CN101128991B - 一种用于无线通信系统的干扰消除的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于干扰消除(IC)的方法和系统。其一方面涉及业务量干扰消除。一方面涉及导频，开销和数据的联合IC。另一方面涉及改善的信道估计。还有一个方面涉及发射子信道增益的自适应。

Description

一种用于无线通信系统的干扰消除的方法

基于美国35U.S.C.§119的优先权要求 

本发明要求2004年12月23日申请的共同受让的美国临时申请No.60/638,666的优先权，其标题为“TRAFFIC INTERFERENCECANCELLATION AT THE BTS ON A CDMA REVERSE LINK”，本文中引入该申请作为参考。 

技术领域

本发明总体涉及无线通信系统，和更具体地，涉及无线通信系统中的业务量干扰消除。 

背景技术

通信系统可提供基站与接入终端之间的通信。前向链路或下行链路指从基站发射到接入终端。反向链路或上行链路指从接入终端发射到基站。每个接入终端可在给定时刻通过前向链路和反向链路与一个或多个基站通信，这取决于接入终端是否处于活动状态且接入终端是否处于软切换。 

附图简要说明 

本申请的特征，本质和优点可从下面提出的附图和详细描述中明显看出。相似的标识号和字符可表示相同或类似的对象。 

图1示出带有基站和接入终端的无线通信系统。 

图2示出可在图1的接入终端上实现的发射机的结构和/或处理的实例。 

图3示出可在图1的基站上实现的接收器的处理和/或结构的实例。 

图4示出基站接收器的处理或结构的另一个实施例。 

图5示出图1的系统中三个用户的功率分布的一般实例。 

图6示出对于使用相同发射功率的帧异步业务量干扰消除的均匀 时间偏移分布。 

图7示出用于反向链路数据分组和前向链路自动重发请求信道的交织结构(interlacing structure)。 

图8示出跨完整的16时隙分组的存储器。 

图9A示出对于示例的无延迟解码的顺序干扰消除(SIC)的业务量干扰消除的方法。 

图9B示出执行图9A中方法的设备。 

图10示出在交织结构的连续子分组到达后的接收器样本缓冲器，其中消除了经解码的子分组干扰。 

图11示出开销信道的结构。 

图12A示出首先执行导频IC(PIC)，然后一起执行开销IC(OIC)和业务量IC(TIC)的方法。 

图12B示出执行图12A中方法的设备。 

图13A示出图12A中方法的变体。 

图13B示出执行图13A中方法的设备。 

图14A示出执行联合的(joint)PIC，OIC和TIC的方法。 

图14B示出执行图14A中方法的设备。 

图15A示出图14A中方法的变体。 

图15B示出执行图15A中方法的设备。 

图16示出发射(mission)系统的模型。 

图17示出组合的发射和接收滤波的示例响应。 

图18A和18B示出基于三个RAKE耙指(finger)中的每个耙指处估计的多路信道(multipath channel)的信道估计(实部和虚部)的实例。 

图19A—19B示出基于RAKE耙指和数据码片解扩的改进的信道估计的实例。 

图20A示出RAKE耙指延迟处用再生数据码片进行解扩的方法。 

图20B示出执行图20A中方法的设备。 

图21A和21B示出用2倍码片分辨率的均匀间隔的样本来估计复合信道的实例。 

图22A示出用再生数据码片以均匀分辨率估计复合信道的方法。 

图22B示出执行图22A中方法的设备。

图23示出以固定开销子信道增益进行的闭环功率控制和增益控制。 

图24示出图23中以固定开销子信道增益进行的功率控制和增益控制的变体。 

图25示出以固定开销子信道增益进行的功率控制的例子。 

图26除了开销增益控制之外类似于图24。 

图27示出仅进行DRC开销增益控制的图26的变体。 

具体实施方式

这里所述的任何实施例相对于其他实施例不一定是优选的或有利的。尽管本公开的不同方面在图中给出，附图不一定按比例绘出或完全绘出所有内容。 

图1示出无线通信系统100，其包括系统控制器102，基站104a—104b和多个接入终端106a—106b。该系统100可具有任意数量的控制器102，基站104和接入终端106。本公开的下述不同方面和实施例可在系统100中实现。 

接入终端106可以是移动的或静止的，也可以分散在图1所示的整个通信系统100内。接入终端106可以连接至计算装置或在计算装置中实现，如膝上型个人计算机。可替换地，接入终端可以是自含的数据装置，如个人数字助理(PDA)。接入终端106可以指多种类型的装置，如有线电话，无线电话，蜂窝电话，膝上型计算机，无线通信个人计算机(PC)卡，PDA，外置或内置调制解调器等。接入终端可以是通过无线信道或有线信道，例如使用光纤或同轴缆线通信来向用户提供数据连接的任意装置。接入终端可以具有不同的名称，如移动站，接入单元，用户单元(subscriber unit)，移动装置，移动终端，移动单元，移动电话，移动电子装置，移动站，远程站，远程终端，远程单元，用户装置，用户设备，手持装置，等等。 

系统100为大量小区提供通信，这里每个小区由一个或多个基站104提供服务。基站104也可以指基站收发器系统(BTS)，接入点，接入网络的一部分，调制解调器池收发器(MPT)，或Node B。接入网络指在分组切换的数据网络(如因特网)和接入终端106之间提供数据 连接的网络设备。 

前向链路(FL)或下行链路指从基站104到接入终端106的传输(transmission)。反向链路(RL)或上行链路指从接入终端106到基站104的传输。 

基站104可使用从一组不同数量速率中选择的数据速率来向接入终端106发射数据。接入终端106可测量由基站104发送的导频信号的信干噪比(SINR)，并确定基站104发射数据至接入终端106所需的数据速率。接入终端106可向基站104发送数据请求信道或数据速率控制(DRC)消息，从而将所需的数据速率通知基站104。 

系统控制器102(也指基站控制器(BSC)可提供基站104的协调和控制，且还可以经由基站104来控制对接入终端106的呼叫的路由。系统控制器102还可经移动交换中心(MSC)耦合至公共交换电话网络(PSTN)，并经分组数据服务节点(PDSN)耦合至分组数据网络。 

通信系统100可使用一种或多种通信技术，如码分多址(CDMA)，IS-95，高速分组数据(HRPD)，也称为高数据传输速率(HDR)，如在《cdma2000高速分组数据空中接口规范》中规定的那样，TIA/EIA/IS-856，CDMA1X演进的数据优化(EV-DO)，1XEV-DO，宽带CDMA(WCDMA)，通用移动通信系统(UMTS)，时分同步CDMA(TD-SCDMA)，正交频分复用(OFDM)，等等。下面描述的例子为清晰理解提供了细节。这里给出的想法也可应用至其他系统，且当前的例子不是为了限制本申请。 

图2示出发射机的结构和/或处理的实例，其可在图1中接入终端106上实现。图2所示的功能和元件可以通过软件，硬件，或软件与硬件的组合来实现。其他的功能也可以添加到图2中，以增加图2所示的功能或取代图2所示的功能。 

数据源200为编码器202提供数据，每个编码器使用一种或多种编码方案对数据位编码从而提供编码的数据码片。每个编码方案可包括一个或多个类型的编码，如循环冗余校验(CRC)，卷积编码，Turbo编码，分组编码，其他类型的编码，或根本没有编码。其他的编码方案可包括自动重发请求(ARQ)，混合ARQ(H-ARQ)，和增量冗余重复技术。不同类型的数据可以不同的编码方案进行编码。交织器204 对编码的数据位进行交织从而抵抗衰落。 

调制器206调制编码的、交织的数据从而生成调制的数据。调制技术的例子包括二进制移相键控(BPSK)和四相移相键控(QPSK)。调制器206也可重发调制的数据序列，或符号删余单元(symbol punctureunit)可删余(puncture)符号位。调制器206也可用Walshcover(即Walsh码)对调制过的数据进行扩展(spread)从而形成数据码片。调制器206也可用导频码片和MAC码片来对数据码片进行时分复用从而形成码片流。调制器206也可使用伪随机噪声(PN)扩展器(spreader)来对一个或多个PN码(如短码，长码)的码片流进行扩展。 

基带—射频(RF)转换单元208可将基带信号转换为RF信号，以便经天线210在无线通信链路上发射至一个或多个基站104。 

图3示出接收器的处理和/或结构的实例，其可在图1中的基站104中实现。图3所示的功能和元件可以软件，硬件或软件与硬件的组合来实施。其他的功能也可以添加至图3来增加或取代图3所示的功能。 

一个或多个天线300接收来自一个或多个接入终端106的反向链路调制信号。多个天线可提供空间多样以抵抗恶化的路径效果，如衰落。每个接收的信号被提供给各接收器或RF到基带转换单元302，其调节(如滤波，放大，降频率变换)并数字化所接收的信号，从而为该接收的信号生成数据样本(data sample)。 

解调器304可解调所接收的信号，从而提供还原的符号。对于CDMA2000，解调试图通过如下方式恢复数据传输，(1)将解阔的样本信道化从而在各码道(code channel)上隔离或信道化所接收的数据和导频，和(2)以恢复的导频来相干解调信道化的数据从而提供解调数据。解调器304可包括接收的样本缓冲器312(也称为公共(joint)前端RAM(FERAM)或样本RAM)、耙式接收器314和经解调的符号缓冲器316(也称为后端RAM(BERAM)或经解调的符号RAM)，样本缓冲器312用于为所有用户/接入终端存储接收信号的样本(sample)，耙式接收器314用来解扩和处理多个信号事件。可以有多个经解调的符号缓冲器316以与多个用户/接入终端相对应。 

解交织器(deinterleaver)306对来自解调器304的数据进行解交织。 

解码器308可将解调制的数据解码从而恢复由接入终端106发射的 解码后的数据位。经解码的数据可提供给数据宿310。 

图4示出基站接收器的处理或结构的另一个实施例。在图4中，成功解码后的用户数据位被输入到干扰重构单元400，其包括编码器402，交织器404，调制器406，和滤波器408。编码器402，交织器404，和调制器406可类似于图2中的编码器202，交织器204，调制器206。滤波器408以FERAM分辨率形成经解码的用户样本，如从一倍码片速率改变成2倍码片速率。解码器用户对FERAM的贡献(contribution)是从FERAM312中将它们除去或消除。 

虽然下面描述了在基站104处进行干扰消除，但这里的概念可应用到接入终端106或通信系统的任何其他元件。 

业务量干扰消除

CDMA反向链路容量可受用户之间的干扰限制，因为在BTS104处不同用户发射的信号不是正交的。因此，减小用户间干扰的技术将改善CDMA反向链路的系统性能。这里描述了为先进的CDMA系统，如CDMA2000 1xEV-DO RevA实施有效的干扰消除的技术。 

每个DO RevA用户终端发射业务量，导频，和开销信号，这些都可引起对其他用户的干扰。如图4所示，在BTS104处，信号可被重构并从前端RAM312中减去(subtract)。发射的导频信号在BTS104处是公知的并可以基于关于信道的知识来重构。然而，开销信号(如反向速率指示符(RRI)，数据请求信道或数据速率控制(DRC)，数据源信道(DSC)，应答(ACK))被首先解调和检测，且在BTS104处发射的数据信号被解调，解交织和解码，以便确定发射的开销和业务量码片。基于确定对给定信号的发射码片，重构单元400可基于信道知识来重构对FERAM312的贡献。 

来自数据源200的数据分组位可以由编码器202，交织器204和/或调制器206重复和处理为多个相应的子分组，以便发射到基站104。如果基站104接收高信噪比的信号，第一子分组可包含足够的信息以便基站能解码和推导出原始分组。例如，来自数据源200的分组可被重复和处理成四个子分组。用户终端106发送第一子分组至基站104。基站104能根据第一接收子分组正确地解码并推导出原始数据分组的概率相对较低。但在基站104接收到第二，第三，和第四子分组并将从每个接收的 子分组推导出的信息组合起来时，解码和推导出原始数据分组的概率就会增加。只要基站104正确地解码原始分组(如使用循环冗余校验(CRC)或其他误码检测技术)，基站104就发送应答信号至用户终端106从而停止发送子分组。然后用户终端106可发送新分组的第一子分组。 

DO-RevA的反向链路采用H-ARQ(图7)，这里每个16时隙的分组被分成4个子分组并以交织的结构发射，该交织结构中同一交织的两个子分组间有8个时隙。而且，不同用户/接入终端106可在不同的时隙边界开始发射，因此不同用户的四时隙子分组异步地到达BTS。异步的效果和H-ARQ及CDMA的干扰消除接收器的有效设计在下面进行描述。 

干扰消除的增益取决于信号从FERAM312中除去的顺序。这里公开的技术涉及根据业务量对导频(T2P)比率，有效的SINR，或解码几率来解码(和如果CRC通过则减去(subtract))用户。这里公开的各种方法用于在其他用户已经被从FERAM312中除去后再尝试对用户进行解调和解码。BTS FERAM312的干扰消除可被有效地实施来解决异步CDMA系统，如EV-DO RevA的问题，这里用户用混合ARQ来发射导频信号，控制信号，和业务信号。本公开也可应用至EV-DV Rel D，W-CDMA EUL，和cdma2000。 

业务量干扰消除(TIC)可定义为减法干扰消除(subtractiveinterference cancellation)，其在用户正确解码后将该用户数据的贡献从FERAM312中去除(图4)。某些与实际CDMA系统，如CDMA2000，EV-DO，EV-DV，和WCDMA上TIC相关的实践问题在这里得到解决。许多这些问题是由现实系统具有用户异步和混合ARQ的事实引起的。例如CDMA2000有意时间均匀地将用户数据帧扩展(spread)，从而防止回程网络中过度延迟。EV-DO的RevA，EV-DV的Rel D和WCDMA的EUL也使用混合ARQ，这引入了一个以上的可能数据长度。 

多用户检测是TIC应用的算法的主要类型，多用户检测指试图通过允许检测会相干的两个不同用户而改善性能的任何算法。TIC方法可能涉及连续干扰消除(也称为顺序干扰消除或SIC)和并行干扰消除的混合。“连续干扰消除”指依次解码用户并使用先前经解码的用户数据从而改善性能的任何算法。“并行干扰消除”广义上指同时解码用户 并同时减去所有经解码的用户。 

TIC可以与导频干扰消除(PIC)不同。TIC和PIC之间的一个差别是接收器事先就完全了解被发射的导频信号。因此PIC可仅使用信道估计减去导频对被接收信号的贡献。第二个主要差别是发射器和接收器通过H-ARQ机理在业务信道上密切相干。接收器在用户被成功解码之前一直不知道被发射的数据序列。 

类似地，在所谓的开销干扰消除(OIC)技术中，希望能从前端RAM中去除开销信道。开销信道在BTS104知道发射的开销数据前一直都不能除去，而发射的开销数据是通过解码并然后再形成开销消息而确定的。 

连续干扰消除限定了一类方法。交互信息的链式法则表明在理想条件下，连续干扰消除可实现多址接入信道的容量。其主要条件是所有用户都是帧同步的，且每个用户的信道可用可忽略的误差来估计。 

图5示出三个用户(用户1，用户2，用户3)的功率分布的普通例子，其中用户同步地发射帧(来自所有用户的帧被同时接收到)，且每个用户以相同的数据速率进行发射。每个用户被指示使用特定的发射功率，如用户3以基本上等于噪声的功率进行发射；用户2以基本上等于用户3的功率加噪声的功率进行发射；而用户1以基本上等于用户2加用户3再加噪声的功率进行发射。 

接收器以发射功率递减的顺序来处理来自用户的信号。从k＝1(用户1功率最高)开始，接收器试图为用户1解码。如果解码成功，则用户1对接收信号的贡献形成并基于其信道估计减去该贡献。这可称为帧同步顺序干扰消除。接收器继续下去，直至对所有用户都试图解码过为止。每个用户在对前一个解码的用户连续的干扰消除进行干扰消除后具有相同的SINR。 

不幸的是，该方法对于解码误差非常敏感。如果单个大功率用户，如用户1没能正确解码，则后面所有用户的信干噪比(SINR)会急剧恶化。这阻止了在此后所有用户的解码。该方法的另一个缺点是要求用户在接收器处具有特定的相对功率，这在衰落信道中难以保证。 

帧异步和干扰消除，如cdma2000

假定用户帧的偏移是按人的意志与彼此相交错的。这种帧异步操 作对系统整体有很大的好处。例如，接收器处的处理功率和网络带宽将具有更一致的实时使用程序文件(usage profile)。相比较，用户中的帧同步会在每个帧边界结束处突然需要极大的处理功率和网络资源，因为所有用户将同时完成分组。借助帧异步，BTS104可首先解码最早时间到达的用户，而不是最大功率的用户。 

图6示出对于发射功率相等的用户的帧异步TIC的均匀时移分布的实例。图6描绘了恰在用户1的帧1要被解码之前的瞬时快照(snapshot)。因为帧0对于所有用户已经被解码并消除，其对干扰的贡献被显示附有阴影(用户2和用户3)。一般地，该方法减少一半干扰。一半干扰已经在解码用户1的帧1之前由TIC除去。 

在另一个实施例中，图6中的用户可指用户组，如用户组1、用户组2、用户组3。 

如果需要相似的数据速率，则异步和干扰消除的益处是就功率水平和差错统计来说在各用户间是相对对称的。在具有相等用户数据速率的一般顺序干扰消除中，最后的用户是以非常低的功率接收的并在很大程度上取决于所有先前用户的成功解码。 

异步，混合ARQ和交织，如EV-DO RevA

图7示出用于RL数据分组和FL ARQ信道的交织结构(如在1xEV-DO RevA中)。每个交织(交织1，交织2，交织3)包括一组时间交错的段。在该实例中，每个段有4个时隙长。在每个段中，用户终端可向基站发射子分组。有三个交织，且每个段为4个时隙长。因此，在给定交织的子分组结尾和同一交织的下一子分组开头之间有8个时隙。这为接收器解码子分组和将ACK或否定应答(NAK)中继至发射器留出了足够的时间。 

混合ARQ利用衰落信道的时变特性。如果信道条件对于前1，2或3个子分组是好的，则可以仅用这些子分组来解码数据帧，且接收器向发射器发送ACK。ACK指示发射器不用发送剩余子分组，而是在如果需要时开始新的分组。 

干扰消除的接收器架构

借助TIC，经解码的用户的数据被重构并减去(图4)，因此BTS104可除去经解码的用户数据对其他用户引起的干扰。TIC接收器可配有两 个循环存储器：FERAM312和BERAM316。 

FERAM312存储接收的样本(如2倍码片速率的)且是所有用户共用的。无TIC接收器仅使用大约为1到2个时隙的FERAM(从而容纳解调过程中的延迟)，因为没有减去业务量或开销干扰。在具有H-ARQ的系统的TIC接收器中，FERAM可跨许多时隙，如40个时隙，并由TIC通过减去解码用户的干扰而进行更新。在另一个配置中，FERAM312可具有跨度小于一个完整的分组的长度，如跨越了从分组的子分组开头到该分组随后的子分组结尾之间的时间段的长度。 

BERAM316存储由解调器耙式接收器314生成的接收比特的解调符号。每个用户具有不同BERAM，因为经解调的符号是通过以用户专属PN序列解扩，并通过各RAKE耙指来组合而获得的。TIC和无TIC接收器都可使用BERAM316。TIC中BERAM316被用来存储之前的子分组的解调符号，这些之前的子分组在FERAM312没有跨所有子分组时不再存储在FERAM312中。BEARAM316可在试图解码时或时隙从FERAM312中退出时更新。 

选择FERAM长度的方法

BERAM316和FERAM312的大小可按照所需处理功率、从存储器到处理器的转移带宽、系统的延迟和性能之间的各种折衷来选择。一般地，使用较短的FERAM312，TIC的益处将被限制，因为存在时间最长的子分组将不被更新。另一方面，较短的FERAM312会产生较小数量的解调、减法运算以及较低的转移带宽。 

借助RevA交织，16时隙的分组(四个子分组，每个子分组在4个时隙中发射)将跨40个时隙。因此，40时隙FERAM可用来确保从所有受影响的时隙中除去用户。 

图8示出对于EV-DO RevA的40时隙FERAM312，其跨完整的16时隙分组。无论何时接收到新子分组，都尝试使用存储在FERAM312中的所有可利用子分组来解码该分组。如果解码成功，则该分组的贡献会通过重构和减去所有子分组成员(1，2，3，或4)的贡献而从FERAM312中消除。对于4、16、28和40时隙的DO-RevA FERAM长度将分别跨1、2、3或4个子分组。在接收器处实施的FERAM的长度可取决于复杂性考虑，支持不同用户到达时间的需要，以及对前一帧偏移上的用户 进行重新解调和解码的能力。 

图9A示出对于无延迟解码的顺序干扰消除(SIC)实例的TIC的一般方法。其他增强将在下面描述。该处理从起始功能块900开始并进入选择延迟功能块902。在SIC中，选择延迟功能块902可以省略。在功能块903中，BTS104从那些在当前时隙中结束子分组的用户中选择一个用户(或一组用户)。 

在功能块904，根据用户的扩展序列和扰乱序列(scramblingsequence)以及根据其星座图大小，解调器304为存储在FERAM312中的某些或所有时间段来解调所选用户子分组的样本。在功能块906中，解码器308试图用经解调的FERAM样本和存储在BERAM316中先前解调的符号来解码用户分组。 

在功能块910中，解码器308或另一个单元可确定用户的分组是否被成功解码，即通过诸如使用循环冗余码(CRC)的错误检查(errorcheck)。 

如果用户分组解码失败，在功能块918中NAK被向回发送给接入终端106。如果用户分组被正确解码，则在功能块908中ACK被发送至接入终端106，并在功能块912—914中执行干扰消除(IC)。根据经解码的信号、信道脉冲响应和发射/接收滤波器，功能块912重新生成用户信号。功能块914从FERAM312中减去用户的贡献，因此减小其对还没有解码的用户的干扰。 

根据解码中的失败和成功，在功能块916中接收器移到下一个要解码的用户。当已经对所有用户执行了尝试解码时，将新的时隙插入到FERAM312中，且对下一个时隙重复整个处理。样本可实时写入FERAM312中，即2倍码片速率的样本可写入每个1/2码片中。 

图9B示出包括装置930—946以执行图9A中方法的设备。图9B中的装置930—946可以硬件、软件或硬件与软件的组合实现。 

选择解码顺序的方法

功能块903说明TIC可或者顺序应用于每个用户或者并行应用于用户组。随着组变大，实施的复杂性可减小，但TIC的益处也可能减少，除非如下述那样迭代(iterate)TIC。 

用户被分组和/或排序所按照的标准，可以按信道变化的速率、业 务量的类型和可利用的处理功率改变。好的解码顺序可包括首先将对除去最有用且最可能解码的用户进行解码。利用TIC实现最大增益的标准可包括： 

A.有效载荷大小(payload size)和T2P：BTS104可按照有效载荷大小来分组或排序用户，并依次从具有最高发射功率的用户开始解码，即从具有最高T2P的用户到具有最低T2P的用户。解码和从FERAM312中除去高T2P用户具有最大的益处，因为这些用户引起对其他用户的最多的干扰。 

B.SINR：BTS104可在解码较低SINR的用户之前解码较高SINR的用户，因为较高SINR的用户具有较高的解码几率。而且，具有相似SINR的用户可被分组到一起。在衰落信道的情形中，在整个分组中，SINR都是时变的，因此相等的SINR可被计算以便确定适当的排序。 

C.时间：BTS104可在解码“较新”分组之前解码“较老的”分组(即在BTS104处已为其接收到较多子分组的分组)。这样的选择反映了，对于给定的T2P比率和ARQ结束目标，分组更可能以每个递增的子分组来解码的设想。 

重新尝试解码的方法

无论何时用户被正确解码，其干扰贡献都从FERAM312中减去，因此就增加了共享某些时隙的所有用户被正确解码的可能性。对先前失败的用户重复尝试解码是有利的，因为它们所见到的干扰可能已经显著降低。选择延迟功能块902选择被用作解码和IC的参考的时隙(当前的或过去的)。选择用户功能块903将选择在所选延迟的时隙中终止子分组的用户。延迟的选择可基于下面的选项： 

A.一旦所有用户已经被尝试解码且FERAM312中下一时隙可利用，则当前解码指示移动到下一(未来)时隙的选择。在该情形中，在每个处理时隙中每个用户都被尝试解码一次，且这将与连续干扰消除相对应。 

B.迭代解码在每个处理时隙中都多次尝试解码用户。第二次和随后的解码迭代将受益于之前迭代中的经解码的用户的干扰消除。当多个用户被并行解码而不干涉IC时，迭代解码会产生增益。借助当前时隙上纯迭代解码，选择延迟功能块902将简单地多次选择同一时隙(即 延迟)。 

C.反向解码：接收器解调子分组并根据对相应于某分组的FERAM中所有可利用子分组的解调来尝试解码该分组。在尝试解码具有在当前时隙中结束的子分组的分组(即当前帧偏移上的用户)后，接收器可试图解码在前一个时隙中解码失败的分组(即，前一帧偏移上的用户)。由于异步用户当中的部分交叠，在当前时隙中结束的子分组的消除干扰将提高解码过去子分组的机会。该过程可通过回访更多时隙而被迭代。前向链路ACK/NAK传输中的最大延迟可限制反向解码。 

D.前向解码：在已经试图对具有在当前时隙中结束的子分组的所有分组进行解码后，接收器也可在最新用户的全部子分组被写入到FERAM中之前尝试对最新用户进行解码。例如，接收器可在用户的4个时隙最新子分组中的3个已经被接收后解码用户。 

更新BERAM的方法

在无TIC的BTS接收器中，分组是仅基于存储在BERAM中的解调符号来解码的，且FERAM仅用于解调最近时间段的用户。利用TIC时，无论何时接收器试图解调新用户，FERAM312都仍被访问。然而，利用TIC时，在用户基于重构和减去该用户贡献而被正确解码后，才更新FERAM312。由于复杂性考虑，希望能将FERAM缓冲器长度选择成小于分组的跨度(例如，在EV-DO RevA中，要求40个时隙来跨16时隙分组)。随着新时隙被写入FERAM312中，它们将改写循环缓冲器中存在时间最长的样本。因此，随着新时隙被接收，存在时间最长的时隙会被改写，且解码器308将为这些旧时隙使用BERAM316。注意即使给定子分组被置于FERAM312中，BERAM316也可以用来为该子分组存储解调器最新解调的符号(根据FERAM312确定)，作为交织和解码过程的中间步骤。对于BERAM316的更新有两个主要选项： 

A.基于用户的更新：用户的BERAM316仅仅在与为该用户尝试进行解码时被更新。在这种情况下，较老的FERAM时隙的更新可能会对给定用户的BERAM316没有益处，如果该用户没有在适宜的时间解码(即，更新的FERAM时隙可能在该用户被试图解码之前从FERAM312中溜出)的话。 

B.基于时隙的更新：为了完全利用TIC的益处，所有受影响用户 的BERAM316可在每当时隙退出FERAM312时被更新。在该情形中，BERAM316的内容包括对FERAM312进行的所有干扰减法。 

用于从由于错过ACK截止期而到达的子分组中消除干扰的方法

一般地，TIC使用的额外处理会将延迟引入到解码过程中，当使用迭代方案或向后方案(backward shceme)时这种延迟具有特殊的相关性。该延迟可超过将ACK发送到发射机以便停止与同一分组相关的子分组的发射时的最大延迟。在该情形中，接收器仍可通过使用经解码的数据从而不仅减去过去的子分组还减去由于丢失的ACK而会在不久接收的子分组，来利用成功解码的好处。 

借助TIC，经解码的用户的数据被重构并减去，因此基站104可除去其对其他用户子分组造成的干扰。借助H-ARQ，无论何时接收到新子分组，都对原始分组尝试解码。如果解码成功，那么对于具有TIC的H-ARQ，通过重构和减去分量子分组可将该分组的贡献从接收的样本中消除。根据复杂性考虑，可以通过存储样本的更长的历史记录而从1、2、3或4个子分组中消除干扰。一般地，IC可以或者顺序地应用至每个用户，或者顺序地应用到各用户组。 

图10示出3个时间实例的接收器样本缓冲器312：时隙时间为n个时隙、n+12个时隙和n+24个时隙。为了说明的目的，图10示出具有来自同一帧偏移上的三个用户的子分组的单个交织，从而强调具有H-ARQ的干扰消除操作。图10中接收器样本缓冲器312跨所有4个子分组(对于EV-DO RevA，可通过40时隙缓冲器实现，因为在每个4时隙子分组之间有8个时隙)。未经解码的子分组被显示有阴影。经解码的子分组被显示在40时隙缓冲器中未用阴影遮住并被消除。每个时间实例对应于该交织上另一个子分组的到达。在时隙时间n，用户1的4个存储的子分组被正确解码，而来自用户2和3的最新的子分组没能被解码。 

在时间实例n+12个时隙，随着用户1的经解码的(未用阴影遮盖的)子分组2，3和4的干扰消除，交织的连续子分组到达。在时间实例n+12个时隙期间，来自用户2和3的分组成功解码。 

图10对同一帧偏移上的用户组应用IC，但不在该组内执行连续干扰消除。在典型组IC中，同一组中的用户并没经受相互干扰消除。因此，随着组内用户数目变大，执行复杂度降低，由于缺少同一组的用 户间干扰消除而对同一解码尝试造成损失。然而，借助H-ARQ，接收器将在每个新的子分组到达后尝试解码组中所有用户，从而允许同一组中用户实现相互干扰消除。例如，当用户1的分组在时间n时解码，这有助于用户2和3的分组在时间n+12时解码，进而有助于用户1在时间n+24时解码。前面解码的分组的所有子分组可在它们之后的子分组到达时在为其他用户再尝试进行解码前被消除。关键点在于虽然特定用户可总在同一组中，但它们的子分组在其他组员解码时会经历IC增益。 

导频、开销和业务信道的联合干扰消除

该节解决的问题涉及改善CDMA RL的系统容量，这是通过在基站接收器处有效地估计和消除多用户干扰来实现的。一般地，RL用户的信号由导频、开销和业务信道组成。该节描述了对所有用户的联合导频、开销和业务量IC方案。 

这里描述了两个方面。首先引入开销IC(OIC)。在反向链路上，来自每个用户的开销都会干扰其他所有用户的信号。对于每个用户，由于其他所有用户的开销导致的累加干扰可能占该用户所受总干扰的大部分。消除这种累加开销干扰可进一步改善系统性能(如对于CDMA2000 1xEV-DO RevA系统)并增加反向链路容量，从而使系统性能和链路容量都相应超过PIC和TIC实现的性能和容量。 

第二，PIC、OIC和TIC间的交互作用是通过系统性能和硬件(HW)设计的折衷来说明的。有几个方案描述了如何对所有这三个消除过程进行最佳组合。某些可能有更多的性能增益，某些可能有更高的复杂性优势。例如，一个描述的方案在解码任何开销和业务信道之前除去所有导频信号，然后依次解码和消除用户的开销和业务信道。 

这一节针对CDMA2000 1x EV-DO RevA系统，一般可应用于其他CDMA系统，如W-CDMA，CDMA2000 1x，和CDMA2000 1x EV-DV。 

消除开销信道的方法

图11示出了诸如EV-DO RevA的RL开销信道结构。有两种类型的开销信道：一种类型是辅助RL解调/解码，包括RRI(反向速率指示符)信道和辅助导频信道(当有效载荷大小为3072比特或更大时使用)；另一种类型是为了促进前向链路(FL)功能，包括DRC(数据速率控 制)信道、DSC(数据源控制)信道和ACK(应答)信道。如图11所示，ACK和DSC信道是基于时隙进行时间复用的。ACK信道仅在用FL对发射给同一用户的分组进行应答时被发射。 

在开销信道中，辅助导频信道的数据对接收器是事先就知道的。因此，类似于主导频信道，该信道不需要解调和解码，且辅助导频信道可基于该信道的知识重构。重构的辅助导频可以是2倍码片速率分辨率且可以表示为(在一个段上) 

$p_f[2n+{\mathrm{\δ}}_f]=\underset{\mathrm{\μ}=-M}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_f[n-\mathrm{\μ}]w_{f,\mathrm{aux}}[n-\mathrm{\μ}]\·G_{\mathrm{aux}}\·\left(h_f\mathrm{\φ}[8\mathrm{\μ}-{\mathrm{\α}}_f]\right),n=0,\·\·\·,511$

$p_f[2n+{\mathrm{\δ}}_f+1]=\underset{\mathrm{\μ}=-M}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_f[n-\mathrm{\μ}]w_{f,\mathrm{aux}}[n-\mathrm{\μ}]\·G_{\mathrm{aux}}\·\left(h_f\mathrm{\φ}[8\mathrm{\μ}+4-{\mathrm{\α}}_f]\right),n=0,\·\·\·,511$

等式1重构的辅助导频信号 

其中n相应于1倍码片抽样速率，f是粑指数目(finger number)，c_f是PN序列，W_f，aux是赋给辅助导频信道的Walsh码，G_aux是该信道相对主导频的增益，h_f是估计的信道系数(或信道响应)，假定其在一个段上为常数，ф是滤波函数或发射脉冲与8倍码片分辨率的接收器低通滤波的卷积(ф被假定在[-MTc，MTc]上是不可忽略的)，γ_f是该耙指(finger)的8倍码片时间偏移，其中α_f＝γ_fmod4，且δ_f＝γ_f/4]。 

第二组开销信道，包括DRC、DSC和RRI信道，被双正交码或单工码编码。在接收器端，对于每个信道，经解调的输出首先与阈值进行比较。如果输出在阈值以下，则对该信号宣布擦除且不尝试对其重构。否则，它们被基于符号的最大似然法(ML)检测器所解码，该检测器可以在图4的解码器308中。经解码的输出位被用于相应信道的重构，如图4所示。这些信道的重构信号给出如下： 

$o_f[2n+{\mathrm{\δ}}_f]=\underset{\mathrm{\μ}=-M}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_f[n-\mathrm{\μ}]w_{f,o}[n-\mathrm{\μ}]\·d_o{G}_o\·\left(h_f\mathrm{\φ}[8\mathrm{\μ}-{\mathrm{\α}}_f]\right),n=0,\·\·\·,511$

$o_f[2n+{\mathrm{\δ}}_f+1]=\underset{\mathrm{\μ}=-M}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_f[n-\mathrm{\μ}]w_{f,o}[n-\mathrm{\μ}]\·d_o{G}_o\·\left(h_f\mathrm{\φ}[8\mathrm{\μ}+4-{\mathrm{\α}}_f]\right),n=0,\·\·\·,511$

等式2重构的开销(DRC，DSC和RRI)信号 

与等式1相比，这里有一个新项d_o，它是开销信道数据，W_f，o是Walsh盖码(Walsh cover)，G_aux表示相对主导频的开销信道增益。 

剩余开销信道是1位ACK信道，其可以是BPSK调制的、未编码的并在半个时隙上重复。接收器可以解调信号并对ACK信道数据做硬判决。 重构信号模型可以与等式2相同。 

另一个重构ACK信道信号的方法假定经解调的累积ACK信号，在归一化后可表示为： 

y＝x+z， 

其中x是发射的信号，z是按比例的噪声项，其方差(variance)为σ²。那么，y的对数似然比(LLR)如下式所示： 

$L=\ln \frac{\mathrm{Pr}(x=1|y)}{\mathrm{Pr}(x=-1|y)}=\frac{2}{{\mathrm{\σ}}^2}y$

然后，为了重构目的，发射位的软估计可以表示为： 

$\hat{x}=\mathrm{Pr}(x=1)\·1+\mathrm{Pr}(x=-1)\·(-1)=\frac{\exp \left(L\right)-1}{\exp \left(L\right)+1}=\tanh \left(L\right)=\tanh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}^2}y\right)$

这里tanh函数可以列表表示。重构的ACK信号非常类似于等式2，例外的是以取代d₀。一般地，软估计和消除方法可给出更好的消除性能，因为接收器不确切知道数据而该方法带来了可信度。一般地该方法可延伸到上述开销信道。然而，用于获得每个位的LLR的最大后验概率(MAP)检测器的复杂度会随一个码符号中的信息位数目成指数增加。 

一个有效的执行开销信道重构的方式是一个耙指，可根据每个经解码的开销信号的相对增益来按比例缩放(scale)该信号，以Walsh码覆盖它们，并将它们加到一起，然后以一个PN序列扩展并一次通过信道按比例缩放的滤波器(channel-scaled filter)进行滤波。该方法可以减小关于减法运算的计算复杂度和存储器带宽。 

$\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{c}_f{d}_f\·h_f\mathrm{\φ}$ 变为  $(\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{c}_f{d}_f\·h_f)\mathrm{\φ}$

联合PIC，OIC，和TIC

可执行联合PIC，OIC和TIC从而实现高性能并增加系统容量。PIC，OIC和TIC的不同解码和消除顺序可产生不同系统性能并对硬件设计复杂度造成不同影响。 

先进行PIC，然后一起进行OIC和TIC(第一方案)

图12A示出首先执行PIC，然后一起执行OIC和TIC的方法。在起始功能块1200，接收器为所有用户推导出信道估计并在功能块1202中执行功率控制。因为在BTS处已知所有用户的导频数据，所以一旦它们的信道在PIC功能块1204中被估计则可以将它们减去。因此，所有用户的业务信道和某些开销信道经受较少干扰，且能够受益于前面的导频消 除。 

功能块1206选择未解码用户的组G，这些未解码用户的分组或子分组在当前时隙边界结束。功能块1208—1210执行开销/业务信道的解调和解码。在功能块1212中，仅将成功解码的信道数据重构并从所有用户共享的前端RAM(FERAM)312中减去这些信道数据。功能块1214检查是否有更多用户要解码。功能块1216结束该过程。 

解码/重构/消除可以从组内一个用户到组内下一用户的顺序的方式进行，这可以称为连续干扰消除。以该方法，同一组中后解码的用户可得益于前面解码用户的消除。简化的方法是首先解码同一组中所有用户，然后一次减去它们的干扰贡献。第二方法或方案(下面描述)允许较低的存储器带宽和更有效的管线架构。在两种情形中，不在同一时隙边界结束但与该组分组交迭的用户分组会得益于该消除。在异步CDMA系统中，该消除可提供主要的消除增益。 

图12B示出包括装置1230—1244以执行图12A中方法的设备。图12B中装置1230—1244可以硬件、软件或硬件与软件的组合实施。 

图13A示出图12A中方法的变体。功能块1204—1210基于功能块1202中的初始信道估计来除去信号。功能块1300推导出基于数据的信道估计或被精细化的(refined)信道估计。基于数据的信道估计可提供较好的信号估计，如下面所述。功能块1302执行剩余PIC，即基于功能块1300中信道估计的精细度来除去信号的修订估计。 

例如，考虑功能块1204—1210从接收的样本中除去初始信号估计(如导频信号)P1[n]。然后，基于在功能块1300中推导出的较好信道估计，该方法形成修正的信号估计P2[n]。然后，该方法从位于RAM312的样本中除去增加的P2[n]—P1[n]差。 

图13B示出用于执行图13A中的方法且包括1230—1244，1310，1312装置的设备。图13B中装置1230—1244，1310，1312可以硬件、软件或硬件与软件的组合来实现。 

首先进行PIC，然后进行OIC，再然后进行TIC(第二方案)

第二方案类似于上述图12A，不同在于同一组用户的开销信道是在任何业务信道被解调和解码之前被解调和解码的。该方案适于无交织的系统，因为对ACK期限没有严格的限制。对于交织系统，如DO Rev. A，因为ACK/NAK信号响应业务信道子分组，业务信道子分组能忍受的解码延迟一般限制在一对时隙(a couple slots)内(1时隙＝1.67ms)。因此，如果某些开销信道扩展超过该时间范围，则该方案变得不可行。特别地，对于DO RevA，辅助导频信道和ACK信道为短暂形式并可在TIC之前被减去。 

联合导频/开销/业务信道消除(第三方案)

图14A示出执行联合PIC、OIC和TIC的方法。在起始功能块1400之后，在功能块1402中接收器为所有用户推导出信道估计并执行功率控制。功能块1404选择未解码用户的组G。功能块1406根据导频重新估计信道。功能块1408—1410尝试执行开销/业务信道解调和解码。功能块1412为所有用户执行PIC，并仅为带有被成功解码的信道数据的用户执行OIC和TIC。 

不同于上述第一方案(图12A)，在为所有用户执行信道估计(功能块1402)后，不是立即从FERAM312中减去导频，且如无IC方案那样，信道估计被用于功率控制。然后，对于在同一分组/子分组边界结束的用户组，该方法以给定顺序执行顺序解码(功能块1408和1410)。 

对于尝试解码的用户，该方法首先根据导频重新估计信道(功能块1402)。相比较导频为功率控制而被解调时(功能块1402)，该导频经受较少的干扰，因为与待解码的业务量分组相交迭的先前解码分组的干扰被消除。因此，信道估计质量得以提高，这对业务信道解码和消除性能都有益。这个新信道估计被用于业务信道解码(功能块1410)，以及某些开销信道解码(功能块1408)(如EV-DO中RRI信道)。一旦在功能块1412为一个用户完成解码过程，该方法将从FERAM312中减去该用户的干扰贡献，这包括用户的导频信道和任何经解码的开销/业务信道。 

功能块1414检验是否有更多用户要解码。功能块1416结束该过程。 

图14B示出包括装置1420—1436以执行图14A中方法的设备。图14B中的装置1420—1436可以硬件、软件或硬件与软件的组合实施。 

图15A示出图14A中方法的变体。功能块1500推导出基于数据的信道估计。功能块1502执行任意剩余PIC，如图13A所示那样。 

图15B示出包括装置1420—1436，1510，1512以执行图15A中方法 的设备。图15B中的装置1420—1436，1510，1512可以硬件、软件或硬件与软件的组合实施。 

第一和第三方案之间的折衷(tradeoff)

看起来第一方案具有优于第三方案的性能，因为在BTS处知道导频信号，且其在前面取消它们是有意义的。如果假定两个方案具有相同的消除质量，则第一方案可在所有数据速率上超过第三方案。然而，对于第一方案，因为导频信道估计比业务数据解调经受的干扰更高，为重构的目的(导频和开销/业务)所用的估计信道系数噪声更高。然而，对于第三方案，因为导频信道估计恰在业务数据解调/解码之前再次进行，所以该精细的信道估计所经受的干扰水平与业务数据解调的相同。因此，一般而言，第三方案的消除质量比第一方案好。 

从硬件设计的角度看，第三方案可以具有如下优势：该方法可以对导频和经解码的开销和业务信道数据进行求和并将它们一起消除，因此，该方法节省了存储器带宽。另一方面，导频的重新估计可以与开销信道解调或业务信道解调一起执行(从存储器读取样本的角度看)，且因此对存储器带宽的要求没有增加。 

如果假定第一方案的消除质量为第三方案的80％或90％，则存在每用户数据速率对大量用户增益之间的折衷。一般地，如果所有用户在低数据速率区则倾向于第一方案，如果所有用户都在高数据速率区则相反。该方法也可以在一旦一个分组的数据被解码时，根据业务信道重新估计信道。消除质量将提高，因为与导频信道相比，业务信道以高(得多)的SNR工作。 

一旦开销信道被成功解调，则它们可被除去(消除)，且一旦业务信道被成功解调和解码，则它们可被除去(消除)。基站在某些时间点成功解调/解码所有接入终端的开销和业务信道是可能的。如果这(PIC、OIC、TIC)发生，则FERAM将仅包含剩余的干扰和噪声。导频、开销、和业务信道数据可以不同顺序消除，并为接入终端子集消除。 

一种途径是一次为一个用户从RAM312中执行干扰消除(PIC、TIC和OIC的任何组合)。另一种途径是(a)为一组用户累积重构的信号(PIC、TIC和OIC的任何组合)，和(b)然后在同一时刻为该组执行 干扰消除。这两种途径可应用于这里所公开的任何方法、方案和过程。 

为干扰消除提高信道估计

精确地重构所接收样本的能力可显著影响CDMA接收器的系统性能，该CDMA接收器通过重构和除去所发射数据的各种成分而实施干扰消除。在RAKE接收器中，通过以相对导频序列进行PN解扩然后在适当的时间段上进行导频滤波(即累积)来估计多径信道。导频滤波的长度通常是根据以下这样的妥协选择的，即通过累积更多样本增加估计SNR，同时不累积太长时间以至估计SNR由于信道的时间波动而恶化。然后导频滤波器输出的信道估计被用来执行数据解调。 

如图4所述，一个在CDMA接收器中实施干扰消除的实际方法是重构多个发射的1倍码片流对(如2倍码片)FERAM样本的贡献。这涉及确定发射的码片流和发射器码片与接收器样本之间的总信道的估计。因为RAKE耙指的信道估计表示多径信道自身，总信道估计也说明发射器和接收器滤波的存在。 

本节揭示了几种为CDMA接收器中干扰消除来改善总信道估计的技术。这些技术可应用于CDMA2000，1xEV-DO，1xEV-DV，WCDMA。 

为了执行正确解码的分组的TIC，图4中接收器可从解码器输出中提取信息位并通过再编码，再交织，再调制，再应用数据信道增益，和再扩展而重构发射的码片流。为了用导频信道估计为TIC估计接收样本，发射码片流将被与以导频PN序列解扩的发射器滤波和接收器滤波以及RAKE接收器的信道估计的模进行卷积。 

为代替导频信道估计的使用，可以通过用重构的数据码片自身来解扩而获得改善的信道估计(在每个RAKE耙指延迟处)。这样改善的信道估计对于分组的数据解调无用，因为分组已经被正确解码，但这种改善的信道估计用于重构该分组对前端样本的贡献。借助该技术，对于RAKE耙指(如8倍码片分辨率)的每个延迟，该方法可用重构的数据码片流来“解扩”接收的样本(如内插至8倍码片)，并在适当的时间段上进行累积。这将导致改善的信道估计，因为业务信道是以比导频信道高的功率发射的(该业务量对信道T2P比率是数据速率的函数)。使用数据码片为TIC估计信道可为较高功率用户产生更精确的信道估计，该较高功率用户对高精度消除最重要。

为代替在每个RAKE耙指延迟估计多径信道，本节描述了信道估计过程，该信道估计过程将明确地估计发射器滤波器、多径信道和接收器滤波器的组合效果。该估计可具有与过采样的前端样本(2倍码片FERAM)相同的分辨率。信道估计可通过以重构的发射数据码片解扩前端样本实现，从而实现具有信道估计精度的T2P增益。均匀隔开的信道估计的时间跨度可基于关于RAKE耙指延迟的信息和对发射器滤波器及接收器滤波器的组合响应的先验估计来选择。而且，来自RAKE耙指的信息可用来精细化均匀隔开的信道估计。 

图16示出发射系统的模型，其具有发射滤波器p(t)、总体/复合信道h(t)(对下面描述的多径信道g(t))，和接收器滤波器q(t)。无线通信信道的数字基带表示可以L个离散多径成分建模 

$g\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_l)$     等式3 

其中复杂路径幅度值是具有相应延迟τ_l的a_l。发射器滤波器和接收器滤波器的组合效果可定义为其中 

    等式4 

其中表示卷积。组合通常被选择成与升余弦响应类似。例如，在CDMA2000及其衍生技术中，该响应类似于图17中所示的例子总信道估计由下式给出 

$\hat{h}\left(t\right)=g\left(t\right)\⊗\mathrm{\φ}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l\mathrm{\φ}(t-{\mathrm{\τ}}_l)$       等式5 

图18A和18B示出基于三个RAKE耙指中的每个RAKE耙指处估计的多径信道的信道估计的例子(实部和虚部)。在该例子中，实际信道是以实线示出的，且a_l由星号给出。重构(点线)是基于上面等式3中a_l实现的。图18A和18B中RAKE耙指信道估计是基于以导频码片解扩实现的(这里总导频SNR是-24dB)。 

在RAKE耙指延迟以再生的数据码片而非导频码片来解扩

信道估计的质量对重构用户对接收信号的贡献的保真性具有直接影响。为了改善实施干扰消除的CDMA系统的性能，可以使用用户的经重构的数据码片来确定改善的信道估计。这将提高干扰减去的精度。与典型的“关于用户发射的导频码片解扩”相反，一种用于CDMA系 统的技术可描述为“关于用户发射的数据码片解扩”。 

图18A-18B中RAKE耙指信道估计是基于以导频码片解扩(这里总导频SNR为—24dB)的。图19A-19B示出基于RAKE耙指的改善的信道估计和以数据码片解扩的例子，这里数据码片以比导频码片高10dB的功率发射。 

图20A示出在RAKE耙指延迟以再生的数据码片进行解扩的方法。在功能块2000中，耙式接收器314(图4)以导频PN码片解扩前端样本从而获得RAKE耙指值。在功能块2002中，解调器304执行数据解调。在功能块2004中，解码器308执行数据解码并校验CRC。在功能块2006中，如果CRC通过，则单元400通过再编码、再交织、再调制和再扩展确定发射的数据码片。在功能块2008中，单元400以发射的数据码片解扩前端样本从而获得每个耙指延迟处的改善的信道估计。在功能块2010中，单元400以改善的信道估计重构用户业务量和开销对前端样本的贡献。 

图20B示出包括装置2020—2030从而执行图20A的方法的设备。图20B中的装置2020—2030可以硬件、软件或硬件与软件的组合实现。 

以再生的数据码片估计FERAM分辨率的复合信道

典型CDMA接收器可估计多径信道在每个RAKE耙指延迟的复值。RAKE接收器之前的接收器前端可包括低通接收器滤波器(即，q(t))，其与发射器滤波器(即，p(t))匹配。因此，对于实现与信道输出匹配的滤波器的接收器，RAKE接收器自身试图仅匹配多径信道(即，g(t))。RAKE耙指的延迟通常在最小分离要求内(如，各耙指至少分隔1个码片)从独立的时间跟踪环(time-tracking loop)驱动。然而，物理多径信道自身通常可以在若干连续延迟中具有能量。因此，一种方法以前端样本的分辨率(如，2倍码片FERAM)估计复合信道(即，h(t))。 

借助CDMA反向链路上的发射功率控制，所有多径和接收器天线的组合耙指SNR通常被控制在特定范围内。该SNR范围可导致从解扩导频码片推导出的复合信道估计，该导频码片具有相对大的估计方差。这就是为什么RAKE接收器试图仅将耙指设定在能量延迟轮廓的“峰值”处。但借助以重构的数据码片解扩的T2P优势，复合信道估计可导致对h(t)的估计比对与(t)的模组合的g(t)的直接估计更好。

这里描述的信道估计过程显然估计了发射器滤波器、多径信道和接收器滤波器的组合效果。该估计可与过采样的前端样本的分辨率(如，2倍FERAM)相同。信道估计可通过以重构的发射数据码片解扩前端样本实现，从而以信道估计精度实现T2P增益。均匀隔开的(uniformly spaced)信道估计的时间跨度可基于关于RAKE耙指延迟的信息和对发射器和接收器滤波器的组合响应的先验估计来选择。而且，RAKE耙指的信息可用于精细化均匀隔开的信道估计。注意，估计复合信道自身的技术也是有用的，因为它不要求设计使用的先验估计。 

图21A，21B示出使用2倍码片分辨率的均匀隔开的样本估计复合信道的例子。在图21A，21B中，数据码片SNR是—4dB，相应于—24dB的导频SNR和20dB的T2P。与仅在RAKE耙指位置用数据码片解扩相比，均匀的(uniform)信道估计给出更好的质量。在高SNR处，“胖路径(fatpath)”的效果限制了用RAKE耙指位置精确重构信道的能力。均匀抽样途径在估计SNR高时特别有用，估计SNR高与用数据码片为高T2P解扩的情形相对应。对于特定用户，当T2P高时，信道重构保真性将很重要。 

图22A示出利用再生数据码片以均匀的(uniform)分辨率估计复合信道的方法。功能块2000—2006和2010类似于上述图20A。在功能块2200中，RAKE接收器314(图4)或另一个部件基于RAKE耙指延迟来为均匀的重构确定时间跨度。在功能块2202中，解调器304或另一部件通过以均匀的延迟发射的数据码片解扩前端样本为适当的时间跨度确定改善的信道估计。 

图22B示出包括装置2020—2030，2220，2222的执行图22A中方法的设备。图22B中的装置2020—2030可以硬件、软件或硬件与软件的组合实施。 

在上面的描述中，g(t)是无线多径信道自身，而h(t)包括无线多径信道以及发射器和接收器滤波：h(t)＝g(t)与phi(t)的卷积。 

在上面的描述中，“样本”可以是任意的速率(如每码片抽样两次)，但“数据码片”是每码片一个。 

如图20A中功能块2006所示，“再生的数据码片”是通过再编码，再交织，再调制，和再解扩形成的，如上所述。原则上，“再生”是 模拟信息位在移动发射器(接入终端)处经历过的处理。 

“重构样本”表示存储在FERAM312或与接收器中FERAM312独立的存储器中的样本(如每码片抽样两次)。这些重构的样本通过将(再生的)发射数据码片和信道估计相卷积而形成。 

如果是在再形成发射数据码片或再形成接收样本的情况下，则词“重构的”和“再生的”可交换使用。样本或码片可再形成，因为“码片”是通过再编码等操作再形成的，然而“样本”是基于使用再形成的码片和并入无线信道(信道估计)和发射器和接收器滤波的影响而被再形成的。词“重构”和“再生”基本上都意味着重建或再形成。而没有技术上的区别。一个实施例对于数据码片使用“再生”，对于样本使用“重构”。那么接收器可以具有数据码片再生单元和样本重构单元。 

在有干扰消除的CDMA系统的反向链路上发射子信道增益的自适应(adaptation)

多用户干扰在CDMA发射系统中是一种限制因素，而可减轻这种干扰的任何接收器技术能将可实现的数据吞吐量显著提高。本节描述用于调整(adapt)有IC的系统的发射子信道增益的技术。 

在反向链路发射中，每个用户发射导频、开销和业务信号。导频提供发射信道的同步化和估计。对于MAC和业务量解码结构(set-up)，开销子信道(诸如RRI、DRC、DSC和ACK)是必须的。导频、开销和业务子信道对信干噪比(SINR)具有不同要求。在CDMA系统中，单个功率控制可调整导频的发射功率，而开销和业务子信道的功率具有相对导频的固定增益。当BTS装备有PIC、OIC和TIC时，多个子信道经受不同水平的干扰，干扰水平取决于IC的顺序和消除的能力。在该情形中，子信道增益之间的静态关系可能损害系统的性能。 

本节描述对于实施IC的系统上不同逻辑子信道的新增益控制策略。该技术基于CDMA系统，如EV-DO RevA，并可应用至EV-DV RelD，W-CDMA EUL，和cdma2000。 

所描述的技术通过根据测量出的性能自适应地改变每个子信道的增益而实施不同子信道上的功率和增益控制，该测量的性能是以分组差错率，SINR或干扰功率衡量的。目的是提供可靠的功率和增益控制 机制，该机制允许充分利用IC的作用同时为时变分散子信道的传输提供鲁棒性。 

干扰消除指在逻辑子信道解码后除去这些子信道对前端样本的贡献，以便减小对随后将解码的其他信号的干扰。在PIC中，BTS知道发射的导频信号，且接收的导频是用信道估计重构的。在TIC或OIC中，干扰是通过用在BTS处解码的接收子信道来重构该接收子信道而除去的。 

当前BTS(没有IC)控制导频子信道E_cp的功率，以便满足业务信道中差错率要求。业务子信道的功率与导频乘以固定因子T2P相关，这决定于有效载荷类型和最终结束目标(target termination goal)。导频功率的自适应(adaption)是通过包括内环和外环的闭环功率控制机制实现的。内环旨在将导频的SINR(E_cp/Nt)保持在阈值水平T，而外环功率控制例如，基于分组差错率(PER)来改变阈值水平T。 

当在接收器处执行IC时(图4)，子信道增益的自适应对于系统是有益的。实际上，因为每个子信道都经受不同水平的干扰，它们对于导频的增益应被相应调整以便提供期望的性能。本节可以解决对开销和导频子信道的增益控制问题，且描述了T2P自适应的技术，通过充分利用IC，T2P自适应增加了系统的吞吐量。 

具有IC的系统中的重要参数

两个可调节的参数是开销子信道增益和业务量对导频(T2P)增益。当TIC有效时，开销子信道增益可被增大(相对无TIC)，以便允许导频和开销性能之间更灵活的折衷。通过用G表示当前系统中使用的基线G，开销信道增益的新值将由下式给出： 

G'＝G·Δ_G。 

在无IC方案中，开销/导频子信道经受的干扰水平与业务信道相同，且某个比率的T2P/G可为开销和业务信道性能以及导频信道估计给出满意的性能。当IC被使用时，对于开销/导频和业务量的干扰水平是不同的，且T2P可以减小以便允许两类子信道相干的性能。对于给定的有效载荷，该方法可以让T2P相对列表值以因子Δ_T2P减小，以便满足要求。通过以T2P表示当前系统中特定的有效载荷所用的基线T2P，则T2P的新值为：

T2P’＝T2P·Δ_T2P

参数Δ_T2P可量子化为一组有限值或离散值(如-0.1dB到-1.0dB)并被发送到接入终端106。 

可保持被控制的某些量是业务量PER、导频SINR和热噪声增加量(rise over thermal)。导频SINR不能落到好信道估计所需的最小水平以下。热噪声增加量(ROT)对于确保功率控制的CDMA反向链路的稳定性和链路预算是很重要的。在无TIC接收器中，ROT是对接收信号定义的。一般地，ROT应保持在预定范围内从而允许良好的容量/覆盖半径的折衷。 

热噪声增加量控制

I₀表示接收器输入端的信号功率。从接收的信号中消除干扰使得功率减小。I₀’表示在IC之后解调器304的输入端处的信号平均功率： 

I₀’≤I₀。 

在以IC更新后，I₀’的值可用前端样本来测量。当IC被执行时，ROT对于开销子信道仍然重要，且ROT应相对阈值进行控制，即为了确保 

$\mathrm{ROT}=\frac{I_0}{N_0}<{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{thr}},$

其中N₀是噪声功率。 

然而，业务量和某些开销子信道也受益于IC。这些子信道的解码性能与在IC后测量的热噪声增加量有关。有效的ROT是IC后信号功率与噪声功率的比率。有效的ROT可以由阈值控制，即， 

${\mathrm{ROT}}_{\mathrm{eff}}=\frac{I_0\&prime;}{N_0}<{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{thr}}^{\left(\mathrm{eff}\right)}$

在假设噪声水平不变的情况下，对ROT_eff的限制可以等价地表述为对I₀’的限制： 

$I_o^{\&prime;}\&le;I_o^{\left(\mathrm{thr}\right)}$

其中是相应于的信号功率阈值。 

固定的开销增益技术

当ROT增加时，导频和开销信道(其不受益于IC)的SINR减小，可能会导致擦除速率增加。为了补偿该影响，可以要么通过固定值要么通过适应特定的系统条件来提高开销信道增益。

描述了开销子信道的增益相对导频固定的技术。所提出的技术为每个用户调整(adapt)导频子信道的水平和Δ_T2P。 

固定Δ _G ＝0dB的T2P的闭环控制

图23示出对于E_cp和Δ_T2P的并且固定Δ_G＝0dB的闭环功率控制(功能块2308)。对于Δ_T2P和E_cp的自适应的第一解决方案包括： 

A.为了E_cp的自适应，内和外环2300，2302可以传统方式执行功率控制。外环2300接收目标(target)PER和业务量PER。内环2304接收阈值T2302和测量的导频SINR并输出E_cp。 

B.闭环增益控制(GC)2306基于对除去的干扰的测量来调整Δ_T2P。增益控制2306接收测量的ROT和测量的ROTeff并输出Δ_T2P。接收器测量由IC方案除去的干扰并调节Δ_T2P。 

C.Δ_T2P可以周期性地以消息发送给扇区中的所有接收终端106。 

对于Δ_T2P的自适应，如果IC后的干扰从I₀减小到I₀’，则T2P的量可因此减小： 

${\mathrm{\&Delta;}}_{T2P}=\frac{I_0^{\&prime;}}{I_0}\&ap;\frac{{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{eff}}}{\mathrm{ROT}}.$

E_cp将(通过PC环2304)增加，如下式所示： 

$E_{\mathrm{cp}}\&prime;=\frac{I_0}{I_0^{\left(\mathrm{thr}\right)}}{E}_{{\mathrm{cp}}^{\&CenterDot;}}.$

具有IC的系统总发射功率和无IC的系统总发射功率之间的比率将表达为： 

$C=\frac{E_{\mathrm{cp}}(1+G+T2P)}{E_{\mathrm{cp}}\&prime;(1+G+T2P\&prime;)},$

这里G是开销信道增益。对于大值T2P(相对G)，比率C可近似为： 

$C\&ap;\frac{I_0^{\left(\mathrm{thr}\right)}}{I_0\&prime;}.$

对于有效的ROT估计，有效的ROT由于PC和信道条件的改变而快速改变。但Δ_T2P反映了ROT_eff的缓慢改变。因此，对于Δ_T2P的选择，有效的ROT是通过IC后信号的长平均窗口测量的。平均窗口可以至少为功率控制更新周期的两倍长。 

固定Δ _G >0dB的T2P的闭环控制

除了增益控制2306接收阈值有效的ROT和Δ_G>0dB(功能块2400)，图24与图23相同。Δ_T2P自适应的可替换方法是基于对IC和无IC系统要求有相同的小区覆盖半径。在两种情形中，E_cp分布是相同的。IC的效果对于满载荷的系统是双倍的：1)IC前的信号功率，I₀，将相对无IC系统的信号功率增加；2)由于PER控制的闭环功率控制，I₀’将与无IC系统的信号功率趋于相似。Δ_T2P按如下这样进行调整： 

${\mathrm{\&Delta;}}_{T2P}=\frac{I_0^{\left(\mathrm{thr}\right)}}{I_0^{\&prime;}}\&ap;\frac{{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{thr}}^{\left(\mathrm{eff}\right)}}{{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{eff}}}$

基于ACK的Δ _T2P 控制

图25示出以具有固定开销子信道增益(功能块2506)的ACK子信道为基础的E_cp和Δ_T2P的PC。 

Δ_T2P的闭环GC要求从BTS到AT的反馈信号，这里所有AT接收来自BTS的对Δ_T2P的相同广播值(broadcast value)。可替换的解决方案是以Δ_T2P的开环GC2510和各导频的闭环PC2500，2504作基础的。闭环导频PC包括根据阈值T_o2502调整E_cp的内环2504。外环控制2500由开销子信道的擦除速率，如数据速率控制(DRC)子信道差错率或DRC擦除速率指引。无论何时DRC擦除速率超过阈值，T_o都增加，但在DRC擦除速率在阈值以下时逐渐减小。 

Δ_T2P是通过ACK前向子信道来调整的。特别地，通过测量ACK和NACK的统计值，AT评估在BTS处的业务量PER(功能块2508)。增益控制2510比较目标业务量PER和测量的PER。当PER比阈值高时，Δ_T2P增加，直到T2P’达到无IC系统的T2P基线值。另一方面，对于较低的PER，Δ_T2P减小以便充分利用IC处理。 

可变开销增益技术

对收发器的进一步优化可以通过调整Δ_T2P和开销子信道增益(G开销)使其都适应IC处理而实现。在该情形中，需要额外的反馈信号。Δ_G的值可以从0dB到0.5dB量子化。 

基于干扰功率的开销增益控制

除了开销GC2600之外，图26类似于图24。一种开销子信道的GC的方法2600基于IC后测量的信号功率。在该情形中，E_cp被采用以便为无IC系统提供相同的小区覆盖半径。IC之前的信号具有增加的功率I₀， 且开销增益会对增加的干扰进行补偿。这种实施按下述这样调整开销增益： 

${\mathrm{\&Delta;}}_G=\frac{I_0}{I_0^{\left(\mathrm{thr}\right)}}\&ap;\frac{\mathrm{ROT}}{{\mathrm{ROT}}_{\mathrm{thr}}}.$

Δ_G可被控制成不低于0dB，因为这相应于不太可能有益的减小开销子信道功率。 

增益和功率控制方案可包括对于E_cp的内环和外环PC2304，2300，如图23所示，如上所述的用于Δ_G的GC环2600，用于Δ_T2P的开环GC2306，这里无论何时PER在目标值以上Δ_T2P都增加，且当PER在目标以下时都减小。最大水平的Δ_T2P是允许的，其相应于无IC接收器的水平。 

仅进行DRC的开销增益控制

图27示出图26的变体，其中具有仅进行DRC的开销增益控制2702。 

即使开销子信道增益自适应了，Δ_T2P的增益控制2700可用闭环来执行，如上所述。在该情形中，E_cp和Δ_T2P被控制，如图23中的方案，同时开销子信道增益2702的自适应是通过DRC擦除速率执行的。特别地，如果DRC擦除在阈值之上，开销子信道增益2702增加。当DRC擦除速率在阈值之下时，开销增益2702逐渐减小。 

在多扇区多小区网络中的T2P控制

因为Δ_T2P的GC是在小区水平上执行的，AT106可以实现更软的软切换，不同扇区可产生不同的自适应(adaption)请求。在该情形中，可以为被请求发送至AT的Δ_T2P的选择考虑不同选项。在小区水平上，一种方法可在满载荷的扇区所请求的项中选择T2P最小减小的量，即。 

${\mathrm{\&Delta;}}_{T2P}^{\left(\mathrm{cell}\right)}=\underset{s\&Element;\left\{\mathrm{loaded\; sectors}\right\}}{\max }\left\{{\mathrm{\&Delta;}}_{T2P}^{\left(s\right)}\right\}$

其中是扇区s要求的Δ_T2P。AT可接收来自不同小区的不同请求，而且在该情形中，可采用多个标准。一种方法可选择相应于服务扇区(serving sector)的Δ_T2P以便确保与其最可靠的通信。 

为了在小区和AT处都能选择Δ_T2P，也可以考虑其他选择，包括所请求的值中的最小值、最大值或平均值。 

对于移动端，一个重要方面是使用T2P’＝T2PxΔ_T2P，和G’＝GxΔ_G，其中Δ_T2P是在BTS处基于I_O和I_O’的测量值(也可能是关于的 知识)计算的，而Δ_G也是在BTS计算的。由于这些Δ因子是在BTS计算的，所以它们可由每个BTS广播至所有相应地起作用的接入终端。 

这里揭示的概念可应用至WCDMA系统，WCDMA系统使用开销信道，如专用物理控制信道(DPCCH)、增强的专用物理控制信道(E-DPCCH)、或高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)。WCDMA系统可使用专用物理数据信道(DPDCH)格式和/或增强的专用物理数据信道(E-DPDCH)格式。 

这里所揭示的内容可应用至具有两个不同交织结构(例如2-ms发射时间间隔和10-ms发射时间间隔)的WCDMA系统。因此，前端存储器，解调器，和减法器可配置跨具有不同发射时间间隔的分组的一个或多个子分组。 

对于TIC，业务数据可通过一个或多个用户以EV-DO Release0格式或EV-DO Revision A格式中的至少一种发送。 

这里所描述的特定的解码顺序可相应于解调和解码的顺序。再解码分组应来自于再解调，因为对来自FERAM312的分组进行解调的过程将干扰消除转化为更好的解码器输入。 

本领域的专业技术人员可以理解，可以使用很多不同的工艺和技术中的任意一种来表示表现信息和信号。例如，上述说明中提到过的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号、及码片都可以表示为由电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或光粒子、或以上的结合来表现。 

本领域的技术人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各种示例性逻辑块功能块、模块、电路及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件、或二者的结合来实现。为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经通常按照以功能性术语来描述了各种示例的性组件、功能块、模块、电路及步骤。这种功能究竟以软件还是硬件方式来执行实现，取决于整个系统的特定的应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现决定不应被认为超出了本发明的范围。 

结合本文中所公开的实施例描述的多种示例性逻辑块功能块、模 块、和电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑设备、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件、或设计成执行本文所述功能的以上的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但是可替换地，处理器也可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器也可以被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或多个微处理器与一个DSP核心的组合、或任意其它此类配置。 

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块、或二者的结合来实施。软件模块可置于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动硬盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。存储介质可被连接到处理器，以便处理器可从存储介质读取信息并向存储介质写入信息。可替换地，存储介质可以被集成在处理器中。处理器和存储介质可以置于ASIC中。ASIC可以置于用户终端中。可替换地，处理器和存储介质可以作为分离的部件置于用户终端内。 

这里所包括的标题为了参考和辅助定位某些章节。这些标题不是为了限制其中所描述的概念的范围，而且这些概念在整个说明书的其他章节中也具有可应用性。 

对所公开的实施例的上述说明，使本领域技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般基本原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，应用于其它实施例。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖性特征特点一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种用于无线通信系统的干扰消除的方法，其包括：

接收从多个接入终端发射的信号的样本，所述样本包括导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据；以及

消除所述样本中的导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据中的至少一部分，其中消除导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据中的至少一部分包括：

为所述多个接入终端确定信道估计；

使用所述信道估计来消除来自所有接入终端的样本中的导频信道数据；

从所述多个接入终端中选择包括一个或多个接入终端的集合；

对于所述集合的一个或多个接入终端，将开销信道数据和业务信道数据解调和解码；

确定哪个开销信道数据和业务信道数据被正确解码；

对于被正确解码的开销信道数据和业务信道数据，重构开销信道数据和业务信道数据；以及

消除所述样本中的至少一部分被重构的开销信道数据和业务信道数据。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述信号包括码分多址(CDMA)信号。

3.如权利要求1所述的方法，还包括在消除所存储的接收样本中的导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据中的所述至少一部分之前，将所述接收样本存储在缓冲器中。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述解码、重构和消除的执行方式是：为一个接入终端依次执行所述解码、重构和消除之后，再为另一个接入终端依次执行所述解码、重构和消除。

5.如权利要求1所述的方法，还包括从所述多个接入终端中选择另一个包括一个或多个接入终端的集合，并重复所述解调、解码、重构和消除。

6.如权利要求1所述的方法，还包括基于所确定的信道估计来控制所述多个接入终端的发射功率。

7.如权利要求1所述的方法，其中所选集合的一个或多个接入终端具有在当前时隙边界结束的分组。

8.一种用于无线通信系统的干扰消除的方法，其包括：

接收从多个接入终端发射的信号的样本，所述样本包括导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据；以及消除所述样本中的导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据中的至少一部分，其中消除导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据中的至少一部分包括：

为所述多个接入终端确定信道估计；

用所述信道估计将来自所有接入终端的样本中的导频信道数据消除；

从所述多个接入终端中选择包括一个或多个接入终端的集合；

对于所述集合的一个或多个接入终端，将开销信道数据解调和解码；

确定哪个开销信道数据被正确解码；

对于被正确解码的开销信道数据，重构开销信道数据；

将所述样本中重构的开销信道数据的至少一部分消除；

对于所述集合的一个或多个接入终端，将业务信道数据解调和解码；

确定哪个业务信道数据被正确解码；

对于被正确解码的业务信道数据，重构开销业务信道数据；以及

消除所述样本中重构的业务信道数据的至少一部分。

9.如权利要求8所述的方法，还包括在消除所述存储的接收样本中的导频信道数据、开销信道数据和业务信道数据的至少一部分之前，将所述接收的样本存储在缓冲器中。