CN108426942B - 数字锁相解调的滤波器的实现方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字锁相解调的滤波器的实现方法及装置。该方法包括：在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号，在每个通道对每一时刻输入的数字信号分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果，在每个通道通过卡尔曼滤波器对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值；通过卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的当前时刻的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值求出所述数字信号的幅值和相位。本发明提供的数字锁相解调的滤波器改进设计方法既保证了解调的精度高又保证了解调的快速性，且稳定性高。

Description

数字锁相解调的滤波器的实现方法及装置

技术领域

本发明涉及数字锁相解调技术领域，特别涉及一种数字锁相解调的滤波器的实现方法及装置。

背景技术

为适应高速钢轨缺陷的在线检测，需提高解调的速度以快速解调出高频变化的感应电压。但是在实际检测中，检测信号往往非常微弱且受到模拟电路中的白噪声以及钢轨牵引回流的干扰。电磁检测缺陷的准确度受到强噪声的影响而下降，为此需要从噪声中提取有效信号以提高缺陷的识别能力。

数字锁相解调是一种对交变信号进行相敏检波的方式。数字锁相解调方法利用与被测信号有相同频率和相位关系的参考信号作为比较基准，只对被测信号本身以及与参考信号同频(或者倍频)、同相的噪声分量有响应，具有大幅度提高信噪比的优点。数字锁相解调方法的稳定性和精度很高，但在速度上，由于传统的低通滤波器的计算量大，解调速度慢。

现有技术中的数字锁相解调的低通滤波器设计主要分为两类：IIR滤波器和FIR滤波器。在对现有设计分析后，发明人发现现有的数字锁相解调的低通滤波器设计至少存在如下不足：虽然使用IIR滤波器解调的精度很高，但是收敛的速度很慢，以致影响最终解调的精度或速度；而使用FIR滤波器速度快，但是容易受到噪声和谐波的干扰，抗扰动能力差。

因此，目前迫切需要一种精度高、检测速度快、成本低的在线钢轨缺陷检测装置。

发明内容

本发明的实施例提供了一种数字锁相解调的滤波器的实现方法及装置，精度高、检测速度快、成本低的在线钢轨缺陷检测装置。

为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案。

根据本发明的一个方面，提供了一种数字锁相解调的滤波器的实现方法，包括：

在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号，所述两个通道包括通道1和通道2；

在每个通道对每一时刻输入的数字信号分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果，所述正弦参考信号与所述余弦参考信号正交；

在每个通道通过卡尔曼滤波器对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值；

通过卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的当前时刻的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值求出所述数字信号的幅值和相位。

进一步地，所述的在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号之前，还包括：

根据输入的数字信号的激励频率和采样频率，计算出相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号，所述通道1和所述通道2分别使用所述正弦参考信号和所述余弦参考信号中的一种信号，将N个相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号预先存储在内存当中，所述N是以采样频率f_s采样目标信号一个周期所需要的点数，所述参考信号与所述数字信号的激励信号的频率相同。

进一步地，所述的在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号之前，还包括：

模数转换器以采样频率f_s将接收到的当前时刻的模拟差分信号转换成当前时刻的数字信号S[k]，当前时刻的数字信号S[k]表示为：

S[k]＝A₀sin[Ω₀k+θ₀]

A₀为数字信号中频率与激励频率f₀相同的幅值，θ₀为数字信号的相位，Ω₀为数字信号的角频率，Ω₀＝2π/N，其中N是以采样频率为f_s对频率为f₀的差分信号采集一个周期所需要的点数，N＝f_s/f₀。

进一步地，所述的在每个通道对每一时刻输入的数字信号分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果，包括：

在通道1和通道2，分别对每一时刻输入的数字信号通过乘法器进行频移，当前时刻输入的数字信号的频移结果表示如下：

S_PSD＝S[k]·S_r[k]＝(R[k] I[k])^T

R[k]和I[k]分别是当前时刻通道1和通道2的频移结果。

进一步地，所述的在每个通道通过卡尔曼滤波器对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值，包括：

在每个通道利用卡尔曼滤波器对前N个时刻的频移结果进行累加后求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值Y[k]，所述卡尔曼滤波器的观测方程表示如下：

式中，

S_PSD[k]＝(R[k] I[k])^T

R[k]和I[k]分别是通道1和通道2第k时刻的频移结果，V[k]是当前时刻的观测噪声向量。

进一步地，所述的通过卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值求出所述输入的数字信号的幅值和相位，包括：

在每个通道，利用当前时刻的观测值Y[k]来校正当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]，得到该通道当前时刻的最优估计值，通道1和通道2当前时刻的最优估计值分别为R′[k]和I′[k]；

每个通道当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]等于上一时刻该通道的最优估计值，卡尔曼滤波器的预测方程的表示如下：

X[k|k-1]＝(R′[k-1] I′[k-1])^T

R′[k-1]和I′[k-1]分别是上一时刻通道1和通道2的最优估计值；

所述输入的数字信号的幅值和相位的幅值A₀和相位θ₀的计算公式如下：

根据本发明的另一个方面，提供了一种基于所述的数字锁相解调的滤波器的实现方法的在线钢轨缺陷检测的装置，包括：依次连接的数模转换器、功率放大器、线圈传感器、差分放大器、模拟带通滤波器、模数转换器和单片机；

所述数模装换器，用于将数字信号转换成激励模拟信号，将所述激励模拟信号传输给功率放大器；

所述功率放大器，用于将所述激励模拟信号放大，将放大后的激励模拟信号传输给所述线圈传感器的激励线圈；

所述线圈传感器，用于包括中间线圈和前后线圈，所述中间线圈为激励线圈，所述前后线圈为检测线圈，所述前后线圈利用所述中间线圈激发的交变磁场感应检测钢轨缺陷，所述前后线圈产生的感应信号传输给差分放大器；

差分放大器，用于将所述两个检测线圈的感应信号进行差分放大，产生模拟的差分信号，将模拟的差分信号传输给模拟带通滤波器；

模拟带通滤波器，用于滤除所述模拟的差分信号的低频和高频干扰，将处理后的差分信号传输给所述模数转换器；

模数转换器，用于将接收到的差分信号转换成当前时刻的数字信号，将当前时刻的数字信号传输给单片机；

单片机，用于对接收到的数字信号进行基于卡尔曼滤波的数字锁相解调处理，得到数字信号的幅值和相位。

进一步地，所述的装置还包括：

WiFi模块，用于接入互联网络，与所述单片机电路连接，传输单片机解调得到的幅值和相位至远程服务器，以方便用户观看。

进一步地，所述的装置还包括：

显示模块，用于与所述单片机电路连接，显示单片机解调得到的幅值和相位。

由上述本发明的实施例提供的技术方案可以看出，本发明提供的数字锁相解调的滤波器改进设计方法既保证了解调的精度高又保证了解调的快速性，且稳定性高。本发明提供的在线钢轨缺陷检测装置，成本低，操作简单，测量精度高。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种基于数字锁相解调的滤波器的在线钢轨缺陷检测装置的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种线圈传感器检测钢轨缺陷示意图；

图3为本发明实施例提供的一种基于卡尔曼滤波数字锁相解调的流程图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以几个具体实施例为例做进一步的解释说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。

本发明实施例提供的一种基于数字锁相解调的滤波器的在线钢轨缺陷检测的装置的结构图如图1所示，包括：依次连接的数模转换器、功率放大器、线圈传感器、低噪声差分放大器、模拟带通滤波器、模数转换器、单片机、显示模块以及WiFi模块。所述装置被安装在列车底部，并设置在钢轨踏面正上方一定距离处。

所述数模装换器用于将数字信号转换成激励模拟信号，将所述激励模拟信号传输给功率放大器；

所述功率放大器，用于将所述激励模拟信号放大，将放大后的激励模拟信号通入所述线圈传感器的激励线圈；

所述线圈传感器，用于包括中间线圈和前后线圈，所述中间线圈为激励线圈，所述前后线圈为检测线圈，所述前后线圈利用所述中间线圈激发的交变磁场感应检测钢轨缺陷，所述前后线圈产生的感应信号传输给差分放大器。图2为本发明实施例提供的一种线圈传感器检测钢轨缺陷示意图。其中间线圈为激励线圈，而前后线圈为检测线圈。

低噪声差分放大器，用于将所述两个检测线圈的感应信号进行差分放大，产生模拟的差分信号，将模拟的差分信号传输给模拟带通滤波器；

模拟带通滤波器，用于对差分信号宽泛地滤除低频和高频干扰，将滤除低频和高频干扰后的差分信号传输给模数转换器。

模数转换器，用于将接收到的差分信号转换成当前时刻的数字信号，将当前时刻的数字信号传输给单片机；

单片机，用于对数字信号进行基于卡尔曼滤波的数字锁相解调处理，得到数字信号的幅值和相位；

WiFi模块，用于接入互联网络，与所述单片机电路连接，并传输单片机解调得到的幅值和相位至远程服务器，以方便用户观看。

显示模块，用于与单片机电路连接，显示单片机解调得到的幅值和相位。

图3为本发明实施例提供的一种单片机中执行的基于卡尔曼滤波的数字锁相解调处理的流程图，具体处理过程包括：

根据输入信号的激励频率和采样频率，计算出通道1和通道2使用的相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号，并将相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号预先存储在内存当中。在实际应用中，可以通道1使用正弦参考信号，通道2使用与正弦参考信号正交的余弦参考信号；或者，通道1使用余弦参考信号，通道2使用正弦参考信号。

相互正交的正余弦参考信号是通过目标信号的同频采样计算得到的，预先存储N个正弦参考信号和余弦参考信号的值在内存，所述N是以采样间隔为1/f_s采样目标信号一个周期所需要的点数，不同目标信号频率的N不同。所述参考信号与激励信号的频率相同。

正余弦参考信号的向量表示如下：

S_r[k]＝(S_rs[k] S_rc[k])^T＝(sin[Ω₀k] cos[Ω₀k])^T，

S_rs[k]和S_rc[k]分别为当前时刻通道1和通道2的参考信号；

采样当前k个时刻输入的数字信号，如果当前k时刻不大于或等于采样点数N时继续进行信号采样，否则往下执行相敏检测。

模数转换器以采样频率f_s将接收到的当前时刻的模拟差分信号转换成当前时刻的数字信号S[k]，当前时刻的数字信号S[k]表示为：

S[k]＝A₀sin[Ω₀k+θ₀]，

式(1)中，A₀为数字信号中频率与激励频率f₀相同的幅值，θ₀为数字信号的相位，Ω₀为数字信号的角频率，Ω₀＝2π/N，其中N是以采样频率为f_s对频率为f₀的差分信号采集一个周期所需要的点数，N＝f_s/f₀；

在每个通道(通道1或者通道2)对每一时刻输入的数字信号，分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果。每一个通道对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值。卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值迭代地求出输入的数字信号的幅值和相位。

在通道1和通道2，分别对每一时刻输入的数字信号通过乘法器进行频移，当前时刻输入的数字信号的频移结果表示如下：

S_PSD＝S[k]·S_r[k]＝(R[k] I[k])^T，

R[k]和I[k]分别是当前时刻通道1和通道2的频移结果；

在每个通道利用卡尔曼滤波器对前N个时刻的频移结果进行累加后求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值Y[k]，所述卡尔曼滤波器的观测方程表示如下：

式中，

S_PSD[k]＝(R[k] I[k])^T

R[k]和I[k]分别是通道1和通道2第k时刻的频移结果，V[k]是当前时刻的观测噪声向量。

在每个通道，通过式(4)得到的当前时刻的观测值Y[k]来校正当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]，得到该通道当前时刻的最优估计值，通道1和通道2当前时刻的最优估计值分别为R′[k]和I′[k]。

每个通道当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]等于上一时刻该通道的最优估计值，卡尔曼滤波器的预测方程的表示如下：

X[k|k-1]＝(R′[k-1] I′[k-1])^T，

R′[k-1]和I′[k-1]分别是上一时刻双通道的最优估计值；

所述基于卡尔曼滤波数字锁相解调方法求得的所述输入的数字信号的幅值和相位，分别表示为：

卡尔曼滤波器的预测方程的误差方差表示如下：

P[k|k-1]＝P[k-1]+qE，

式中，q是噪声的方差系数；

更新卡尔曼增益，更新方程表示如下：

K＝P[k|k-1](P[k|k-1]+rE)^-1，

式中，r是测量误差的方差系数，其值满足rE＝E(V[k]V ^T[k])^T；

当前k时刻最优估计更新方程表示如下：

X[k]＝X[k|k-1]+K(Y[k]-X[k|k-1])，

P[k]＝(E-K)P[k-1]，

式中，X[k]＝(R′[k]I′[k])^T表示当前k时刻的最优估计，P[k]表示当前k时刻的最优方差估计；

所述噪声方差系数q和测量误差方差系数r是先验证值，需根据检测信号的噪声大小程度调整。

综上所述，本发明实施例提供的数字锁相解调的滤波器的实现方法，既保证信号解调的快速性，又提高了信号解调精度，且稳定性高，能够适应高速检测钢轨缺陷。

本发明实施例还公开了一种基于数字锁相解调的滤波器的用于在线钢轨缺陷快速检测的装置，所述装置通过无线WiFi链接服务器，其成本低、操作简单、测量精度高且能够装配在高速运行的列车上。

本领域普通技术人员可以理解：附图只是一个实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

通过以上的实施方式的描述可知，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于装置或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种数字锁相解调的滤波器的实现方法，其特征在于，包括：

在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号，所述两个通道包括通道1和通道2；

在每个通道对每一时刻输入的数字信号分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果，所述正弦参考信号与所述余弦参考信号正交；

在每个通道通过卡尔曼滤波器对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值；

通过卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的当前时刻的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值求出所述数字信号的幅值和相位；

所述的在每个通道通过卡尔曼滤波器对一个周期点数的频移结果进行累加求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值，包括：

在每个通道利用卡尔曼滤波器对前N个时刻的频移结果进行累加后求平均，将计算出的平均值作为该通道当前时刻的观测值Y[k]，所述卡尔曼滤波器的观测方程表示如下：

式中，

S_PSD[k]＝(R[k] I[k])^T

R[k]和I[k]分别是通道1和通道2第k时刻的频移结果，V[k]是当前时刻的观测噪声向量，S_PSD[k]是第k个时刻频移结果R[k]和I[k]组成的向量，S_PSD[k-m]是第k个时刻往前数N个时刻的向量中的第m个时刻的向量；

所述的通过卡尔曼滤波器利用每个通道当前时刻的观测值对该通道的预测值进行校正更新，再利用每个通道更新后的预测值求出所述输入的数字信号的幅值和相位，包括：

在每个通道，利用当前时刻的观测值Y[k]来校正当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]，得到该通道当前时刻的最优估计值，通道1和通道2当前时刻的最优估计值分别为R′[k]和I′[k]；

每个通道当前时刻的卡尔曼滤波器的预测值X[k|k-1]等于上一时刻该通道的最优估计值，卡尔曼滤波器的预测方程的表示如下：

X[k|k-1]＝(R′[k-1] I′[k-1])^T

R′[k-1]和I′[k-1]分别是上一时刻通道1和通道2的最优估计值；

所述输入的数字信号的幅值A₀和相位θ₀的计算公式如下：

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号之前，还包括：

根据输入的数字信号的激励频率和采样频率，计算出相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号，所述通道1和所述通道2分别使用所述正弦参考信号和所述余弦参考信号中的一种信号，将N个相互正交的正弦参考信号和余弦参考信号预先存储在内存当中，所述N是以采样频率f_s采样目标信号一个周期所需要的点数，所述正弦参考信号、余弦参考信号与所述数字信号的激励信号的频率相同。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述的在数字锁相解调的滤波器的两个通道分别输入数字信号之前，还包括：

模数转换器以采样频率f_s将接收到的当前时刻的模拟差分信号转换成当前时刻的数字信号S[k]，当前时刻的数字信号S[k]表示为：

S[k]＝A₀sin[Ω₀k+θ₀]

A₀为数字信号中频率与激励频率f₀相同的幅值，θ₀为数字信号的相位，Ω₀为数字信号的角频率，Ω₀＝2π/N，其中N是以采样频率为f_s对频率为f₀的差分信号采集一个周期所需要的点数，N＝f_s/f₀。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述的在每个通道对每一时刻输入的数字信号分别与该通道的正弦参考信号或者余弦参考信号相乘，获得每个通道的频移结果，包括：

在通道1和通道2，分别对每一时刻输入的数字信号通过乘法器进行频移，当前时刻输入的数字信号的频移结果表示如下：

S_PSD[k]＝S[k]·S_r[k]＝(R[k] I[k])^T

R[k]和I[k]分别是当前时刻通道1和通道2的频移结果；

S_r[k]＝(S_sr[k] S_cr[k])^T

S_sr[k]S_cr[k]分别是当前时刻的正弦参考信号和余弦参考信号，S_r[k]是当前时刻正弦参考信号和余弦参考信号组成的向量。

5.根据权利要求1至4任一项所述方法，其特征在于，设置在线钢轨缺陷检测的装置，包括：依次连接的数模转换器、功率放大器、线圈传感器、差分放大器、模拟带通滤波器、模数转换器和单片机；

所述数模转换器，用于将数字信号转换成激励模拟信号，将所述激励模拟信号传输给功率放大器；

所述功率放大器，用于将所述激励模拟信号放大，将放大后的激励模拟信号传输给所述线圈传感器的激励线圈；

所述线圈传感器，用于包括中间线圈和前后线圈，所述中间线圈为激励线圈，所述前后线圈为检测线圈，所述前后线圈利用所述中间线圈激发的交变磁场感应检测钢轨缺陷，所述前后线圈产生的感应信号传输给差分放大器；

差分放大器，用于将两个所述检测线圈的感应信号进行差分放大，产生模拟的差分信号，将模拟的差分信号传输给模拟带通滤波器；

模拟带通滤波器，用于滤除所述模拟的差分信号的低频和高频干扰，将处理后的差分信号传输给所述模数转换器；

模数转换器，用于将接收到的差分信号转换成当前时刻的数字信号，将当前时刻的数字信号传输给单片机；

单片机，用于通过权利要求1至4任一项所述的方法对接收到的数字信号进行基于卡尔曼滤波的数字锁相解调处理，得到数字信号的幅值和相位。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述的在线钢轨缺陷检测的装置还包括：

WiFi模块，用于接入互联网络，与所述单片机电路连接，传输单片机解调得到的幅值和相位至远程服务器，以方便用户观看。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的在线钢轨缺陷检测的装置还包括：

显示模块，用于与所述单片机电路连接，显示单片机解调得到的幅值和相位。

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