SE521665C2 - Ekosläckning i frekvensdomänen - Google Patents

Description

Huvudändamålet med ekosläckaren är att reducera ekosignalen som alstras när den sända signalen ”läcker” tillbaka in i mottagaren via hybriden. Ekosläckaren fimgerar genom att först uppskatta ekosignalen från den sända signalen och sedan subtrahera den uppskattade ekosignalen från den mottagna signalen. För att uppskatta ekosig- nalen måste ekosläckaren bilda en modell av ekokanalbanan. Allmänt sagt utför ekosläckaren en ”systemuppskattning” där systemet som skall uppskattas är eko- kanalbanan. På grund av ekokanalbanans långsamma tidsvarierande natur, måste ekosläckaren kontinuerligt, men sällan uppdatera uppskattningen av ekokanalbanan.

Denna uppdatering genomförs normalt med ett filter för adaptiv bestämd pulsre- .spons (FIR) för att kontinuerligt följa den långsamt tidsvarierande ekokanalbanan.

Ekosläckaren arbetar i två olika moder: Träningsmoden och ekosläckningsmoden. I träningsmoden tvingas den på avstånd belägna sändaren att vara tyst medan det när- belägna modemet sänder en träningssekvens för att uppskatta ekokanalbanan. Upp- skattningen av ekokanalbanan kan genomföras med användning av en snabb trä- ningsalgoritm följd av en adaptiv algoritm såsom LMS-algoritmen. Efier det att ekosläckaren avslutar träningsmoden övergår den till ekosläckningsmoden där eko- släckaren utför ekosläckning, dvs subtraherar ekosignalen från den mottagna signa- len.

Diskret multitonmodulation (DMT-modulation) är en form av flerbärsignalmodula- tion som är attraktiv på grund av dess förmåga att utnyttja och implementeras me- delst effektiva digitala signalprocesstekniker. Grundidén för DMT-modulation är att dela upp kommunikationskanalen i ortogonala och minnesfria subkanaler med an- vändning av den digitala si gnalprocesstekniken känd som snabb Fourier transforme- ring och inverterad snabb Fourier transfonnering (FFT/IF FT). Data som sändes ge- nom en subkanal är oberoende av andra subkanaler under vissa ortogonala förhål- landen som kommer att beskrivas senare. DMT medger även effektiv och flexibel fördelning av effekt och bitar till varje subkanal. l5 20 25 30 b) Den DMT-modulerade signalen kan beskrivas som en komposition av N/2 oberoen- de bärsignaler, där varje bärsignal har samma bandbredd och en mittfrekvens fi, där i = 1 N/2. Exempelvis använder ADSL 255 bärsignaler (subkanaler) nedströms och 31 bärsignaler uppströms. Var och en av bärsignalema är en kvadraturamplitud- modulerad (QAM) signal med en tilldelad amplitud och fas. De tilldelade värdena för amplituden och fasen bestämmes medelst en signalkonstellation innehållande en grupp komplexa värden. Under igångsättningen mäter DMT-systemet signal/brus- förhållandet i varje subkanal och tilldelar varje subkanal (bärsignal) olika antal bitar för att maximera funktionen. Denna process är känd som adaptiv bitladdning. En subkanal med lågt signal/brusförhållande (SNR) tilldelas ett litet antal bitar eller in- te några bitar alls och en subkanal med stort SNR tilldelas många bitar. Denna tek- nik är robust i ett typiskt scenario för en digital abonnentlinje där linjeförhållandena är okända och långsamt tidsvarierande.

En DMT-signal, som filtreras genom en fysisk kanal, utsättes for intersymbolinter- ferens (ISI) eftersom alla praktiska fysiska kanaler har ett minne. (Kanalens puls- svar är skilt från noll vid fler än en tidpunkt.) Denna försvagning hos den fysiska kanalen medför att de sända DMT-symbolerna interfererar med varandra (ISI). Vi- dare orsakar övergångama mellan DMT-symbolema transienter i den mottagna sig- nalen. Dessa transienter orsakar interbärvågsinterferens i samma DMT-symbol.

Denna typ av interferens är känd som interkanalinterferens (ICI), där ”kanalen” hänför sig till subkanalen. ISI och ICI innebär att de mottagna subkanalema inte förblir inbördes ortogonala (oberoende) och därmed kommer den mottagna datan att bli förvrängd. Även den mottagna ekosignalen, liksom den mottagna datasignalen, kommer att på- verkas av ISI och ICI eftersom alla praktiska fysiska ekokanalbanor har ett minne.

Ekot från en bärsignal kommer således att läcka in i varje annan bärsignal inom samma DMT-symbol och nästa sända DMT-symbol. 20 'Ézs 30 -, . - , j g 2 . l Ett sätt att kringgå eller åtminstone reducera ISI och ICI i ett DMT-baserat system är att lägga till ett cykliskt prefix (skyddstid) till början av varje sänd DMT-symbol.

Det cykliska prefixet (CP) är en mekanism för att göra subkanalema oberoende av varandra eller med andra ord, minnesfria. Ett cykliskt prefix av L sampler innebär att de sista L samplema av den N sampler långa tiddomänsymbolen kopieras till början av tiddomänsymbolen. Den totala längden av prefixtiddomänsymbolen är så- lunda L + N sampler. Fig. 3 illustrerar den cykliska prefixeringen.

Om det cykliska prefixets längd är större än kanalminnets längd kommer samtliga s ISI och samtliga transienter som orsakar ICI att inrymmas i det cykliska prefixet.

Mottagaren kan sedan ta bort alla ISI och ICI genom att enkelt förkasta det cykliska prefixet. Detta innebär att kanalen endast påverkar amplituden och fasen hos varje sänd bärsignal och olika subkanaler förblir oberoende (inte några ISI eller ICI).

Olyckligtvis reducerar en utökning av längden av det cykliska prefixet datahastighe- ten. Antag exempelvis att en tiddomänsymbol är N sampler lång och längden på det cykliska preñxet är L sampler. Då reduceras datahastigheten med en faktor N/(N + L).

I ett praktiskt DMT-system är ekokanalbanan mycket längre än det cykliska preñxet och därför utsättes den mottagna ekosignalen för både ISI och ICI. Följaktligen måste den del av ekosignalen som motsvarar både ISI och ICI uppskattas och tillika subtraheras. Den föreliggande uppfinningen åstadkommer en ekosläckare som beak- tar intersymbolinterferensen och interkanalinterferensen när en ekosignal skall upp- skattas för att tagas bort från en mottagen signal. Ekosläckaren beräknar den mot- tagna ekosignalen helt och hållet i frekvensdomänen, vilket är särskilt fördelaktigt i ett system av DMT-typ, efiersom den sända datan redan är tillgänglig i frekvens- domänen. Följaktligen bestämmes ekouppskattningen med användning av en fre- kvensdomänmodell av ekokanalbanan som inbegriper effekterna av interferens så- som ISI och ICI. 10 _20 25 30 521 6-65 5 I en första exemplifierande utföringsform bestämmes frekvensdomänmodellen av ekokanalbanan med användning av en första matris av koefficienter och en andra matris av koefficienter. Den första matrisen kombineras med en för närvarande sänd symbol och den andra matrisen kombineras med en tidigare sänd symbol. Summan av dessa båda kombinationer användes för att uppskatta ekosignalen. Koefficienter- na för den första matrisen representerar hur ett eko från en för närvarande sänd fre- kvensdomänsignal påverkar en mottagen signal. Koefficientema för den andra ma- trisen representerar hur ett eko från en tidigare sänd domänsymbol påverkar den mottagna symbolen. Koefficienterna för de första och andra matriserna justeras med användning av en skillnad mellan den mottagna signalen och den uppskattade sig- nalen.

I en andra exemplifierande utföringsforrn uppdelas den för närvarande sända sym- bolen och den tidigare sända symbolen i reala och imaginära delar innan de kombi- neras med matriser såsom beskrivits för den första exemplifierande utföringsfor- men. Denna operation reducerar beräkningskomplexiteten med en faktor två jämfört med den första exemplifierande utföringsfonnen.

I en tredje exemplifierande utföringsform kombineras den för närvarande sända symbolen med en första spaltvektor. Den tidigare sända symbolen multipliceras med en komplex exponential tenn för att kompensera det cykliska prefixet och sub- traheras sedan från den för närvarande sända symbolen. Den resulterande signalen kombineras med en matris. Vektor- och matriskombinationema summeras och an- vändes för att uppskatta ekosignalen som skall tagas bort från den mottagna symbo- len. Denna tredje exemplifierande utföringsform reducerar beräkningskomplexiteten med ungefär en faktor två jämfört med den första exemplifierande utföringsformen.

I en fjärde exemplifierande utföringsform kombineras de för de andra och tredje ex- emplifierande utföringsformema angivna operationema, vilket resulterar i en redu- cering av beräkningskomplexiteten med ungefär en faktor fyra jämfört med den för- sta exemplifierande utföringsformen. 20 25 30 6 l en femte exemplifierande utföringsform kommer, när sändaren i en sändar/motta- gare har en lägre samplingshastighet än dess mottagare, den mottagna ekosignalen att interpoleras i mottagaren. Interpolationen kan även kombineras med operationer- na som beskrivits för den andra exemplifierande utföringsfonnen för att reducera beräkningskomplexiteten med en faktor fyra jämfört med den första exemplifieran- de utföringsform.

I en sjätte exemplifierande utföringsform kommer, när sändaren har en högre has- tighet än mottagaren, ekosignalen att vara decimerad i mottagaren. Decimeringen v kan även kombineras med de operationer som beskrivits för den andra exemplifie- rande utföringsforrnen för att reducera beräkningskomplexiteten med en faktor fyra jämfört med den första exemplifierande utföringsformen. j I en sjunde exemplifierande utföringsform kan, när de sända symbolema inte ligger tidsmässigt i linje med de mottagna symbolerna eller ramarna, en asynkron eko- släckare användas. Den asynkrona ekosläckaren kan kombineras med någon av de tidigare beskrivna exemplifierande utföringsforrnerna.

I ett modem av DMT-typ kommer det, efiersom all data redan är tillgänglig inom frekvensplanet, inte att finnas något behov av att utföra några ytterligare Fourier- transformerings- eller inverterad Fourier-transformeringsoperationer, med undantag för den asynkrona ekosläckarutföringsforrn som fordrar en extra IDFT. Vissa av ko- efficientema i matrisema kan dessutom vara mycket små och ignoreras, vilket ytter- ligare reducerar beräkningskomplexiteten och det erforderliga minnet.

KORT REDOGÖRELSE FÖR RITNINGARNA Ovan angivna och andra ändamål med, egenskaper hos och fördelar med uppfin- ningen kommer att framgå av den följande beskrivningen av föredragna, icke be- gränsande exemplifierande utföringsfonner som dessutom illustreras i bifogade rit- l0 15 20 25 'so (57 l *MJ __; C)\ Û\ UÜ 7 ningar. Ritningama är inte nödvändigtvis i skala, betoning har i stället gjorts med avseende på att illustrera principerna for uppfinningen, varvid fi g. 1 visar en DMT-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet där hybriden inte är anpassad till abonnentlinjen, fig. 2 visar cyklisk prefixering, fig. 3 visar en DMT-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet med en ekosläcka- . IC, fi g. 4 visar en DMT-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet med en exemplifi- erande utfóringsforrn av en frekvensdomänekosläckare, fig. 5 visar ett flödesschema för de procedurer som genomförs av ekosläckaren i fig. 4, fi g. 6 visar en DMT-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet med en annan ex- emplifierande utfiñringsforrn av en domänekosläckare, fig. 7 visar ett flödesschema för de procedurer som genomförs av ekosläckaren i fig. 6, fig. 8 visar en arman exemplifierande utföringsforrn av uppfinningen applicerad-på asymmetriska datafrekventa sändar/mottagarsituationer, fig. 9 visar en DMT-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet med en annan ex- emplifierande utföringsforrn applicerad på asynkrona datasändnings/mottagnings- situationer samt 20 " 25 30 521 665 8 fig. 10 och 11 visar inlärningskurvoma för ekosläckaren enligt fig. 6 implementerad i en DMT-baserad DSL-sändar/mottagare med symmetrisk hastighet med använd- ning av en enkel lågpassfilterrnodell av ekokanalbanan.

DETALJERAD BESKRIVNING AV RITNINGARNA I den följande beskrivningen anges i förklarande och inte begränsande syfte specifi- ka detalj er, såsom speciella utföringsforrner, protokoll, datastrukturer och tekniker, för att ge en fiallständig förståelse av den föreliggande uppfinningen. Det kommer _ emellertid att vara uppenbart för fackmannen på området att den föreliggande upp- ñnningen kan praktiseras i andra utföringsfonner som skiljer sig från dessa specifi- ka detaljer. I andra exempel utesluts detaljerade beskrivningar av välkända förfaran- den, system och anordningar för att inte skymma beskrivningen av den föreliggande uppfinningen med onödiga detaljer. Dessutom visas vissa individuella funktions- block i några av figurerna. Fackmannen på området inser att fimktionema kan im- plementeras med användning av individuella hårdvarakretsar, med användning av rnjukvarafunktioner i samband med en lämpligt pro grarnmerad digital mikroproces- sor eller en generell dator, med användning av en applikationsspecifik integrerad krets (ASIC) och/eller med användning av en eller fler digitala signalprocessorer (DSP).

Ett diskret multitonmodem 20, i vilken den föreliggande uppfinningen kan utnyttjas, visas i fig. 3. DMT-modemet innefattar en DMT-sändare 22 och en DMT-mottagare 26 kopplade till abonnentlinjen via en hybrid 24. Seriella ingångsdata grupperas i block, omvandlas till parallellform och kodas av en kodare 28. Var och en av de N/2 aktiva subkanalema omfattar ett antal bitar tilldelade denna subkanal. Varje block med bitar inmatas strukturerade i en tvådimensionell signalkonstellationspunkt (dvs ett komplext tal). Utsignalen fiån kodaren 28 är N/2 komplexa tal (dvs subsymbo- ler) en för varje block bitar. De N/2 komplexa subsymbolerna bildar en DMT-sym- bol i frekvensdomänen och utsträckes till Hermitian symmetri (dvs konjugatsymme- tri) före inmatningen i block 30, som beräknar den inverterade diskreta Fourier- 10 20 11:25 30 521 665 transformationen (IDFT). På grund av egenskapen hos den Hermetiana symmetrin, är N-IDFT-utsignalen en sekvens bestående av N reala sampler. Utsi gnalsekvensen består av överlagringen av de N/2 modulerade ortogonala bärsignalema. Den paral- lella N-IDFT utsignalen är konverterad till en seriell ström av en parallell/serieom- vandlare 32. Den digitalt modulerade dataströmmen erhåller cykliska prefix i block- et 34 Tillsätt CP, konverteras till analog form medelst digital/analo g omvandlare 36, filtreras i sändningsfiltret 38 samt matas till hybriden 24 för sändning över abon- nentlinjen.

Vid mottagaränden filtreras den mottagna analoga signalen fiån hybriden 24 i mot- tagarfiltret 40, konverteras till digital form i analog/digitalomvandlaren 42 och det cykliska prefixet avlägsnas i blocket 44 Borttag CP. De resulterande digitala signa- lema omvandlas till parallellt format i serie/parallellomvandlaren 46. De parallella signalerna demoduleras i N-DFT blocket 48. Ekosläckaren 50 för fiekvensplanet uppskattar ekot som orsakas av de reflekterade signalema från DMT-sändaren 22 och dessa ekosignaluppskattningar borttages från den demodulerade signalen i block 52. Den återstående frekvensdomänsignalen utjämnas, avkodas och omvand- las tillbaka till en seriell form av avkodaren 54.

Den återstående beskrivningen kommer att fokuseras på ekosläckaren 50 för fre- kvensdomänen. För att förstå den matematiska grunden för ekosläckaren enligt den föreliggande uppfinningen har ett matematiskt uttryck för den mottagna ekosignalen inom frekvensdomänen utvunnits som en funktion av den sända frekvensdomänsig- nalen och ekokanalbanan. En väsentlig egenskap hos ekosläckaren enligt uppfin- ningen är att den mottagna ekosignalen fullständigt utsläckes i frekvensdomänen.

Detta är särskilt fördelaktigt i en DMT-sändar/mottagare där den sända datan redan finns tillgänglig inom frekvensdomänen. Det föreligger inte något behov att utföra några extra DFT- eller IDFT-beräkningar med undantag för den senare beskrivna utföringsformen med asynkron ekosläckning som bara kräver en extra IDTF. 20 25 30 i 1 i - s i (51 FQ .¿ 0\ (p. (fl 10 Såsom förklarats ovan innefattar den mottagna ekosigna1enISI och ICI på grund av ekokanalbanans långa pulssvar. För att uppskatta den mottagna ekosignalen bör en frekvensdomänmodell av ekokanalbanan innefatta effekterna av ISI och ICI.

Följande noteringar är införda: Xi=[Xi<0>,Xi<1>, XrN -nf <1) Xi betecknar den izte sända frekvensdomänsymbolen som innehåller N sända fre- kvenssubsymboler Xi(k), där subskriptet i anger DMT-symboltalet och k anger fre- , kvenssampeltalet. Notera att vektom Xi är Hermitian-symmetriskt för erhållande av en sekvens med realvärde efter IDFT.

Herrnitian-symmetrin för vektom Xi definieras som Xi(1<)=xi'(N-1<)ror1<=N/2+1,N/z+2,...,N-1, (2) där * anger komplext konjugat. Vidare måste både likspänningstermen Xi(0) och Nyquist-termen Xi(N/2) vara reala värden. Notera att Xi är såndär/mottagarens egen sända signal som genererar ekosignalen Yi. Vektom Yi= [Yiwi Yin), YrN -nf o) anger den izte mottagna frekvensdomänens (Hermitian-symmetriska) ekosymbol in- nehållande de mottagna frekvenssubsymbolema Yi(k). Bara den mottagna ekosigna- len beaktas och den från fjärran mottagna datasignalen ignoreras. Scenariot avbildar sålunda ekosläckarens träningsmod där det fjärran belägna modemet är tyst.

N-punktens IDFT för Xi kan uttryckas genom Si = QXis där Q är IDFT-matrisen som definieras av 21: [QLk =å7e'ï"'“, fsrn=o, 1, ...,N-1 0ch1<=o, 1, ...,N-1 (s) Defineras Qcp som en matris innehållande de sista L radema av Q, dvs för n = O, 1, ..., L - 1 resulterar detta i följande: 20 tf? f) J ...à c» GN (Ii ll [Qcplmk = [Q]N-L+n,k Den sända prefixfórsedda tiddomänsymbolen x; skrivs som: x, = ßPlX, (7) Sekvensen som består av den (i-1):te och i:te prefixfórsedda tiddomän-DMT-sym- bolen kan skrivas som: Qcp øLXN x: Q øNxN [Xi-l:|=Q X Qcp Xi IOI tim/v Q där om.) anger en matris med L rader och N spalter bestående av nollvärdeselement.

Ekokanalbanans längd antages vara M sampler lång och ekokanalbanans pulssvar anges med konvolutionsmatrisen G, som har storleken (2N + 2L) x (2N + 2L). :(0) 0 o o o o g(1) g(0) o o o o = ..._ ..._ I: I: 9 G g(M 1) g(M 2) :(0) 8 8 g () 0 g(M-1) g(1) '5 '5 '5 . g(M-1) gu) gm) Den mottagna tiddomänekosignalen är lika med Y = GQMX (10) I mottagaren är bara den i:te DMT-symbolen av intresse. Den innehåller både ISI och ICI. Det cykliska prefixet (CP) förkastas och den mottagna vektorn y multipli- ceras med DFT-matrisen R av storleken (NxN), definierad som 211' _~_;, JN" m, =e (11) Med Rm, definierad som RM = [d>N,(N+L) oNxL R] erhålles den mottagna izte fre- kvensdomän-DMT-symbolen (vektor av storleken Nxl) som: Yi = RtotGQtotX = AX = [AfliregAnuv] Detta kan även skrivas som Yi = AförcgXi-I + AnuvXi 10 där följande matriser av storleken (NxN) definieras: PM, Po; PoJv-i pm) pm ...

Am = (14) pN-LO ... u' pN_|,N_1 00 0 30,1 cow-l Cm CL] ..

Am = (15) cN-LO ... n' cN._|,N_.1 Alltså kan den kzte mottagna frekvensekosampeln i den izte symbolen skrivas som = cIakXiUc) + lficlnmXiÜn) + 'i pIamXi-i _ (16) M=Û m=O msk _ . 20 . I ekvation (16) beskriver den forsta termen ck,kX¿(k) det direkta ekot från bärsi gna- N-l len nummer k i symbolen nummer i. Den andra termen ZckMX ,. (m) beskriver ICI m=0 m :k 20 25 30 "J" i Ü ...x O\ C)\ C75 13 N-l från symbolen nummer i. Den tredje termen 2 pkJnXh; (m) beskriver de kombine- »eo rade ICI och ISI från den tidigare sända symbolen nummer i-1. Om det cykliska prefixet var längre än ekokanalens minne, då skulle bara den första termen vara skild från noll och det skulle inte föreligga några ISI eller ICI termer efiersom ma- trisen A bara kommer att ha värden skilda från noll vid huvuddiagonalen (övre 110V vänstra hömet till det nedre högra hörnet), och matrisen Afdæg bara skulle innehålla i nollor. _ Följaktligen beskriver matrisen Ammg hur ekot från den tidigare sända frekvensdo- mänsymbolen läcker in i eller distorderar den mottagna symbolen. Matrisen Anm, beskriver hur ekot från den nuvarande sända frekvensdomänsymbolen läcker in i el- ler distorderar den mottagna symbolen. Följaktligen ger de båda matriserna Afmg och Am en modell för hur ISI och ICI kommer att påverka ekosignalen i sin helhet inom frekvensdomänen. Genom att bestämma koefficientema för matrisema Ammg och Anm, kommer ekot i frekvensdomänen att bli känt och kan sedan subtraheras från den mottagna signalen. Koefficienterna för de okända matrisema Afimg och Anm, kan identifieras adaptivt för uppskattning av den mottagna ekosignalen. Matri- serna Afmg och Anm, kan även beräknas från ekvation (12) genom uppskattning av ekokanalbanans pulssvar (matris G).

Fig. 4 visar en sändar/mottagare som använder diskret multiton (DMT) som ett mo- dulationsschema med en första, icke begränsande exemplifierande utföringsfonn av en matrisbaserad struktur för frekvensdomänekosläckaren (MBAEC). Det föreligger två komplexa matriser H; och W;, numrerade 62 resp. 64. Varje matris har en stor- lek av (N xN ), där N är storleken för IDFT och DFT. Den mottagna ekosignalen uppskattas inom frekvensdomänen genom multiplicering av matrisen H; med den nuvarande sända frekvensdomänsymbolens (en Nxl vektor) X; utsignal medelst ko- daren samt multiplicering av matrisen W; med den föregående sända frekvensdo- mänsymbolens (en Nxl vektor) X;_; utsignal från fördröjaren 60. De båda produk- terna H;X; och W;X;_; hopadderas, dvs 20 14 ñ=HfXi+mXi>l där H05) HOJ HfLN-l Hii, Hi.

Hi = (13) HN-l 0 HN-LN-i och Wim, Wo,1 _ _ _ . .. Wo N-x VVLO Wii W.- = (19) WN-LO ... '" WN_;_N_I Alltså är den kzte mottagna frekvensekosampeln i den izte symbolen N-l N-l mk) = HiiXm/f) + ÄHiMJL-(m) + Ewiiøriirm) (20) D|= m=0 nwk Hattsymbolen på (k) indikerar att det är en uppskattning av den mottagna ekosig- nalen Yi(k).

Den uppskattade ekosignalen subtraheras från den mottagna frekvensdomänsymbo- len och den resulterande felvektom Ei = Yi- []i användes av en adaptiv algoritm, exempelvis minsta medelkvadraten (LMS), for att justera matriselementen för Hi och Wi. I normal drift (efter träning) är felsignalen även den önskade datasignalen.

Justeringen av Hi och Wi ger med LMS-algoritmen: Hi+1=Hi+ »Erxïf (21) Wi+1 = Wi + ll EKXi-ÛT (22) 20 25 '30 521 665 15 där E; = Y; - Y, = [E;(o), Ein), E; felvektorn och u är stegstorleken för LMS-algoritmen. Man kan bevisa att LMS- algoritmen kommer att anpassa koefficienterna for H; till en uppskattning av Am och koefticienterna för W; till en uppskattning av Ameg. De flesta koefficienterna för matrisema H; och W; har komplexa värden. Därför är alla aritmetiska beräk- ningar komplexa adderingar, subtraheringar och multiplikationer.

Vissa av koefficientema (elementen) i Am och Arm: kommer att vara nästan noll och kan därför forsummas för att reducera beräkningskomplexiteten i ekvationema (21) och (22). Detta kommer även att reducera minnesmängden. Faktum är att Am och Amng ofta kan vara bandmatriser vilket innebär att i huvudsak den starka diago- nalen (vänster till höger) och vissa av de övre och nedre diagonalerna har värden som skiljer sig *från noll. Antalet diagonaler som skall tas med i beräkningen beror av ekokanalbanan (ISI och ICI) och den önskade nivån av ekosläckning.

Funktionen hos en ekosläckare enligt den forsta, icke begränsande exemplifierande utforingsfonnen illustrerad i fi g. 4 kommer nu att beskrivas i samband med MBAEC-rutinen (block 70) som visas i flödesschemat enligt fi g. 5. En signal som skall sändas X; detekteras i fifekvensdomänen (block 72). Denna signal multipliceras medelst matrisen H; 62 och den tidigare sända frekvensdomänsignalen X;_; multipli- ceras med matrisen W; (block 74). Matrisprodukterna hopsummeras, dvs H;X; + W;X;_;, for att uppskatta det nuvarande ekot f (block 76). Det uppskattade ekot Y subtraheras från den verkligen mottagna symbolen Y; for att bestämma ett fel E; (block 78). Koefficientvärdena för H och W matriserna justeras sedan för nästa sig- nalperiod i + 1 med det detekterade felet E; exempelvis med användning av LMS- algoritmen (block 78).

När den sända tiddomänsignalen har erhållit realt värde, exempelvis vid fall med DMT, är det möjligt att undvika användningen av komplex aritmetik. För att uppnå ett realt värde på tiddomänsignalen måste frekvensdatan vara Herrnitian-symmetrisk zoi '25 5.781 665 16 och likspännings- och Nyquist-termerna måste båda ha realt värde. I en andra, icke begränsande exemplifierande utföringsform av den föreliggande uppfinningen redu- cerar en med realt värde gjord implementering av MBAEC beräkningarnas kom- plexitet med en faktor två jämfört med det allmänna fallet som beskrivits ovan. En vektor med realt värde införs som X, = (22) imugJ där vektorerna Xrem och Ximgi definieras som Xmii = [X(O) Xæaiiu), Xmiiiz), XmiirN/2-1), XiN/nf (24) och Ximgi = iximigiu), Ximgiiz), ximigitN/z-IMT (25) I ekvationema (24) och (25) definieras Xæa1¿(n) = Re{X¿(n)} och Ximag,i(n) = Im{X¿(n)}. Vidare är X(O) likspärmingstermen och X(N/2) Nyquist-termen av Xi.

Vektorn X, innehåller exakt samma information som vektom Xi definierad i ekva- tion (1), men i en något annorlunda ordning.

Matriserna Qm och Qsi, definieras för k = O, 1, ..., N/2-1 och n = 0, l, . . _, N-1 som 2 2 .

[Qwjni =¶c<>s(ï”kn), fbr1<=o, i, .ß..,N/2 (26) [QSmLÅ = šsiní-zšuf + un), for k = o, i, N/2-2 (27) Vidare är matrisen Q definierad som Q= [om os] (28) Ekvation 4 kan omskrivas S1= Ö f, (29) Om Qq, vidare definieras som en matris innehållande de L sista raderna av Q , dvs förn = 0,1, ..., L-1 har vi [Qdcp L* = [älv-bruk 20 25 gfl Y O ._A- C=\ Ü\ (Ti 17 Den sända med prefix försedda tiddomänsymbolen xi kan nu skrivas som xi =|:%p:|}?i Liksom i ekvation (8) kan sekvensen av de (i-1):te och izte med prefix försedda tid- domän-DMT-symbolerna skrivas som Qi” ill/V X x = êip QmIX øNXN Q Med G definierad i ekvation (9) kan den mottagna tiddomänsignalen skrivas som y-Gäß m) I mottagaren är vi bara intresserade av den izte DMT-symbolen som innehåller både ISI och ICI. Det cykliska prefixet förkastas, den mottagna vektorn y multipliceras med matrisen Än, definierad som E." = [ÖNX(N+L) ÖNXL E i (34) där E = [Qcos " Qsin] Den mottagna izte frekvensdomändatavektorn uttryckes nu som s ~ .. ~ M ~ .. g Yi = RtolGQlotX = = [Afdriø$Anuv]|: där vi har definierat N 'in i Yi _ íyinuïlggli och vara = [Yran varan), Ymatrz), YmairN/z-n, YrN/mf (28) Yimgi = [Yimgiui Yimagjtz), Yimag,i1T (29) J ämförs ekvationema (36) och (12) måste vi i ekvation (36) utföra 2N2 multiplika- tioner med reala värden och i ekvation (12) behöver vi utföra 2Nx(N/ 2) multiplika- tioner med komplexa värden. Eftersom en multiplikation med komplexa värden 20 25 30 fordrar fyra multiplikationer med reala värden så reduceras det totala antalet multi- plikationer med reala värden med en faktor två i ekvation (3 6) järnfört med ekvation (12).

En tredje, icke begränsande exempliñerande utforingsforrn av en MBAEC visas i fi g. 6. Matrisen H; av storleken (NxN) har ersatts med en vektor V; 94 av storleken (Nxl). En matris innehåller även enkla spalt- och radvektorer, även om termen vek- tor här användes för att göra skillnad från de ovan beskrivna utfóringsforrnemas matris NxN. Vidare är matrisen W; ersatt med en annan matris Z; 96 av storleken _ (NxbÛ. I denna exemplifierande utföringsform är den tidigare sända frekvens- domänsymbolen X;_; multiplicerad i multiplikatom 90 med en komplex exponenti- alterrn for att kompensera det cykliska prefixet, som har en längd av L sampler, dvs elhLk/N. Produktutsignalen från multiplikatom 90 subtraheras från X; och skillnaden multipliceras av matrisen Z; 96. Vektor- och matrisprodukterna summeras i summe- raren 98 för uppskattning av ekot.

De följande ekvationema beskriver al goritmen: fi = 14 . X, + z,(X,. - XH) (40) där _21! [XML =[X,._,],e'ï”, fofk=o, ...,N-1 (41) X; är den i:te sända 'frekvensdomänsymbolem (Nxl) vektor, som defmierats ovan. f, är den i:te uppskattade ekosignalen i frekvensdomänen, (Nx1)vektor.

V; och Z; är frekvensdomänvektor och matris av storleken (Nxl) och (NxN).

Justering av spaltvektom V; och matrisen Z; med LMS-algoritmen ger: va; =vi+ ußi-(Xïf (42) Zi+1 = Zi + l-l EKXi* - Xfii-ÛT (43) där E; = Y; - är det i:te mottagna fi-ekvensdomänfelet, (Nx1)vektorn, u är steg- storleken för LMS-algoritmen och 0 anger multiplikation element för element. 10 20 25 1521 665 19 Exemplifierande procedurer för drivningen av den tredje exemplifierande utförings- formen MBAEC visad i fig. 6, beskrivs nu i samband med rutinen 100 som återges i flödesschemat i fig. 7. Signalen som skall sändas X; detekteras i frekvensdomänen (block 120). Denna signal multipliceras med spaltvektorn V;. Den tidigare sända signalen X;_; multipliceras med en komplex faktor, som kompenserar det cykliska prefixet och som i denna exemplifierande utföringsform är emLk/N. Denna produkt subtraheras från den nuvarande signalen som skall sändas X; och skillnaden multi- pliceras med (NxN) matrisen Z; (block 104). Produktema V;~X; och Z;(X; - än) summeras för uppskattning av ekot (block 106). Det uppskattade ekot subtra- heras från den aktuella mottagna symbolen Y; för bestämning av ett fel E; (block 108). Koefficienterna för spaltvektorn V; och Z; justeras med det föreliggande felet E; med användning av LMS-algoritmen (block 110).

Som en fjärde exemplifierande, icke begränsande utföringsform kan kombination ske av operationerna som beskrevs i samband med de andra och tredje exemplifie- rande utföringsforrnema. Närmare bestämt bestämmes de reala och imaginära delar- na av de nuvarande och föregående symbolema och användes för att förenkla spalt- vektom V; och matrismultiplikationen med matrisen Z; i överensstämmelse med de ovan givna ekvationerna (23) - (3 9). Som resultat reduceras beräkningarnas kom- plexitet för genomförande av de nödvändiga datamanipulationema lämpligen med en faktor fyra jämfört med den första exemplifierande utföringsforrnen.

I en DMT-applikation har samtliga vektorer X;, Y;, och E; Hennitian-symmetri.

Denna egenskap kan användas för att reducera antalet beräkningar som behövs ge- nom att bara beräkna vektorernas första N/2+1 koefficienter. Vidare behöver bara matrisema V; och Z; beräknas och lagras för de första N/2+1 raderna. Dessutom kan beräkningskomplexiteten reduceras ytterligare genom uppdelning av vektorema X;, in, Y; och E; i reala och imaginära delar i enlighet med ekvationema (23) - (39). 20 25 20 En MBAEC kan användas i en asymmetrisk såndär/mottagare, såsom en ADSL- sändar/mottagare, med de modifikationer som nu beskrivs. När modemets sändare har en lägre samplingshastighet än dess mottagare interpoleras ekosignalen vid mottagaren (en femte, icke begränsande exemplifierande utfóringsforrn). När mode- mets sändare har en högre samplingshastighet än dess mottagare kommer ekosigna- len att deeimeras vid mottagaren (en sjätte, icke begränsande exemplifierande utfo- ringsform).

För en interpolerad MBAEC antages att storleken på IDFT i sändaren är N och stor- leken på DFT i mottagaren är qN, där q = 8 i ADSL. Alltså innehåller den mottagna symbolen q gånger fler sampler än den sända symbolen. Det mottagna ekot interpo- leras därför q gånger i mottagaren. Såsom ett exempel på interpolerad asymmetrisk MBAEC har ekvation (40) modifierats enligt följande: Y- =V, -X,t,,, +2, (44) | där e: [X L=[X,._,],,e'~”, ror1<=o, ...,N-1 (45) i-l X; är den i:te sända frekvensdomänsymbolen, (Nxl) vektor.

X up, är lika med vektom X; upprepad q gånger, vilket bildar en blockvektor av kon- tinuerliga vektorer. Om exempelvis q = 4 då är X 'mm = [X;T X;T X;T~ X;T]T. 17,. är den i:te uppskattade ekosignalen i frekvensdomänen, (qNxl) vektor.

V; och Z; är frekvensdomänvektor och matris av storleken (qNxl) och (qNxN).

Justering av spaltvektom V; och matrisen Z; med den föreslagna LMS-algoritmen ger: Vi+1 = Vi + H Ei°( XW, *f (45) Zi+1 = Zi + l-l Ei(Xi* - iii-DT (47) där E; = Y; - är det i:te mottagna frekvensdomänfelet, u är stegstorleken fór LMS-algoritmen och 0 anger multiplikation element för element. 20 ~25 Qfl m) CW O\ U-l 21 Följaktligen är den enda skillnaden från ekvation (40) upprepningen av Xi och storleken på matriserna och vektorema. Vissa av koefficientema i vektorema och i matriserna kommer att vara små och kan förkastas för att reducera beräkningens komplexitet och det erforderliga minnet. Dessutom kan beräkningens komplexitet i den interpolerade MBAEC ytterligare reduceras genom uppdelning av vektorema Xi, D-(ii, Yi och Ei i reala och imaginära delar i enlighet med ekvationerna (23) - (39).

För en decimerad MBAEC antages att storleken på IDFT i sändaren är qN och stor- _ leken på DFT i mottagaren är N, där q = 8 i ADSL. Alltså innehåller den sända symbolen q gånger fler sampler än den mottagna symbolen. Detta innebär att det mottagna ekot kommer att decimeras q gånger i mottagaren. Ekvation (40) är modi- fierad enligt följande: f. flfecfmefatøf, >q:»+2.i (48) där _ iaf”. _ [XML =[X,._i]ie ~ , r<>f1<=o,...,N-1 (49) Xi är den i:te sända frekvensdomänsymbolen, (Nxl) vektor.

Decimera {(Vi0Xi)q} innebär att vektom Vi-Xi är decimerad q gånger i frekvens- domänen. Med andra ord har frekvensdomänvektom VivXi indelats i block om q kontinuerliga vektorer om vardera N punkter. Dessa mindre vektorer hopsummeras sedan till att bilda en vektor med storleken (Nxl). f, är den i:te uppskattade ekosignalen i fiekvensdomänen, (Nxl) vektor.

Vi och Zi är frekvensdomänvektor och matris av storleken (qNx1) och (NxqN).

Justering av spaltvektom Vi och matrisen Zi med den föreslagna LMS-algoritmen ger: vii, = vi + ii Erepi-(xff (so) zi.. =zi+ pßfeprxi' -ïiif (S1) 20 25 30 22 där Ei = Y; - är det izte mottagna frekvensdomänfelet, Erepi är av storleken (qNxl) och är lika med vektom Ei upprepad q gånger, bildande en blockvektor om q kontinuerliga vektorer, |.L är stegstorleken för LMS-algoritmen och I anger multi- plikation element för element. Åter igen är den enda skillnaden från ekvation (40) decimeringen av VivXi, upprep- ningen av E; och storleken på matrisema och vektorema. Vissa av koefficientema i vektorerna och i matrisema kommer att vara mycket små och kan förkastas för att reducera beräkningens komplexitet och det erforderliga minnet.

En asymmetrisk MBAEC-rutin (block 120) beskrivs nu i samband med fi g. 8. Ett beslut fattas i block 122 om modemets sändningssamplingshastighet är lägre än samplingshastigheten för modemets såndär/mottagare. Om så är fallet interpoleras symbolen som skall sändas vid modemets mottagare, exempelvis vid analog/digital- omvandlaren, och det uppskattade ekot beräknas med användning av följande ekvation: f, = V, - XW, + z,.(X,. - JTH) (52) (block 128). Om modemets samplingshastighet är större än den modemets mottaga- re så decimeras symbolen som skall sändas vid mottagaren, exempelvis vid analog/ digitalomvandlaren, och det uppskattade ekot beräknas med användning av föl- jande ekvation: Y, = decfmerawf, - X,)q} + z,.(X,. - 2,4) (53) För både interpolations- och decimeringsfallet subtraheras det uppskattade ekot från den mottagna symbolen Yi för bestämning av felet Ei (block 132). Koefficien- tema för spaltvektom V; och matrisen Zi justeras med det föreliggande felet Ei, exempelvis med användning av LMS-algoritmen (block 134).

En sjunde exemplifierande, icke begränsande utföringsform av en ekosläckare en- ligt den föreliggande uppfinningen kan användas i en asynkron sändar/mottagare, såsom en ADSL-sändar/mottagare vid huvudstationen, med de modifikationer som 10 20 25 30 521 öóš 23 nu kommer att beskrivas. I en asynkron såndär/mottagare ligger de sända och mot- tagna ramarna eller symbolerna inte i linje i tiden. Följaktligen föreligger en tidför- skjutning mellan sändar- och mottagarsymbolema. I denna sjunde utföringsform är ekosläckaren avkopplad från mottagaren. Oaktat detta kan asynkron MBAEC appli- ceras på vilken som helst av de ovan beskrivna utföringsformema med en liten mo- difikation. I stället för att släcka ekot i fiekvensdomänen omformas den uppskattade ekosignalen först till tiddomänen med en IDFT-operation och släckes sedan i tiddo- månen sampel för sampel. Den asynkrona MBAEC illustreras i fig. 9. Den uppskat- tade ekosignalen som utmatas från MBAEC omformas till tiddomänen medelst ' ett N-IDFT block 140 för att alstra ett uppskattat eko i tiddomänen j, , som sedan borttages i tiddomänen sampel för sampel från det mottagna ekot yi. Tiddomänskill- naden eller felet ei transformeras till den komplexa domänen i N-DFT blocket, som är beläget efier summeringssteget snarare än före detsamma såsom visas i fig. 4 och 6. Dessutom kan beräkningskomplexiteten i den decimerade MBAEC reduceras yt- terligare genom uppdelning av vektorema Xi, in, Yi och E; i reala och imaginära delar i enlighet med ekvationerna (23) - (3 9).

Den föreslagna matrisbaserade adaptiva ekosläckaren (MBAEC) har implemente- rats och simulerats i olika DMT-baserade sändar/mottagare, såsom i en DSL-sändar/ mottagare med symmetrisk frekvens, i en ADSL huvudstationsmässig sändar/motta- gare sarnt i en ADSL abonnentmässig sändar/mottagare. Fig. 10 och ll visar inlär- ningskurvan för den matrisbaserade adaptiva ekosläckaren (MBAEC) implemente- rad i en DMT-baserad DSL-sändar/mottagare med symmetrisk frekvens, med an- vändning av en enkel lågpassfiltermodell av ekokanalbanan. Inlärningskurvan illu- strerar hur medelkvadratfelet (MSE) reduceras under anpassningen med LMS-al go- ritmen. Simuleringsresultaten indikerar att den föreliggande uppfinningen är tillför- litlig, korrekt och arbetar enligt de teoretiska förväntningarna.

Den matrisbaserade adaptiva ekosläckaren lämpar sig väl för att följa långsamma kanalfluktuationer under sändningen tack vare att den sända signalen användes för att anpassa matriskoefficientema. En ekosläckare enligt den föreliggande uppfin- A20 (_37 FX) Ü" ~ GN (fl 24 ningen är särskilt effektiv i ett DMT-system som utnyttjar FDM (frekvensdelnings- multiplex) eftersom ekosläckningen bara behövs för ett fåtal bärsignaler vilket leder till mindre beräkningskomplexitet. På grund av att den erforderliga datan redan fö- religger i frekvensdomänen så föreligger det dessutom inte något behov av att utföra några extra DFT- eller IDFT-operationer för att implementera MBAEC, med undan- tag för den asynkrona MBAEC som fordrar en extra IDFT. Vissa av koefficienterna i matrisema och i vektorerna kommer dessutom att vara noll eller mycket små och kan därför ignoreras, vilket innebär att beräkningskomplexiteten och det erforderli- ga minnet hos ekosläckaren kan reduceras. Även om den föreliggande uppfinningen har beskrivits med avseende på en viss ut- föringsforin, så inser fackmarmen på området att den föreliggande uppfinningen inte är begränsad till de här beskrivna och illustrerade specifika utföringsforrnema. Även olika format, utföringsforrner och anpassningar utöver de som visats och beskrivits kan liksom många modifieringar, variationer och ekvivalenta arrangemang använ- das för att implementera uppfinningen. Även om den föreliggande uppfinningen har beskrivits i relation till dess föredragna utföringsformer skall det därför förstås att denna beskrivning enbart är illustrativ och exemplifierande för den föreliggande uppfinningen och har enbart givits i avsikt att alstra en fullständig och detaljerad be- skrivning av uppfinningen. Följaktligen är avsikten att uppfinningen endast skall vara begränsad av de efterföljande patentkravens omfattning.

Claims (33)

10 15 20 25 30 Patentkrav

1. Ekosläckare för användning i en sändar/mottagare, utformad att fullständigt uppskatta en mottagen ekosignal inom frekvensdomänen och utsläcka ekosignalen, och omfattande: en första matris för koefficienter, vars koefficienter representerar hur ett eko från en nuvarande sänd frekvensdomänsignal påverkar en mottagen signal. samt en andra matris för koefficienter, vars koefficienter representerar hur ett eko från en föregående sänd frekvensdomänsignal påverkar den mottagna signalen. varvid en kombination av en produkt av den första matrisen och en nuvarande sänd symbol och en produkt av den andra matrisen och en föregående sänd symbol användes för att uppskatta en ekosignal.

2. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där sända signaler som motsvarar den sända symbolen och den föregående sända symbolen tilldelas reala värden och där den sända symbolen och den föregående sända symbolen uppdelas i reala och imaginära delar som kombineras med respektive matris för att reducera beräkningens kom- plexitet.

3. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där koefficientema för den första matrisen och den andra matrisen är anpassade med användning av en skillnad mellan den mottag- na signalen och den uppskattade ekosignalen.

4. Ekosläckare enligt patentkrav 3, där koefficienterna är anpassade med använd- ning av en minsta medelkvadratalgoritm.

5. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där den uppskattade ekosignalen borttages från den mottagna signalen. 15 20 25 30 U. iQ _. å O\ ('_j\ LH 26

6. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där sändar/mottagaren är en diskret multitonsän- dar/mottagare (DMT).

7. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där de första och andra matrisema är (N x N)- matriser, där N är antalet symbolsampler.

8. Ekosläckare enligt patentkrav 1, där en vektor som motsvarar en sänd frekvens- domänsymbol, en vektor som motsvarar en mottagen frekvensdomänsignal samt en vektor som motsvarar en uppskattning av ekosymbolen, samtliga är Hermitian-sym- metriska.

9. Ekosläckare enligt patentkrav 1 och omfattande: en första vektor för koefficienter samt en andra matris for koefficienter, varvid en kombination av en produkt av den forsta vektorn och en nuvarande sänd symbol och en produkt av den andra matrisen och en kompenserad, föregående sänd symbol användes for att uppskatta en ekosignal.

10. Ekosläckare enligt patentkrav 9, där den nuvarande sända symbolen och den föregående sända symbolen är uppdelade i reala och imaginära delar innan de kombineras med den första vektom respektive den andra matrisen för att reducera beräkningens komplexitet.

11. Ekosläckare enligt patentkrav 9, där en kompensationsfaktor, som användes för att kompensera den föregående sända symbolen, är en komplex exponentialterm.

12. Ekosläckare enligt patentkrav 11, där sändar/mottagaren är en diskret multiton- sändar/mottagare (DMT) och kompensationsfaktorn kompenserar ett cykliskt prefix som hör samman med den föregående sända symbolen. 10 15 20 25 30 , . - - w - CF! __:- CN CN UI 27

13. Ekosläckare enligt patentkrav l eller 9, där ekosignalen interpoleras vid mottagaren när en sändare i såndär/mottagaren har en lägre samplingshastighet än mottagaren i såndär/mottagaren.

14. Ekosläckare enligt patentkrav 1 eller 9, där ekosignalen decimeras vid mottagaren när en sändare i sändar/mottagaren har en högre samplingshastighet än mottagaren i sändar/mottagaren.

15. Ekosläckare enligt krav 1 eller 9, avsedd for användning i en asynkron sändare/mottagare, varvid uppskattningen av ekosignalen har transforrnerats till tiddomänen och sedan borttagits från den mottagna signalen inom tiddomänen.

16. Ekosläckare for användning i en sändare/mottagare som släcker ett eko från en mottagen signal i frekvensdomänen och innefattande en krets utformad for att be- stämma en uppskattning av ekot i den mottagna signalen med användning av en fre- kvensdomänmodell av en ekokanalbana som innefattar effektema av interferens och for att subtrahera det uppskattade ekot från den mottagna signalen.

17. Ekosläckare enligt patentkrav 16, där ekosläckaren användes i en diskret multi- tonsändar/mottagare (DMT) och interferensen innefattar intersymbolinterferens och interbärvågsinterferens.

18. Ekosläckare enligt patentkrav 16, där frekvensdomänmodellen innefattar en for- sta grupp värden som avbildar hur ett eko från en nuvarande sänd frekvensdomän- symbol distorderar den mottagna signalen och en andra grupp värden som avbildar hur ett eko från en föregående sänd frekvensdomänsymbol distorderar den mottagna signalen

19. Ekosläckare enligt patentkrav 16, där sändar/mottagaren är en asynkron sändar/ mottagare där sända och mottagna ramar eller symboler inte ligger i linje i tiden och 10 15 20 25 30 » . - § , u 521 665 28 där ekouppskattningen transformeras till tiddomänen och sedan borttages i tiddomä- nen från den mottagna signalen.

20. F rekvensdomänekosläckare för användning i en sändar/mottagare av diskret multitontyp (DMT) for att släcka ett eko från en mottagen signal inom frekvens- domänen samt innefattande en krets som är utformad for att bestämma en uppskatt- ning av ekot i den mottagna signalen med användning av en frekvensdomänmodell av en ekokanalbana som innefattar effekter av intersymbolinterferens och interbärvågsinterferens och for att subtrahera ekouppskattningen från den mottagna signalen for att åstadkomma en skillnad.

21. Ekosläckare enligt patentkrav 20, där frekvensdomänmodellen innefattar en for- sta grupp värden som inom frekvensdomänen fullständigt avbildar hur ett eko från en nuvarande sänd frekvensdomänsymbol distorderar den mottagna signalen och en andra grupp värden som inom frekvensdomänen fullständigt avbildar hur ett eko från en föregående sänd frekvensdomänsymbol distorderar den mottagna signalen.

22. Ekosläckare enligt patentkrav 21, där sända signaler som motsvarar den nuvarande sända symbolen och den föregående sända symbolen uppdelas i reala och imaginära delar som kombineras med den första resp. den andra gruppen av värden for att reducera beräkningens komplexitet.

23. Ekosläckare enligt patentkrav 22, där den nuvarande sända symbolen, den fore- gående sända symbolen, den mottagna signalen och skillnaden är vektorer med Her- mitian-symmetri.

24. Ekosläckare enligt patentkrav 21, där skillnaden användes för att justera de fór- sta och andra grupperna värden.

25. Förfarande för att reducera ett eko hos en sändar/mottagare och omfattande: 10 l5 20 25 30 .BTH 665 29 (a) i frekvensdomänen beräknas en produkt av en nuvarande sänd symbol med en första matris med koefficienter, vilket resulterar i en första kombination, (b) i frekvensdomänen beräknas en produkt av en föregående sänd symbol med en andra matris med koefficienter, vilket resulterar i en andra kombination, (c) de första och andra kombinationerna kombineras i frekvensdomänen för upp- skattning av ekot och (d) det uppskattade ekot användes för att reducera ekot i en signal som mottages vid såndär/mottagaren.

26. Förfarande enligt patentkrav 25 och vidare omfattande: skillnaden mellan den mottagna signalen och det uppskattade ekot bestämmes och de forsta och andra gruppema värden justeras med användning av skillnaden.

27. Förfarande enligt patentkrav 25, där den första gruppen värden motsvarar en spaltvektor med koefficienter och den andra gruppen värden motsvarar en matris med koefficienter.

28. Förfarande enligt patentkrav 27, där kombinationssteget (b) innefattar: den föregående sända symbolen multipliceras med en kompensationsfaktor för att alstra en produkt; produkten subtraheras från den nuvarande sända symbolen och ett resultat av subtraktionen kombineras med matrisen.

29. Förfarande enligt patentkrav 25, där förfarandet, när en sändare i sändar/motta- garen har en lägre samplingshastighet än mottagaren i såndär/mottagaren, vidare omfattar interpolering av ekosignalen.

30. Förfarande enligt patentkrav 25, där förfarandet, när en sändare i sändar/motta- garen har en högre samplingshastighet än mottagaren i sändar/mottagaren, vidare omfattar: decimering av ekosignalen. 10 15 . . - » . f

31. Förfarande enligt patentkrav 25, där en vektor som motsvarar en sänd frekvens- domänsymbol, en vektor som motsvarar en mottagen frekvensdomänsignal, en vek- tor som motsvarar en uppskattning av ekosignalen, samtliga är Hermitian-symmet- riska.

32. Förfarande enligt patentkrav 25 och vidare omfattande: den nuvarande sända symbolen och den föregående sända symbolen är uppdelade i reala och imaginära delar fore kombineringsstegen (a) respektive (b) for att reducera beräkningskomplexiteten.

33. Förfarande enligt patentkrav 25, där förfarandet när sändar/mottagaren är en asynkron sändar/mottagare vidare omfattar: det uppskattade ekot transformeras till en tiddomän och den uppskattade ekosignalen i tiddomänen borttages från den mottagna signalen på basis av sampel for sampel.