发送码片流与发射机和接收机滤波器的模型以及RAKE接收机的信道估计进行卷积，其中该信道估计通过用导频PN序列进行解扩而得。

除了使用导频信道估计，还可以通过用被重构的数据码片本身进行解扩来获得(在每个RAKE分支延迟处的)改进的信道估计。由于已经对该分组进行了正确解码，所以该改进的信道估计对于该分组的数据解调没有用处，而是仅用于对该分组对于前端采样的贡献进行重构。采用该技术，对于RAKE分支(例如，码片×8分辨率)的每个延迟，该方法可以用所重构的数据码片流对所接收的采样(例如，插入码片×8)进行“解扩”，并且在合适的时间周期上对其进行累加。由于以比导频信道更高的功率发送业务信道(该业务-导频T2P比率是数据速率的函数)，所以这将导致改进的信道估计。使用数据码片为TIC进行信道估计，可以导致对于更高功率用户更加精确的信道估计，该更高功率的用户对于以高精度进行消除来说是最重要的。

除了在每个RAKE分支延迟处对多径信道进行估计，该节还对信道估计过程进行了说明，该信道估计过程将对发射机滤波器、多径信道和接收机滤波器的综合效果进行精确估计。该估计的分辨率可以与过采样的前端采样(例如，码片×2FERAM)相同。可以通过用重构的发送数据码片对前端采样进行解扩，以实现信道估计精确性中的T2P增益，来实现信道估计。可以基于关于RAKE分支延迟以及对发射机和接收机滤波器的合并响应的先验估计的信息，来选择均匀间隔信道估计的时间范围。此外，可以将来自RAKE分支的信息用于对均匀间隔信道估计进行改进。

图16示出了具有发射机滤波器p(t)、整体/复合信道h(t)(与以下的多径信道g(t)相对)、以及接收机滤波器q(t)的传输系统的模型。可以通过L个离散多径分量对无线通信信道的数字基带表示进行建模：

g (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} δ (t - τ_{l})

　　　　　　　　　　式(3)

其中，复路径幅度是a_l，具有相应的延迟τ_l。可以将发射机和接收机滤波器的合并效果定义为φ(t)，其中：

φ (t) = p (t) &CircleTimes; q (t)

式(4)

其中，

表示卷积。通常将所合并的φ(t)选择为类似于升余弦响应。例如，在CDMA2000及其派生中，该响应类似于图17中所示的实例φ(t)。通过下式给出总信道估计：

\hat{h} (t) = g (t) &CircleTimes; φ (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} φ (t - τ_{l})

　　　　　式(5)

图18A和18B示出了基于在3个RAKE分支的每一个上所估计的多径信道的信道估计(实部和虚部)的实例。在该实例中，将实际信道表示为实线，并且通过星号给出a_l°基于使用上式3中的a_c进行重构(虚线)。基于用导频码片(其中，总导频SNR是-24dB)的解扩来得到图18A和18B中的RAKE分支信道估计。

在RAKE分支延迟处用重新生成的数据码片而不是导频码片来解扩

信道估计的质量对用于重构用户对所接收信号的贡献的保真度具有直接影响。为了改进用于实现干扰消除的CDMA系统的性能，可能使用用户的重构的数据码片以便确定所改进的信道估计。这将改进干扰相减的精确度。与典型的“根据用户的所发送导频码片来解扩”相对，可以将用于CDMA系统的一种技术描述为“根据用户的所发送数据码片来解扩”。

回想到，图18A-18B中的RAKE分支信道估计是基于用导频码片的解扩(其中，总导频SNR是-24dB)进行的。图19A-19B示出了基于RAKE分支以及用数据码片的解扩而得到的改进信道估计的实例，其中，以多于导频码片10dB的功率发送数据码片。

图20A示出了用于在RAKE分支延迟处，用重构的数据码片进行解扩的方法。在方框2000中，瑞克接收机314(图4)用导频PN码片对前端采样进行解扩，以便得到RAKE分支数值。在方框2002中，解调器304进行数据解调。在方框2004中，解码器308进行数据解码并且检测CRC。在方框2006中，如果通过CRC，那么单元400通过重新编码、重新交织、重新调制和重新扩频，来确定所发送的数据码片。在方框2008中，单元400用所发送的数据码片对前端采样进行解扩，以便在每个分支延迟处得到改进的信道估计。在方框2010中，单元400用改进的信道估计来重构用户的业务和开销对前端采样的贡献。

图20B示出了包含用于执行图20A的方法的模块2020-2030的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合实现图20B中的模块2020-2030。

用重生成的数据码片以FERAM分辨率对复合信道进行估计

经典的CDMA接收机可以在每个RAKE分支延迟处对多径信道的复数值进行估计。在RAKE接收机之前的接收机前端可以包括与发射机滤波器(即p(t))匹配的低通接收机滤波器(即q(t))。因此，对于接收机，为了实现与信道输出匹配的滤波器，RAKE接收机自身尝试仅与多径信道(即g(t))匹配。典型地，在最小分离需求下(例如，分支至少分开一个码片)，从独立的时间追踪环路中得到RAKE分支的延迟。然而，物理多径信道自身通常可以在连续延迟上具有能量。因此，一种方法以前端采样的分辨率(例如，码片×2FERAM)对复合信道(即h(t))进行估计。

通过在CDMA反向链路上的发送功率控制，典型地，对来自所有多径和接收机天线的合并的分支SNR进行控制，以便使其在特定范围内。该SNR的范围可以导致根据被解扩导频码片得到的复合信道估计具有相对较大的估计方差。这就是RAKE接收机尝试仅将分支放置在能量延迟框架的“峰值”处的原因。但是通过用重构数据码片进行解扩的T2P优势，复合信道估计可能导致比以结合模型φ(t)的直接估计g(t)更好的估计h(t)。

这里所述的信道估计过程对发射机滤波器、多径信道和接收机滤波器的合并效果进行了精确估计。该估计的分辨率可以与过采样前端采样(例如，码片×2FERAM)相同。可以通过用重构的发送数据码片对前端采样进行解扩来实现信道估计，以便实现信道估计精确度中的T2P增益。可以基于关于RAKE分支延迟和对发射机和接收机滤波器的合并响应的先验估计的信息，来选择均匀间隔信道估计的时间范围。此外，可以用来自RAKE分支的信息来改进均匀间隔的信道估计。注意到，因为对复合信道自身进行估计的技术不需要设计使用φ(t)的先验估计，所以它也是有用的。

图21A、21B示出了以码片×2分辨率使用均匀间隔采样对复合信道进行估计的实例。在图21A、21B中，对应于-24dB的导频SNR和20dB的T2P，数据码片SNR是-4dB。与仅在RAKE分支位置处用数据码片进行解扩相比，均匀信道估计给出了更好的质量。在高SNR处，“充足路径(fatpath)”的影响限制了使用RAKE分支位置来精确地对信道进行重构的能力。对应于对于高T2P用数据码片进行解扩的情况，当估计SNR很高时，均匀采样方法特别有用。当T2P对于特定用户很高时，信道重构保真度很重要。

图22A示出了使用重新生成的数据码片，以均匀分辨率对复合信道进行估计的方法。方框2000-2006和2010与上述图20A类似。在方框2200中，RAKE接收机314(图4)或者另一个组件基于RAKE分支延迟，确定用于均匀构造的时间跨度。在方框2202中，解调器304或者另一个组件，通过在合适时间跨度中的均匀延迟上用所发送数据码片对前端采样进行解扩，来确定改进的信道估计。

图22B示出了包含用于执行图22A的方法的模块2020-2030、2200、2222的装置。可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合实现图22B中的模块2020-2030。

在以上描述中，g(t)是无线多径信道自身，而h(t)包括无线多径信道以及发射机和接收机滤波：g(t)＝h(t)与phi(t)卷积。

在上文的说明中，可以以任意速率(例如，每码片两次)来“采样”，但是“数据码片”是每码片一次。

如图20A的方框2006中所示并且如上所述，通过重新编码、重新交织、重新调制和重新扩频形成“重新生成的数据码片”。原则上，“重新生成”是指模仿信息比特在移动发射机(接入终端)所经历的过程。

“重构的采样”表示存储在FERAM312中或者接收机内与FERAM312分开的独立存储器中的采样(每码片两次)。通过将(重新生成的)被发送数据码片与信道估计进行卷积来形成这些重构的采样。

如果把上下文提供给用于重新组成被发送的数据码片或者重新组成所接收的采样，那么可以互换使用单词“重构”和“重新生成”。由于通过重新编码等重新组成“码片”，而基于使用重新生成的码片并且合并无线信道(信道估计)以及发射机和接收机滤波的影响来重新组成“采样”，所以可以重新组成采样或码片。单词“重构”和“重新生成”本质上都意味着重建或者重新组成，不存在技术区别。一个实施例专门为数据码片使用“重新生成”并且为采样使用“重构”。那么，接收机可以具有数据码片重新生成单元和采样重构单元。

在具有干扰消除的CDMA系统反向链路上的发送子信道增益的调整

多用户干扰是CDMA传输系统中的限制因素，并且任何用于减轻该干扰的接收机技术可以允许可实现的吞吐量得以明显改进。本节描述了用于对具有IC的系统的发送子信道增益进行调整的技术。

在反向链路传输中，每个用户发送导频、开销和业务信号。导频提供对传输信道的同步和估计。对于MAC和业务解码的建立，需要开销子信道(诸如RRI、DRC、DSC和ACK)。导频、开销和业务子信道对于信号-干扰和噪声比(SINR)具有不同的需求。在CDMA系统中，单独一个功率控制可以调整导频的发送功率，而开销和业务子信道具有相对于导频固定的增益。当BTS装配了PIC、OIC和TIC时，取决于IC的次序和消除能力，各个子信道经历不同级别的干扰。在此情况下，子信道增益之间的静态关系可能损害系统性能。

本节对用于在采用了IC的系统上的不同逻辑子信道的新的增益控制策略进行了说明。该技术基于诸如EV-DO RevA的CDMA系统，并且可以将其应用于EV-DV Rel D、W-CDMA EUL和cdma2000。

所描述的技术通过根据所测量的就分组错误率、SINR或者干扰功率而言的性能，适应性地改变每个子信道的增益，从而在不同的子信道上实现功率和增益控制。目标是提供可靠的功率和增益控制机制，该机制允许充分使用IC的潜能，同时为在时变弥散子信道上的传输提供鲁棒性。

干扰消除是指，为了减少对其它将要随后被解码的信号的干扰，在已经对逻辑子信道进行解码之后，移除那些子信道对前端采样的贡献。在PIC中，在BTS处已知所发送的导频信号，并且使用信道估计对所接收的导频进行重构。在TIC或OIC中，通过经由所接收的子信道在BTS处已解码的版本对其进行重构，来移除干扰。

为了满足业务信道中的错误率需求，当前BTS(不具有IC)对导频子信道E_cp的功率进行控制。业务子信道的功率通过固定因子T2P与导频相关，T2P取决于有效负载类型和对象终止目标。通过包括内环和外环的闭环功率控制机制，进行导频功率的调整。内环旨在将导频的SINR(Ecp/Nt)保持在阈值级别T，而外环功率控制例如基于分组错误率(PER)，来改变阈值级别T。

当在接收机处进行IC时(图4)，子信道增益的调整可以对系统有益。实际上，由于每个子信道经历不同的干扰级别，所以为了提供所期望的性能，应该相应地调整它们关于导频的增益。本节可以解决对于开销和导频子信道的增益控制的问题，并且对用于T2P调整的技术进行了描述，其通过充分利用IC，增加了系统的吞吐量.

具有IC的系统中的重要参数

可以调节的两个参数是开销子信道增益和业务-导频(T2P)增益。当TIC激活时，为了使得导频和开销性能之间的折衷更加灵活，可以增加开销子信道增益(相对于无TIC)。通过用G来表示在当前系统中使用的基线，开销信道增益的新值将是：

G′＝G·Δ_G

在无IC方案中，开销/导频子信道经历与业务信道相同的干扰级别，并且某个比率T2P/G可以为开销和业务信道性能以及导频信道估计给出满意的性能。当使用IC时，干扰级别对于开销/导频和业务是不同的，并且为了使得两类子信道的的性能一致，可以减少T2P。对于给定的有效负载，为了满足需求，该方法可以通过根据表列值的因子Δ_T2P来使得T2P减小。通过用T2P来表示用于当前系统中的特定有效负载的基线T2P，T2P的新值将是：

T2P′＝T2P·Δ_T2P

可以将参数Δ_T2P量化成一系列有限或离散值(例如，-0，1dB到-1.0dB)，并且将其发送到接入终端106。

一些可以保持在控制之下的参量是：业务PER、导频SINR和热量上升。导频SINR不应该下降到良好的信道估计所需要的最小级别之下。热量上升(ROT)对于确保功率受控CDMA反向链路的稳定性和链路预算来说是很重要的。在无TIC接收机中，在所接收的信号上定义ROT。通常，ROT应该停留在预定的范围内，以允许良好的容量/覆盖折衷。

热量上升控制

I₀指示在接收机的输入处的信号功率。来自所接收信号的干扰的消除带来了功率的下降。I₀′指示在IC之后在解调器304输入处的信号平均功率：

I₀′≤I₀

在用IC对I₀′的值进行更新之后，可以从前端采样中对其进行测量。当进行IC时，ROT对于开销子信道仍然是重要的，并且应该根据阈值来对ROT进行控制，即确保：

ROT = \frac{I_{0}}{N_{0}} < {ROT}_{thr}

其中，N₀是噪声功率。

然而，业务和某些开销子信道也从IC中受益。这些子信道的解码性能与IC之后所测量的热量上升有关有效ROT是IC之后的信号功率和噪声功率之间的比率。可以通过阈值对有效ROT进行控制，即：

{ROT}_{eff} = \frac{I_{0}'}{N_{0}} < {ROT}_{thr}^{(eff)}

在噪声级别不变的假设下，可以用对I₀′的约束来等价规定对ROT_eff的约束：

I_{0}' \leq I_{0}^{(thr)}

其中，

是对应于的信号功率阈值。

固定开销增益技术

当ROT增加时，导频和开销信道的SINR(其未从IC中受益)减小，这可能导致擦除率(erasure rate)的增加。为了对该效果进行补偿，可以通过固定值或者通过对特定系统条件的调整，来提高开销信道增益。

关于导频描述了开销子信道的增益是固定的技术。所提出的技术为每个用户调整导频子信道级别和Δ_T2P°

具有固定Δ _G ＝0dB的闭环T2P控制

图23示出了对于E_cp和Δ_T2P并且固定Δ_G＝0dB(方框2308)的闭环功率控制(PC)。用于Δ_T2P和E_cp调整的第一种解决方法包括：

A.对于E_cp的调整，内环和外环2300、2302可以以常规的方式进行功率控制。外环2300对目标PER和业务PER进行接收。内环2304对阈值T2302以及所测量的导频SINR进行接收，并输出E_cp。

B.闭环增益控制(GC)2306基于对所移除干扰的测量来调整Δ_T2P。增益控制2306对所测量的ROT和所测量的ROTeff进行接收，并且输出Δ_T2P。接收机对通过IC方案移除的干扰进行测量，并且调整Δ_T2P。

C.可以在消息中将Δ_T2P周期性地发送到扇区内的所有接入终端106。

对于Δ_T2P的调整，如果在IC之后的干扰从I₀减少到I₀′，T2P从而可以减少的量为：

Δ_{T 2 P} = \frac{I_{0}'}{I_{0}} \approx \frac{{ROT}_{eff}}{ROT}

E_cp将(通过PC环路2304)增加为：

E_{cp}' = \frac{I_{0}}{I_{0}^{(thr)}} E_{cp}

具有和不具有IC的系统的总发送功率之间的比率将是：

C = \frac{E_{cp} (1 + G + T 2 P)}{E_{cp}' (1 + G + T 2 P')}

其中，G是开销信道增益。对于T2P大的数值(关于G)，可以将比率C近似为：

C \approx \frac{I_{0}^{(thr)}}{I_{0}'}

对于有效ROT的估计，由于PC和信道条件的变化，有效ROT快速变化。而Δ_T2P反映了ROT_eff的缓慢变化。因此，对于Δ_T2P的选择，通过以IC之后信号的长平均窗的方式对有效ROT进行测量。平均窗具有的长度可以至少是功率控制更新周期的两倍。

具有固定Δ _G >0dB的闭环T2P控制

除了增益控制2306对阈值有效ROT进行接收并且Δ_G>0dB之外，图24与图23相同。该用于Δ_T2P调整的可替换方法基于使同一个蜂窝覆盖IC系统和无IC系统的请求。在两种情况下，E_cp的分布是相同的。IC的影响在全负载系统上是双重的：i)在IC之前的信号功率I₀将根据不具有IC的系统的信号功率而增加；ii)由于通过PER控制来控制闭环功率，所以I₀′将趋向于与不具有IC的系统的信号功率类似。对Δ_T2P进行如下调整：

Δ_{T 2 P} = \frac{I_{0}^{(thr)}}{I_{0}'} \approx \frac{{ROT}_{thr}^{(eff)}}{{ROT}_{eff}}

基于ACK的Δ _T2P 控制

图25示出了基于具有固定开销子信道增益的ACK子信道的用于E_cp和Δ_T2P的PC(方框2506)。

Δ_T2P的闭环GC需要从BTS到AT的反馈信号，其中，所有的AT从BTS接收到相同的Δ_T2P广播值。一种可替换的解决方法基于Δ_T2P的开环GC2510和用于导频的闭环PC2500、2504。闭环导频PC包含内环2504，其根据阈值T₀2502对E_cp进行调节。通过诸如数据速率控制(DRC)子信道错误率或者DRC擦除率的开销子信道错误率，指示外环控制2500。只要DRC擦除率超出阈值，就增大T₀，但是当DRC擦除率低于阈值时，逐渐减小T₀。

通过ACK前向子信道对Δ_T2P进行调整。特别地，通过对ACK和NACK的统计特性进行测量，AT可以对BTS处的业务PER进行估计(方框2508)。增益控制2510将目标业务PER与所测量的PER进行比较。只要PER高于阈值时，Δ_T2P就增加，直到T2P′到达无IC系统的基线值T2P为止。另一方面，对于更低的PER，为了充分利用IC处理，减小Δ_T2P。

可变开销增益技术

可以通过不仅调整Δ_T2P而且调整开销子信道增益(G开销)以适应于IC处理过程，来获得对收发机的进一步优化。在此情况下，需要额外的反馈信号。可以将Δ_G的值从0dB量化到0.5dB。

基于干扰功率的开销增益控制

除了开销GC2600之外，图26类似于图24。用于开销子信道2600的GC的方法基于所测量的在IC之后的信号功率。在此情况下，假定E_cp，以便提供与不具有IC的系统相同的蜂窝覆盖。在IC之前的信号具有增大的功率I₀和用于所增加的干扰的开销增益补偿。该实现通过如下设置调节开销增益：

Δ_{G} = \frac{I_{0}}{I_{0}^{(thr)}} \approx \frac{ROT}{{ROT}_{thr}}

可以对Δ_G进行控制，使其不下降到0dB以下，因为这将对应于开销子信道功率的减小，该减小不可能是有用的。

增益和功率控制方案可以包括如图23中用于E_cp的内环和外环PC2304、2300，如上所述用于Δ_G的GC环2600，用于Δ_T2P的开环GC2306，其中，只要PER高于目标值，就增大Δ_T2P，并且当PER低于目标时，就减小Δ_T2P。对应于无IC接收机的级别，允许Δ_T2P的最大级别。

仅DRC的开销增益控制

图27示出了图26的具有仅DRC开销增益控制的变体2702。

如上文所述，甚至当对开销子信道增益进行调节时，也可以用闭环实现Δ_T2P2700的增益控制。在此情况下，如图23的方案中那样对E_cp和Δ_T2P进行控制，同时通过CRC擦除率进行开销子信道增益2702的调整。特别地，如果DRC擦除率在阈值之上，那么就增大开销子信道增益2702。当DRC擦除率低于阈值时，逐渐减小开销增益2702。

在多扇区多蜂窝网络中T2P的控制

由于在蜂窝级别上进行Δ_T2P的GC，并且AT106可以在软切换中，所以各个扇区可以产生不同的调整请求。在此情况下，针对要求被发送到AT的Δ_T2p的选择，可以考虑各种选项。在蜂窝级别上，一种方法可以是，在全负载扇区所请求的那些T2P的减少中，选择最小减少，即：

其中，

是扇区s所需的Δ_T2P。AT可以从各个蜂窝接收不同的请求，并且也在此情况下，可以采用各种标准。为了确保与服务扇区更加可靠的通信，一种方法可以是选择对应于服务扇区的Δ_T2P。

对于在蜂窝和AT处的Δ_T2P选择，可以考虑其它选项，包括所请求值之中的最小值、最大值或者平均值。

一个重要的方面是对于移动使用T2P′＝T2P×Δ_T2P，其中，在BTS处基于对I₀和I₀′的测量(并且可能还有I₀ ^thr的知识)来计算Δ_T2P，并且G′＝G×Δ_G，其中，也在BTS处对Δ_G进行计算。采用这些在BTS处计算的增量因子，每个BTS将它们广播到所有接入终端，接入终端相应地作出反应。

这里所公开的概念可以应用于WCDMA系统，其使用诸如专用物理控制信道(DPCCH)、增强专用物理控制信道(E-DPCCH)、或者高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)的开销信道。WCDMA系统可以使用专用物理数据信道(DPDCH)格式和/或增强专用物理数据信道(E-DPDCH)格式。

这里所公开的概念可以应用于具有两种不同交错结构的WCDMA系统，例如，2ms发送时间间隔和10ms发送时间间隔。这样，可以对前端存储器、解调器和减法器进行配置，以便覆盖具有不同发送时间间隔的分组的一个或多个子分组。

对于TIC，可以通过一个或多个用户以EV-DO版本0格式或者EV-DO版本A格式中的至少一种格式，发送业务数据。

这里所描述的专用解码次序可以对应于用于解调和解码的次序。因为对来自FERAM312的分组进行解调的过程将干扰消除转化成更好的解码器输出，所以对分组进行重新解码应该从重新解调进行。

本领域的技术人员应该理解，可以使用各种不同的技术和技巧来表示信息和信号。例如，可以用电压、电流、电磁波、磁场或磁粒、光场或光粒、或者其任意组合来代表可能在贯穿上述说明中所涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号、以及码片。

本领域的技术人员还应该意识到，结合这里公开的实施例描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路、以及算法步骤可以实现为电子硬件、计算机软件、或者二者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种互换性，上文中主要根据它们的功能性描述了各种说明性的部件、块、模块、电路和步骤。将这样的功能性实现为硬件还是软件，取决于具体应用和对整个系统上的设计约束。对于每个具体应用，熟练的技术人员可以通过各种方式实现所描述的功能，但是不应该将这样的实现决定解释为导致脱离本发明的范围。

可以用通用目的处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件部件、或者设计为执行这里描述的功能的以上部件的任何组合，来实现或执行结合这里公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、以及电路。通用目的处理器可以是微处理器，但是可替换地，该处理器可以是任何传统的处理器、控制器、微控制器、或者状态机。也可以将处理器实现为以下计算器件的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核结合的一个或多个微处理器、或者任何其它这样的配置。

结合这里公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接实现在硬件中、由处理器执行的软件模块中、或者二者的组合中。可以将软件模块驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD—ROM、或者任何其它形式的存储媒体中。将存储媒体连接到处理器，使得该处理器可以从存储媒体中读取信息并且将信息写入该存储媒体中。可替换地，可以将存储媒体与处理器集成在一起。处理器和存储媒体可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留在用户终端中。可替换地，处理器和存储媒体可以作为分立部件驻留在用户终端中。

这里所包括的标题用于参考，并且助于对某些章节进行定位。这些标题不是想要限制其下所说明的概念的范围，并且这些概念可以适用于贯穿整个说明书的其它章节。

提供了已公开实施例的以上描述，以便使本领域的任何技术人员都能够实现或使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以将这里定义的一般原理应用到其它实施例。因此，本发明不是想要受限于这里所示的实施例，而是要被授予与这里所公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。

Claims

1.一种用于减少干扰的方法，所述方法包括：

对从多个接入终端异步地发送的分组的采样进行存储；

尝试对来自所存储的采样的第一分组进行解调和解码，所述第一分组是从第一组一个或多个接入终端发送的；

如果所述第一分组被正确地解码，就从所存储的采样中减去从已解码的第一分组重构的采样；

尝试对来自所存储的采样的第二分组进行解调和解码，所述第二分组是从第二组一个或多个接入终端发送的；

如果所述第二分组被正确地解码，就从所存储的采样中减去从已解码的第二分组重构的采样；以及

尝试对之前解码失败的分组进行解调和解码。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：将具有不同于其它接入终端的通信特性的一个或多个接入终端选择为所述第一组。

3.一种用于减小干扰的方法，所述方法包括：

对从多个接入终端接收的时间交错的子分组的采样进行存储，每个子分组对应于一个已编码的分组；

尝试使用一个或多个所存储的、时间交错的子分组的采样对第一分组进行解调和解码；

如果尝试对所述第一分组进行解码是成功的，就重构相应于所述第一分组的一个或多个子分组的采样；

从所存储的时间交错的子分组的采样中减去与所述第一分组对应的所重构的子分组的采样；

尝试使用一个或多个所存储的时间交错的子分组的采样对第二分组进行解调和解码；

如果尝试对所述第二分组进行解码是成功的，就重构相应于所述第二分组的一个或多个子分组的采样；

从所存储的时间交错的子分组的采样中减去与所述第二分组对应的所重构的子分组的采样；以及

尝试使用一个或多个所存储的、时间交错的子分组的采样对第三分组进行解调和解码，所述第三分组之前解码不成功。

4.如权利要求3所述的方法，其中，重构一个或多个子分组包括：

对所述第一分组进行编码；以及

对已编码的第一分组进行调制。

5.如权利要求3所述的方法，还包括：

用相应于第一接入终端的第一码序列，对相应于所述第一分组的一个或多个子分组进行解调；以及

用相应于第二接入终端的第二码序列，对相应于所述第二分组的一个或多个子分组进行解调。

6.如权利要求3所述的方法，还包括：同时尝试对从多个接入终端发送的多个分组进行解码。

7.如权利要求3所述的方法，还包括：顺序地对从多个接入终端发送的多个分组进行解调并且尝试对其进行解码。

8.如权利要求3所述的方法，还包括：将具有比其它接入终端更高业务发送功率的接入终端选择为第一接入终端，以便对分组进行解调并且尝试对其进行解码。

9.如权利要求3所述的方法，还包括：将具有比其它接入终端更大有效负载的接入终端选择为第一接入终端，以便对分组进行解调并且尝试对其进行解码。

10.如权利要求3所述的方法，还包括：将具有比其它接入终端更高信号-噪声和干扰比(SINR)的接入终端选择为第一接入终端，以便对分组进行解调并且尝试对其进行解码。

11.如权利要求3所述的方法，还包括：将具有比其它接入终端的分组更早的未解码分组的接入终端选择为第一接入终端，以便对分组进行解调并且尝试对其进行解码。

12.如权利要求3所述的方法，还包括：对之前未被成功解码的分组反复地进行解调并且尝试对其进行解码。

13.如权利要求3所述的方法，还包括：

尝试对从一组接入终端所发送的、在当前时隙中终止的所有子分组进行解码；

对在所述当前时隙中终止的所有成功解码的子分组进行重构；

从所存储的子分组中减去所重构的子分组；以及

尝试对在之前时隙中解码失败的子分组进行解调和解码。

14.如权利要求3所述的方法，还包括：

从所存储的子分组中减去所重构的子分组；以及

在对相应于第三分组的所有子分组进行存储之前，尝试对该第三分组进行解调和解码。

15.如权利要求3所述的方法，还包括：将混合自动重传请求(H-ARQ)提供给所述接入终端。

16.如权利要求3所述的方法，还包括：对从多个接入终端异步地发送的子分组进行接收。

17.一种基站，包括：

前端存储器，将其配置为对从多个接入终端接收的时间交错信号的采样进行存储；

解调器，将其配置为使用相应于第一接入终端的第一码序列，对所存储的采样进行解调；

解码器，将其配置为对来自已解调采样的数据进行解码；

重构单元，将其配置为使用已解码数据来重构已编码和调制的采样；

减法器，将其配置为从存储在所述前端存储器的所述采样中，减去所重构的采样，以便减小所述解码器随后对来自所存储的采样的数据进行解码时的干扰；以及

在从所述前端存储器存储的采样中减去重构的采样之后，所述解码器还被配置成使用来自存储的采样中的采样，对之前解码不成功的数据进行解码。

18.如权利要求17所述的基站，还包括：错误检测单元，用于检测所述解码器是否对来自已解调采样的数据正确地进行了解码。

19.如权利要求17所述的基站，还包括：后端存储器，将其配置为对从存储在所述前端存储器中的采样中所解调出的已解调数据符号进行存储。

20.如权利要求19所述的基站，其中，当所述前端存储器不涵盖所有子分组时，所述后端存储器对不再存储在所述前端存储器内的已解调的子分组的符号进行存储。

21.如权利要求17所述的基站，其中，将所述前端存储器配置为对从利用混合自动重传请求(H-ARQ)操作的多个接入终端所接收的多个时隙的信号采样进行存储。

22.如权利要求17所述的基站，其中，将所述解调器配置为进行解调，并且将所述解码器配置为对未成功解码的分组反复地进行解码。

23.如权利要求17所述的基站，其中，所述前端存储器具有的长度涵盖从分组的第一子分组的开始到所述分组的最后一个子分组的结束的时间周期。

24.如权利要求17所述的基站，其中，所述前端存储器具有的长度涵盖不到一个完整分组。

25.如权利要求17所述的基站，其中，所述前端存储器具有的长度涵盖从分组的一个子分组的开始到所述分组的下一子分组的结束的时间周期。

26.如权利要求23所述的基站，其中，所述前端存储器具有大约40个时隙的长度。

27.如权利要求17所述的基站，其中，将所述基站配置为对来自所述接入终端的CDMA2000信号进行接收和处理。

28.如权利要求17所述的基站，其中，将所述基站配置为对来自所述接入终端的CDMA演进数据优化(EV-DO)版本A的信号进行接收和处理。

29.如权利要求17所述的基站，其中，将所述基站配置为对来自所述接入终端的宽带CDMA(WCDMA)信号进行接收和处理。

30.如权利要求17所述的基站，其中，将所述前端存储器、解调器和减法器配置为涵盖具有不同发送时间间隔的分组的一个或多个子分组。

31.如权利要求17所述的基站，其中，将所述前端存储器、解调器和减法器配置为涵盖比10毫秒发送时间间隔分组的子分组更多的2毫秒发送时间间隔分组的子分组。

32.如权利要求17所述的基站，其中，将所述基站配置为对来自所述接入终端的CDMA EV-DV信号进行接收和处理。