DE69618200T2

DE69618200T2 - Trägerrückgewinnung für digital phasenmodulierte signale, mittels einer phasemmodulierte bekannten folge

Info

Publication number: DE69618200T2
Application number: DE69618200T
Authority: DE
Inventors: Adnan Abu-Dayya; Mikhail Bakouline; Alexandre Chloma; Vitali Kreindeline; Yong Li; Iouri Trofimov; Rui Wang; Hong Zhao
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1995-07-07
Filing date: 1996-06-26
Publication date: 2002-06-20
Anticipated expiration: 2016-06-27
Also published as: CA2224992C; JP3148834B2; WO1997003510A1; JPH10512417A; DE69618200D1; EP0838111A1; US6031880A; EP0838111B1; CA2224992A1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf die Trägerrückgewinnung in Kommunikationssystemen.

Hintergrund der Erfindung

Diese Erfindung ist auf Kommunikationssysteme allgemein anwendbar, und sie ist insbesondere im Zusammenhang mit zellularen TDMA- (Zeitvielfachzugriffs- Kommunikationssystemen), die mit dem EIA/TIA-Dokument IS-54-B: Cellular System Dual-Mode Mobile Station-Base Station Compatibility Standard (Rev. B) kompatibel sind, anwendbar und wird in diesem Zusammenhang beschrieben. Aus Gründen der Bequemlichkeit und Kürze wird ein derartiges System nachfolgend einfach als ein IS- 54-System bezeichnet. In einem derartigen System werden Daten in Zeitschlitzen übertragen, die jeweils ein Synchronisationswort von 14 Symbolen gefolgt von einer Informationsfolge umfassen. Das Synchronisationswort wird unter anderem zur Erleichterung der Trägerrückgewinnung verwendet. Die Art und Weise, wie die Trägerrückgewinnung gerätemäßig ausgeführt wird, hat eine direkte Auswirkung auf die Betriebsleistung des Systems.
In zellularen Kommunikationssystemen wird die Trägerrückgewinnung durch Schwund und Störungen oder Rauschen erschwert. Obwohl übliche PLL- (phasengeregelte) Trägerrückgewinnungssysteme gut bekannt sind und in weitem Umfang in. Funk- Kommunikationssystemen verwendet werden, verhalten sie sich nicht in befriedigender Weise in Störungen (oder ein niedriges SNR-(Signal-/Rauschverhältnis) aufweisenden) und Schwunderscheinungen aufweisenden Kanalumgebungen, wie sie in zellularen Kommunikationssystemen auftreten können.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 498 704 (US-Patent 5 337 331) offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Demodulation von phasenumgetasteten Signalen, bei dem bzw. bei der eine Phasenabschätzung auf der Grundlage einer Folge von Bezugssymbolen am Beginn jedes Datenblockes in Verbindung mit einer PLL zweiter Ordnung durchgeführt wird. Die PLL 20 zweiter Ordnung arbeitet an einem phasenkorrigierten Signal Vk, das durch eine Multiplikation 12 in der Phasenabschätzstufe 10 erzeugt wird.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 551 081 (US-Patent 5 475 710) bezieht sich auf einen adaptiven Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrer, der den Kanal nach einem anfänglichen Training verfolgt, wobei rückgekoppelte und gegengekoppelte Transversalfilter mit Anzapfungen verwendet werden, deren Koeffizienten in adaptiver Weise abgeglichen werden.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 349 064 (US-Patent 5 151 925) offenbart ein Verfahren zur kohärenten Demodulation für ein digital moduliertes Signal, bei dem eine Anfangsphase aus einem Bezugssignal unter Verwendung eines linearen Regressionsverfahrens abgeschätzt wird.
Ein Ziel dieser Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer verbesserten Vorrichtung zur Verwendung bei der Trägerrückgewinnung unter Verwendung eines bekannten Synchronisationswortes in einem empfangenen Kommunikationssignal.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung schafft ein Verfahren zur Trägerrückgewinnung unter Verwendung eines bekannten Synchronisationswortes in einem empfangenen Kommunikationssignal, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: Abschätzen eines komplexen Schwundfaktors, der die Information der Trägerphase beinhaltet, aus Symbolen des Synchronisationswortes unter Verwendung des Fehlerquadratverfahrens, und Abschätzen der Trägerphase aus dem komplexen Schwundfaktor unter Verwendung eines Mittelwertbildungsverfahrens.
Der Schritt des Abschätzens des komplexen Schwundfaktors umfaßt zweckmäßigerweise die Durchführung einer einstufigen optimalen Abschätzung unter Verwendung bekannter Symbole des Synchronisationswortes und von Nullwerten für unbekannte Symbole benachbart zu dem Synchronisationswort.
Der Schritt der Abschätzung der Trägerphase kann die Schaffung eines rekursiven Mittelwertes oder eines gleitenden Mittelwertes des komplexen Schwundfaktors umfassen, oder er kann eine Kalman-Filterung des komplexen Schwundfaktors umfassen. Im letzteren Fall können ein Amplitudenfaktor und eine Frequenzverschiebung des komplexen Schwundfaktors ebenfalls abgeschätzt werden, und die Kalman-Filterverstärkung kann rekursiv aus der abgeschätzten Trägerphase, dem Amplitudenfaktor und der Frequenzverschiebung abgeschätzt werden.
Die Erfindung schafft weiterhin eine Vorrichtung zur Verwendung bei der Trägerrückgewinnung aus einem empfangenen Kommunikationssignal, das ein bekanntes Synchronisationswort einschließt, wobei die Vorrichtung folgendes umfaßt: eine Lineartransformationseinheit, die auf Abtastproben des empfangenen Signals und auf ein Abtastverzögerungssignal anspricht, um aus abgetasteten Symbolen des Synchronisationswortes einen komplexen Schwundfaktor abzuschätzen, der Informationen der Trägerphase beinhaltet, wobei ein Fehlerquadrat-Kriterium verwendet wird; eine Mittelwertbildungseinheit zur Erzeugung eines Mittelwertes des komplexen Schwundfaktors; und eine Einheit zur Erzeugung eines Argumentes des Mittelwertes zur Bildung einer abgeschätzten Trägerphase für die Trägerrückgewinnung. Die Einheiten können zweckmäßigerweise durch Funktionen von zumindest einem digitalen Signalprozessor gebildet sein.
Das Fehlerquadrat-Kriterium und die erweiterte Kalman-Filterung sind beispielsweise aus M.H.A. Davis und R.B. Vinter "Stochastic Modeling and Control", Chapman and Hall, London 1985, bekannt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen:
Fig. 1 schematisch ein Blockschaltbild von Teilen eines digitalen Funk- Kommunikationsempfängers zeigt,
Fig. 2, 3 und 4 schematisch Trägerrückgewinnungsanordnungen gemäß Ausführungsformen dieser Erfindung zeigen, und
Fig. 5 und 6 graphische Darstellungen sind, die die relativen Betriebsleistungen der Trägerrückgewinnungsanordnungen zeigen.

Ausführliche Beschreibung

Die folgende Beschreibung liefert zunächst ein Modell für ein IS-54-System und beschreibt dann Verfahren zur Trägerrückgewinnung gemäß Ausführungsformen der Erfindung. Die physikalischen Ausführungen der Trägerrückgewinnungsanordnungen zur Durchführung dieser Verfahren und ihre relativen Betriebsleistungen werden dann unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Obwohl diese ausführliche Beschreibung sich speziell auf ein IS-54-System bezieht, sei hervorgehoben, daß dies lediglich ein Beispiel darstellt, und daß die Erfindung auf andere Kommunikationssysteme anwendbar ist.

Signal- und Beobachtungsmodelle

Ein IS-54-System verwendet π/4-verschobene DQPSK- (differenzielle Vierphasen- Umtast-) Signalsymbole, die durch die folgenden Gleichungen beschrieben werden können:
sk = sk-1·wk wk = (Θk + jθk)/ 2 k = 1, 2, 3, ... 1
worin k eine positive ganze Zahl ist, die das Symbol sk identifiziert, wk ein komplexer Wert ist, der eine Binärinformation mit Real- und Imaginärteilen Θk bzw. θk darstellt, wobei Θk, θk {-1,1} ist, (d.h. jedes der Θk und k ist einer eines Satzes von Werten -1 und 1, d.h. er ist entweder -1 oder 1), und sk = 1 für jedes k ist (d.h. die Amplitude von sk ist 1).
Bei einer Abtastung in der üblichen Weise mit dem Doppeltender Symbolrate hat ein diskretes Beobachtungsmodell der empfangenen Signalabtastproben die folgende Formel:
y2k-1 = U2k-1( sjg((k - i)T - τ - T/2) + η2k-1 (2)
Y2k = U2k( sjg((k - i)T - τ - T/2) + η2k (3)
worin y2k-1 und y2k die zwei komplexen Signalabtastproben in einem Symbolraum k sind, i und m ganze Zahlen sind, wobei 2 m die Anzahl von Symbolen ist, die zur Zwischensymbol-Störung (151) indem Modell beitragen, T der Symbolabstand ist, τ eine Abtastverzögerung (Periode zwischen optimalen und tatsächlichen Abtastzeiten) in dem Symbolraum k ist und in dem Bereich von -T/2 bis T/2 liegt, U2k-1 und U2k unbekannte komplexe Schwundfaktoren während des Symbolraumes k sind, g(t) die Impulsantwort der Kanalfilter (der kombinierten Sende- und Empfangsfilter) ist, die durch die Gleichung
gegeben ist, wobei a der Filterflankenabfall-Koeffizient ist und η2k-1 und η2k komplexe Gauß'sche zufällige Variablen mit einem Null-Mittelwert und einer Varianz von 2σ sind, wobei σ die Varianz sowohl der Real- als auch der Imaginärteile des Rauschens ist.
Diese Ausdrücke beschreiben die Signal- und Beobachtungsmodelle, die zur Ableitung des Trägerrückgewinnungsalgorithmus verwendet werden, wie er weiter unten beschrieben wird.

Trägerrückgewinnungsverfahren

Es wird aus Bequemlichkeitsgründen angenommen, daß m = 2 ist und daß die komplexen Schwundfaktoren U2k-1 und Uk2 während des Symbolraumes die gleichen sind, die jeweils durch das Produkt eines Amplitudenfaktors Ak und einer Trägerphasenverschiebung ejxk dargestellt sind. Unter Verwendung des Suffix o,k bzw. e,k (für ungerade bzw. gerade Abtastproben in dem Symbolraum k) anstelle von zwei k-1 bzw. 2k wird aus den Gleichungen (2) und (3) folgendes:
wobei ηo,k und ηe,k komplexe Gauß'sche zufällige Variablen mit einem Null-Mittelwert und einer Korrelationscharakteristik sind, der durch die folgenden Gleichungen gegeben ist:
E{ηo,kη'o,n} = E{ηe,kη'e,n} = 2σ g((k - n)T) (6)
E{ηe,kη'o,n} = 2σ g((k - n)T - T/2) (7)
worin n eine ganze Zahl ist und das Strichsymbol die konjugierte Transponierte anzeigt.
Das Ziel des Trägerrückgewinnungsverfahrens besteht in der Abschätzung der Phase xk aus den empfangenen Signalabtastproben yo,k und ye,k während des Synchronisationswortes, d.h. für Werte von k von 1 bis N = 14 (der Anzahl der Symbole in dem Synchronisationswort. Dies erfolgt in zwei Stufen, wie dies weiter unten beschrieben wird, wobei die erste Stufe eine Abschätzung des komplexen Schwundfaktors umfaßt und die zweite Stufe einen Mittelwertbildungsprozeß umfaßt.

Abschätzung des komplexen Schwundfaktors

Wie dies weiter oben beschrieben wurde, hat der komplexe Schwundfaktor die Form Akejxkk Wenn rechteckige Klammern eine Matrix bezeichnen und T die konjugierte Transponierte der Matrix darstellt, und wenn folgendes gesetzt wird:
Dk = Akejxk; Sk = [sk-2 sk-1 sk sk+1 sk+2];
Ge = [g(2T + τ) g(T + τ) g(τ) g(T - τ) g(2T - τ)]T;
dann ist Yk = Dk Tk + λk, k = 1 ... N (8)
worin Dk der komplexe Schwundfaktor ist, der Informationen des Amplitudenfaktors Ak und der Trägerphase xk beinhaltet, und worin λk ein Rauschvektor mit der folgenden Korrelationsmatrix ist:
worin das Strichsymbol ' wiederum die konjugierte Transponierte anzeigt.
Unter der Annahme, daß Tk bekannt ist, d.h. daß τ und Sk bekannt ist, so kann eine einstufige optimale Abschätzung k (abgeschätzte Werte werden nachfolgend durch ein Zirkumflex-Symbol ^ bezeichnet) des komplexen Schwundfaktors Dx auf der Grundlage des Fehlerquadrat-Kriteriums wie folgt gewonnen werden:
Die Abtastverzögerung τ wird in dem Prozeß der Zeitsteuerungs-Rückgewinnung bestimmt oder abgeschätzt. Sk und damit der Vektor Tk ist lediglich für Werte von k von 3 bis N - 2 = 12 vollständig bekannt, weil die Synchronisationsworte bekannt sind, Symbole benachbart zum Synchronisationswort jedoch unbekannt sind. Für die Abschätzung in der Gleichung (9) werden den zwei dem Synchronisationswort vorhergehenden unbekannten Symbolen und den beiden dem Synchronisationswort folgenden unbekannten Symbolen Werte von Null gegeben, so daß:
S&sub1; = [0 0 s&sub1; s&sub2; s&sub3;]; S&sub2; = [0 s&sub1; s&sub2; s&sub3; s&sub4;];
S&sub1;&sub3; = [s&sub1;&sub1; s&sub1;&sub2; s&sub1;&sub3; s&sub1;&sub4; 0]; und S&sub1;&sub4; = [s&sub1;&sub2; s&sub1;&sub3; s&sub1;&sub4; 0 0]

Mittelwertbildungsprozeß

Für die Trägerrückgewinnung wird eine Abschätzung mit k der Trägerphase xk aus der Abschätzung k des komplexen Schwundfaktors unter Verwendung eines Mittelwertbildungsprozesses abgeleitet. Bei den verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung, wie sie weiter unten beschrieben werden, kann der Mittelwertbildungsprozeß einen rekursiven Mittelwert oder einen gleitenden Mittelwert schaffen, oder es kann ein dynamischer Mittelwertbildungsprozeß sein, der durch eine Kalman-Filterung gebildet ist.

Rekursive und gleitende Mittelwerte

Wenn eine komplexe Variables für das Symbol k als Fk bezeichnet wird, wobei diese Variable aus der Abschätzung k abgeleitet wird, so ist die Trägerphasen-Abschätzung k durch k = arg (Fk) gegeben:
Zur Schaffung eines rekursiven Mittelwertes ist Fk definiert durch:
Fk = k für k = 1
Fk = k + h Fk-1 für k = 2 ... N (10)
worin 0 ≤ h ≤ 1 ist und h ein mittelnder Speicherfaktor ist. Ein wünschenswerter Wert von h kann durch eine Simulation bestimmt werden, mit einem Kompromiß zwischen einer Mittelwertbildung über größere Anzahlen von Symbolen (h geht gegen 1) und einer Verringerung der kumulativen Effekte der Abschätzrauscheffekte von Phasenschwankungen zwischen unterschiedlichen Symbolen (h geht gegen 0). Bei der relativ kleinen Anzahl N = 14 von Symbolen in dem Synchronisationswort in einem IS-54- System erscheint der erstere Faktor dominierend zu sein, und ein Wert von h = 1 erscheint optimal zu sein, doch können kleinere Werte (beispielsweise h = 0,75 oder h = 0,5) können alternativ verwendet werden, und sie können insbesondere bei Systemen mit längeren Synchronisationsworten oder einem höheren SNR bevorzugt werden.
Für einen gleitenden Mittelwert wird die Mittelwertbildung an dem Symbol k sowie an einer ganzzahligen Anzahl L von Symbolen auf jeder Seite des Symbols k (d.h. vor und nach dem Symbol k) durchgeführt, und damit an einem gleitenden Fenster von 2L + 1 Symbolen, die auf dem Symbol k zentriert sind, wobei den einzelnen Symbolen in dem Fenster gewünschte Bewertungsfaktoren gegeben werden. Somit ist in diesem Fall Fk definiert durch:
Fk = wi
worin wi der Bewertungsfaktor für die Abschätzung i ist, wobei wi = 0 und i = 0 für i < 1 und für i > N ist. Verschiedene Fenstergrößen und Bewertungsschemas können verwendet werden. Beispielsweise kann die Fenstergröße durch L = 5 bestimmt werden, mit einem Bewertungsschema, bei dem die Bewertungen über das Fenster hinweg gleich sind, linear mit der Entfernung von dem Mittelpunkt des Fenster abnehmen oder eine Abnahme zweiter Ordnung mit der Entfernung von der Mitte des Fensters aufweisen. Diese Bewertungsschemas werden durch die Bewertungen W0i, W1i bzw. W2i, bezeichnet, wobei diese von Null abweichenden Bewertungsfaktoren jeweils durch folgendes gegeben sind:
wi = W0i = 1
wi, = W1i = (1 - ( i - k /2L))
wi = W2i = (1 -( i - k(/2L))²
In jedem dieser Fälle hat das Symbol k an der Mitte des Fensters die Bewertung von 1. Ein optimales Bewertungsschema (andere Schemas können statt dessen verwendet werden) kann durch Simulation bestimmt werden. Für das Synchronisationswort in einem IS-54-System scheinen bei L = 5 die besten Ergebnisse mit dem Schema erzeugt zu werden, das gleiche Werte W0i = 1 hat.

Kalman-Filterung

Eine einstufige Abschätzung k ist durch die Gleichung
k = Ak ejxk + uk (12)
gegeben, worin uk ein Gauß'scher Prozeß mit einem Null-Mittelwert und einer Varianz 2σ k = 2σ k ist.
Wenn k als neue Beobachtungsvariable yk umgeschrieben wird und angenommen wird, daß der Amplitudenfaktor Ak und die Frequenzverschiebung Δxk während der Beobachtung konstant sind, so wird ein neues Beobachtungsmodell durch die folgenden Gleichungen definiert:
yk = Ak ejxk + uk k = 1, 2, 3, ...
Ak = Ak-1
xk = xk-1 + Δxk-1 + ξk (13)
Δxk = Δxk-1
worin ξk ein Gauß'scher Prozeß mit einem Null-Mittelwert und einer Varianz von 2σ ist, die die Phasenschwankungen des empfangenen Signals modellieren.
Unter Verwendung der folgenden Ersetzungen:
wird das neue Beobachtungsmodell der Gleichungen (13) zu:
Dk = Dk-1 zk-1 ejξk (15)
zk = zk-1
yk = Dk + uk
und es kann in der folgenden Kurzform umgeschrieben werden:
Φk = f(Φk-1, ξk)
yk = H Φk + uk (16)
worin
ist
Ein Erweitern der Funktion f(Φk, ξk) im Taylor-Serien-Format erster Ordnung (an Variablen Φk-1 und ξk-1 am Punkt ( k,0) ergibt:
und die Jacobi-Matrix kann in der folgenden Form ausgedrückt werden:
Entsprechend kann ein linearisiertes indirektes Modell wie folgt ausgedrückt werden:
Φk = Wk Φk-1 + Ck + Λk (18)
yk = H Φk + uk
worin:
Die Anwendung der Kalman-Filtertheorie auf das Modell der Gleichung (18) ergibt einen rekursiven Abschätzalgorithmus für die indirekte Variable Φk:
Pk = Wk Rk W'k + Bk
Kk = Pk H'(H Pk H' + 2σ kI)&supmin;¹
Rk = Pk - Kk H Pk
k ≥ 2
worin I die Einheitsmatrix ist und mit den Anfangsbedingungen:
Aus den Gleichungen (14) ist zu erkennen, daß die abgeschätzte indirekte Variable k einen abgeschätzten Amplitudenfaktor k eine abgeschätzte Trägerphase k und eine abgeschätzte Frequenzverschiebung Δ k aus den folgenden Gleichungen ergibt:
k = k(1) (20)
k = arg( k(1)) (21)
Δ k = arg( k(2)) (22)
Die gerätemäßige Ausführung des Kalman-Filterprozesses, der einen dynamischen Mittelwertbildungsprozeß darstellt, wie er weiter oben beschrieben wurde, erfordert insgesamt ungefähr 40 komplexe Additionen/Multiplikationen und eine reale Division pro Abtastprobe, und er kann in zweckmäßiger Weise in einer integrierten digitalen Signalverarbeitungs- (DSP-) Schaltung ausgeführt werden. Der Kalman-Filterprozeß hat den Vorteil, daß er Abschätzungen des Amplitudenfaktors und der Frequenzverschiebungen sowie der Trägerphase liefert, wie dies für die Trägerrückgewinnung erforderlich ist, erfordert jedoch beträchtlich mehr Rechenarbeit als die Prozesse mit einem rekursiven Mittelwert und einem gleitenden Mittelwert, die in gleicher Weise in einer integrierten DSP-Schaltung ausgeführt werden können.

Gerätemäßige Ausführungsform

Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen zeigt Fig. 1 im Blockschaltbild Teile eines digitalen Funk-Kommunikationsempfängers, bei dem ein digitales Funk- Kommunikationssignal über eine RF-(Hochfrequenz-) Schaltung 20 eines Empfängers einem Abwärts-Wandler 22 zugeführt wird, um ein Signal zu erzeugen, das mit dem doppelten der Symbolrate, d.h. mit einer Abtastperiode von T/2 in einer Abtastschaltung 24 abgetastet wird, wobei die Abtastproben durch einen A/D-(Analog- /Digital-) Wandler 26 in Digitalformat umgewandelt werden. Die digitalisierten Abtastproben werden in einem Interpolator 28 entsprechend einer zurückgewonnenen abgeschätzten Abtastverzögerung k interpoliert, um Abtastproben Yk zu abgeschätzten optimalen Abtastzeiten zur weiteren Verarbeitung zu erzeugen. Die abgeschätzte Abtastverzögerung k stellt die Abtastverzögerung τ für das Symbol k dar. Als Alternative zur Verwendung des Interpolators 28 könnte die abgeschätzte Abtastverzögerung k direkt verwendet werden, um die Abtastzeit der Abtastschaltung 24 zu steuern. Der Interpolator 28 bildet einen Teil von digitalen Schaltungen 30, die zweckmäßigerweise in einer integrierten DSP-Schaltung ausgebildet sind, die außerdem einen Zeitsteuer-Rückgewinnungs- und Rahmensynchronisationsblock 32, einen Trägerrückgewinnungsblock 34 und eine Restphasenkorrekturschaltung 36 einschließt. Die Abtastproben Yk von dem Interpolator 28 werden als ein Eingangssignal den Blöcken 32, 34 und 36 zugeführt. Der Zeitsteuer-Rückgewinnungs- und Rahmensynchronisationsblock 32 wird hier nicht weiter beschrieben, kann jedoch die abgeschätzte Abtastverzögerung k in irgendeiner geeigneten Weise erzeugen.
Nicht perfekte Eigenschaften des Abwärts-Wandlers 22, Signalreflexionen und Doppeleffekte aufgrund der Bewegung des Empfängers führen dazu, daß das dem Trägerrückgewinnungsblock zugeführte Signal eine Rest- oder Fehler- Trägerphasenkomponente aufweist, die von der Rest-Trägerphasenkorrekturschaltung 36 entsprechend der abgeschätzten Trägerphase k beseitigt wird, die von dem Trägerrückgewinnungsblock 34 gemäß einem der vorstehend beschriebenen Mittelwertbildungsprozesse erzeugt wird. Zu diesem Zweck wird dem von dem Block 32 zugeführt. Wie dies in der Einleitung ausgeführt wurde, hat die Wirksamkeit der Trägerrückgewinnung eine direkte Auswirkung auf die Betriebsleistung des Kommunikationssystems. Eine präzise Trägerrückgewinnung ist insbesondere für Kommunikationssysteme erforderlich, die eine kohärente Detektion verwenden, was den Vorteil einer Betriebsleistungsverbesserung von 3 dB gegenüber einer nichtkohärenten Detektion ergibt, doch erleichtert die Erfindung die Trägerrückgewinnung in jedem Fall.
Fig. 2 zeigt eine DSP-Anordnung von Teilen des Trägerrückgewinnungsblockes 34 zur gerätemäßigen Ausführung der Trägerrückgewinnung gemäß dem rekursiven Mittelwertbildungsprozeß, der weiter oben beschrieben wurde. Die Anordnung umfaßt Verzögerungseinheiten 40 und 42, die jeweils eine Verzögerung von T/2 ergeben, Abtasteinrichtungen 44 und 46 jeweils mit einer Abtastperiode T, eine Lineartransformationseinheit 48, eine rekursive Mittelwertbildungseinheit 50, die in einer gestrichelten Umrandung gezeigt ist, und eine Einzeit 52 zur Schaffung einer argO-Funktion. Die Mittelwertbildungseinheit 50 umfaßt eine Summierfunktion 54, eine Verzögerungseinheit 56, die eine Verzögerung von einer Symbolperiode T ergibt, und eine Multiplikationsfunktion 58.
Jede Symbol-Abtastprobe Yk wird aufeinanderfolgend in den Verzögerungseinheiten 40 und 42 verzögert, deren Ausgangssignale erneut durch die Abtastschaltungen 44 bzw. 46 abgetastet werden, um an ihren Ausgängen die empfangenen Synchronisationswort-Symbolabtastproben Yo,k und Ye,k zu erzeugen, die weiter oben anhand der Gleichungen (4) und (5) erläutert wurden. Der Lineartransformationseinheit 48 werden diese Abtastproben Yo,k und Ye,k sowie die abgeschätzte Abtastverzögerung k zugeführt, und dies ist derart angeordnet, daß eine einstufige Fehlerquadrat- Abschätzung durchgeführt wird, um die Abschätzung k des komplexen Schwundfaktors gemäß der vorstehenden Gleichung (9) zu erzeugen. Die rekursive Mittelwertbildungseinheit 50 ist so ausgebildet, daß sie die komplexe Variable Fk entsprechend der vorstehenden Gleichung (10) erzeugt, und die Einheit 52 ist so ausgebildet, daß sie das Argument dieser komplexen Variablen Fk bestimmt und damit die gewünschte Abschätzung k der Trägerphase liefert, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Die Einheit 52 kann beispielsweise eine Recheneinheit oder eine Nachschlagetabelle in einem Speicher umfassen.
In der rekursiven Mittelwertbildungseinheit 50 werden den Eingängen der Summierfunktion 54 die derzeitige Abschätzung k des komplexen Schwundfaktors und der vorhergehende Ausgang Fk-1 der Funktion 54 verzögert um T in der Verzögerungseinheit 56 und in der Multiplikationsfunktion 58 mit dem Faktor h multipliziert zugeführt, um den laufenden Ausgang Fk gemäß der Gleichung (10) zu erzeugen. Es ist zu erkennen, daß im Fall von h = 1 die Multiplikationsfunktion 58 fortgelassen werden kann.
Die rekursive Mittelwertbildungseinheit 50 in der Anordnung nach Fig. 2 kann durch eine gleitende Mittelwertbildungseinheit, wie sie beispielsweise in Fig. 3 dargestellt ist, ersetzt werden, um die Trägerrückgewinnung unter Verwendung des gleitenden Mittelwertbildungsprozesses gemäß der vorstehenden Gleichung (11) auszuführen. Die gleitende Mittelwertbildungseinheit nach Fig. 3 schließt ein Schieberegister 60 ein, das als Seriell-/Parallel-Wandler mit Verzögerungsstufen arbeitet, die jeweils eine Verzögerung von T ergeben; und liefert 2L+1 parallele Ausgangs-Abschätzwerte k+L des k-L des komplexen Schwundfaktors, der von der Lineartransformationseinheit 48 in Fig. 2 innerhalb des gleitenden Mittelwertbildungs-Fensters geliefert wird. Die gleitende Mittelwertbildungseinheit nach Fig. 3 schließt weiterhin 2L+1 Multiplikationsfunktionen 62 ein, die jeweils so angeordnet sind, daß sie einen jeweiligen dieser parallelen Ausgangsabschätzwerte mit dem entsprechenden Bewertungsfaktor entsprechend dem ausgewählten Bewertungsschema multiplizieren, wie dies weiter oben beschrieben wurde, sowie eine Summierfunktion 64, die so angeordnet ist, daß sie die resultierenden 2L+1-Produkte summiert, um die komplexe Variable Fk zu erzeugen, die der Einheit 52 nach Fig. 2 zugeführt wird. Es ist zu erkennen, daß unter Verwendung des gleichen Bewertungsschemas WO, wie es weiter oben beschrieben wurde, bei dem alle Bewertungsfaktoren 1 sind, die Multiplikationsfunktionen 62 fortgelassen werden können.
Es ist zu erkennen, daß abgesehen von der einen gleitenden Mittelwert bildenden Einheit nach Fig. 3 irgendeine andere gewünschte Mittelwertbildungs- oder Tiefpaßfilterungs- oder Integrations-Einheit anstelle der rekursiven Mittelwertbildungeinheit 50 verwendet werden kann. Insbesondere können die Mittelwertbildungseinheit 50 und die Einheit 52 durch eine Kalman-Filtereinheit 70 ersetzt werden, wie dies weiter unten anhand der Fig. 4 beschrieben wird. Die Kalman-Filterung ist ein dynamischer Mittelwertbildungsprozeß (d.h. die Verstärkungen des Kalman-Filters werden dynamisch in einer rekursiven Weise geändert), und es ist zu erkennen, daß irgendein anderer dynamischer Mittelwertbildungsprozeß stattdessen verwendet werden könnte. Weiterhin ist es zu erkennen, daß das Kalman-Filter so ausgebildet werden könnte, daß es konstante Verstärkungsfaktoren hat, wodurch die Berechnung der Kalman-Filterverstärkungen für jedes Symbol, wie in der Einheit 70, vermieden werden kann, die weiter unten beschrieben wird.
Fig. 4 zeigt die Kalman-Filtereinheit 70, die anstelle der Einheiten 50 und 52 nach Fig. 2 verwendet werden kann. In Übereinstimmung mit der vorstehenden Schreibweise für den Kalman-Filterprozeß wird der Ausgang k der Lineartransformationseinheit 48 in Fig. 2 als ein Eingang yk der Einheit 70 zugeführt. Die Einheit 70 umfaßt einen Subtrahierer 71, Multiplizierer 72-74, Addierer 25 und 76, Verzögerungseinheiten 77 und 78, die jeweils eine Verzögerung von einer Symbolperiode T ergeben, nichtlineare Transformationseinheiten 79 und 80 und eine Kalman-Filter-Verstärkungsberechnungseinheit 81.
Der Eingang yk wird einem additiven Eingang des Subtrahierers 71 zugeführt, und ein Ausgang der Verzögerungseinheit 77 wird einer subtraktiven Einheit des Subtrahierers 71 zugeführt, dessen Ausgang den Multiplizierern 72 und 73 zugeführt wird, um mit den jeweiligen Kalman-Filterverstärkungen Kk(1) und Kk(2) multipliziert zu werden, die für das derzeitige Symbol k von der Verstärkungsberechnungseinheit 81 geliefert werden. Der Ausgang des Multiplizierers 72 wird einem Eingang des Addierers 75 zugeführt, dessen anderen Eingang der Ausgang des Multiplizierers 74 zugeführt wird. Der Ausgang des Addierers 75 bildet eine abgeschätzte Komponente k(1) = k (gemäß der vorstehenden Gleichung (14)) der abgeschätzten indirekten Variablen k und wird einem Eingang der nichtlinearen Transformationseinheit 79 und der Verzögerungseinheit 77 zugeführt, deren Ausgang außerdem einem Eingang des Multiplizierers 74 zugeführt wird. Der Ausgang des Multiplizierers 73 wird einem Eingang des Addierers 76 zugeführt, dessen Ausgang die abgeschätzte Komponente k(2) = k (gemäß der vorstehenden Gleichung (14)) der abgeschätzten indirekten Variablen k bildet. Dieser Ausgang wird einem Eingang der nichtlinearen Transformationseinheit 80 und der Verzögerungseinheit 78 zugeführt, deren Ausgang einem weiteren Eingang des Multiplizierers 74 und einem weiteren Eingang des Addierers 76 zugeführt wird.
Die Einheit 70 führt somit eine erweiterte Kalman-Filterung an dem abgeschätzten komplexen Schwundfaktor aus, um die abgeschätzte indirekte Variable k zu erzeugen, die die beiden abgeschätzten Komponenten k(1) und k(2) gemäß der dritten Zeile der vorstehenden Gleichungen (19) umfaßt. Die nichtlineare Transformationseinheit 79 erzeugt aus der Abschätzung k(1) den abgeschätzten Amplitudenfaktor k gemäß der vorstehenden Gleichung (20) und die abgeschätzte Trägerphase k gemäß der vorstehenden Gleichung (21), und die nichtlineare Transformationseinheit 80 erzeugt die abgeschätzte Frequenzverschiebung Δ k gemäß der vorstehenden Gleichung (22). Diese Abschätzwerte werden der Verstärkungsberechnungseinheit 81 zugeführt, um die Kalman-Filterverstärkungen Kk+1(1) und Kk+1(2) zur rekursiven Verwendung für das nächste Symbol k+1 entsprechend der zweiten Zeile der vorstehenden Gleichungen (19) zu berechnen. Ähnlich wie die Einheiten 52 nach Fig. 2 können die nichtlinearen Transformationseinheiten 79 und 80 Berechnungseinheiten oder Nachschlagetabellen in einem Speicher umfassen.
Obwohl lediglich die abgeschätzte Trägerphase k für die Trägerrückgewinnung erforderlich ist, wie dies aus der vorstehenden Beschreibung zu sehen ist, erzeugt der Kalman-Filterprozeß weiterhin den abgeschätzten Amplitudenfaktor k und die abgeschätzte Frequenzverschiebung Δ k, die außerdem für andere Zwecke verwendet werden können. Unabhängig davon, welcher Mittelwertbildungsprozeß verwendet wird, kann der Trägerrückgewinnungsprozeß allein oder in Kombination mit Zeitsteuer-Rückgewinnungs- und/oder Rahmensynchronisationsprozessen gerätemäßig ausgeführt werden.
Die Fig. 5 und 6 sind graphische Darstellungen, die Simulationen der relativen Betriebsleistungen der Trägerrückgewinnungsanordnungen für einen schwundfreien Kanal bzw. einen Rayleigh-Schwund aufweisenden Kanal in jedem Fall für ein SNR von 10 dB. Der einen Rayleigh-Schwund aufweisende Kanal stellt ein IS-54 mit einer Trägerfrequenz von 900 MHz für ein mobiles Endgerät dar, das sich mit einer Geschwindigkeit von 120 km pro Stunde bewegt. In jedem Fall ist die Phasenfehler- Varianz in rad² als Funktion der Symbolnummer in dem Synchronisationswort gezeigt.
Eine Linie 94 in Fig. 5 und eine Linie 99 in Fig. 6 gelten für eine Trägerrückgewinnungsanordnung unter Verwendung der Kalman-Filterung, wie sie weiter oben anhand der Fig. 4 beschrieben wurde. Eine Linie 92 in Fig. 5 und eine Linie 97 in Fig. 6 gelten für eine Trägerrückgewinnungsanordnung unter Verwendung der rekursiven Mittelwertbildung, wie sie weiter oben anhand der Fig. 2 beschrieben wurde, wobei h = 1 ist. Es ist zu erkennen, daß dies eine vergleichbare oder geringfügig bessere Betriebsleistung verglichen mit den Kalman-Filteranordnungen ergibt, und zwar mit einer Berechnungskompliziertheit, die stark verringert ist, weil die rekursive Mittelwertbildungseinheit 50 sehr einfach gerätemäßig ausgeführt werden kann. Eine Linie 93 in Fig. 5 und eine Linie 98 in Fig. 6 gelten für eine Trägerrückgewinnungsanordnung unter Verwendung eines gleitenden Mittelwertes, wie dies weiter oben anhand der Fig. 3 beschrieben wurde, wobei L = 5 ist, und mit gleichen Bewertungen W0. Wie dies zu erkennen ist, ergibt dies eine noch bessere relative Betriebsleistung, mit einer Kompliziertheit, die größer als die der rekursiven Mittelwertbildungsanordnung, jedoch kleiner als die der Kalman-Filteranordnung ist.
Simulationsergebnisse haben gezeigt, daß es Trägerrückgewinnungsanordnungen gemäß der Erfindung ermöglichen, daß eine Trägerrückgewinnung mit einem geringen mittleren Phasen- und Frequenzfehler für relativ niedrige Werte von SNR erzielt werden kann, und dies wird gut innerhalb der 14 Symbole der Synchronisationswortfolge in einem IS-54-System erreicht. Diese Ergebnisse ergeben eine Verbesserung von mehr als 10 dB gegenüber Techniken mit phasengeregelten Schleifen, wie sie traditionell für die Trägerrückgewinnung verwendet wurden.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der Erfindung ausführlich beschrieben wurden, ist zu erkennen, daß vielfältige Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, wie er in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

1. Verfahren zur Trägerrückgewinnung unter Verwendung eines bekannten Sync- (Synchronisations-) Wortes in einem empfangenen Kommunikationssignal, das den Schritt der Abschätzung, aus Symbolen des Synchronisationswortes, eines komplexen Schwundfaktors k umfaßt, der Informationen der Trägerphase beinhaltet, unter Verwendung des Fehler, Draht-Kriteriums, gekennzeichnet durch den Schritt der Abschätzung der Trägerphase ( k) aus dem komplexem Schwundfaktor unter Verwendung eines Mittelwertbildungsprozesses (50).

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt der Abschätzung des komplexen Schwundfaktors ( k) die Ausführung einer einstufigen optimalen Abschätzung (48) unter Verwendung bekannter Symbole des Synchronisationswortes und von Null-Werten für unbekannte Symbole benachbart zu dem Synchronisationswort umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt der Abschätzung der Trägerphase ( k) die Schaffung (54, 56, 58) eines rekursiven Mittelwertes (Fk) des komplexen Schwundfaktors ( k) umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt der Abschätzung der Trägerphase ( k) die Schaffung (60, 62, 64) eines gleitenden Mittelwertes (Fk) des komplexen Schwundfaktors ( k) umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt der Abschätzung der Trägerphase ( k) die Kalman-Filterung (70) des komplexen Schwundfaktors ( k) umfaßt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, das weiterhin den Schritt der Abschätzung eines Amplitudenfaktors k und einer Frequenzverschiebung (Δ k) des komplexen Schwundfaktors ( k) umfaßt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, das weiterhin den Schritt der rekursiven Bestimmung der Kalman-Filterverstärkung (81) aus der abgeschätzten Trägerphase ( k), dem Amplitudenfaktor ( k) und der Frequenzverschiebung (Δ k) umfaßt.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-7, bei dem der Schritt der Abschätzung der Trägerphase ( k) die Bildung (52) eines Argumentes des Mittelwertes (Fk) des komplexen Schwundfaktors ( k) umfaßt.

9. Vorrichtung zur Verwendung bei der Trägerrückgewinnung aus einem empfangenen Kommunikationssignal, das ein bekanntes Sync-(Synchronisations-) Wort einschließt, wobei die Vorrichtung eine Lineartransformationseinheit (48) umfaßt, die auf Abtastproben (Yk) des empfangenen Signals und auf ein Abtastverzögerungsignal ( k) anspricht, um aus abgetasteten Symbolen des Synchronisationswortes einen komplexen Schwundfaktor ( k) abzuschätzen, der Informationen der Trägerphase beinhaltet, wobei das Fehlerquadrat-Kriterium verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung weiterhin folgendes umfaßt:

eine Mittelwertbildungseinheit (50) zur Erzeugung eines Mittelwertes (Fk) des komplexen Schwundfaktors, und

eine Einheit (52) zur Erzeugung eines Argumentes ( k) des Mittelwertes zur Bildung einer abgeschätzten Trägerphase zur Trägerrückgewinnung.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei dem die Mittelwertbildungseinheit eine rekursive Mittelwertbildungseinheit (54, 56, 58) umfaßt.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei dem die Mittelwertbildungseinheit eine gleitende Mittelwertbildungseinheit (60, 62, 64) umfaßt.

12. Vorrichtung nach Anspruch 9, nach dem die Mittelwertbildungseinheit ein Kalman-Filter (70) umfaßt.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, die weiterhin Funktionen (79, 80) umfaßt, die auf den gemittelten komplexen Schwundfaktor ( k) ansprechen, um Abschätzwerte eines Amplitudenfaktors ( k) und einer Frequenzverschiebung (Δ k) des komplexen Schwundfaktors zu erzeugen.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, die weiterhin eine Verstärkungsberechnungseinheit (81) umfaßt, die auf die abgeschätzte Trägerphase, den Amplitudenfaktor und die Frequenzverschiebung anspricht, um rekursiv die Verstärkung des Kalman-Filters zu bestimmen.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9-14, bei der die Lineartransformationseinheit, die Mittelwertbildungseinheit und die Einheit zur Erzeugung eines Argumentes durch Funktionen von zumindest einem digitalen Signalprozessor (30) gebildet sind.