DE69432172T2

DE69432172T2 - Verfahren und detektor zur differenziellen maximal-wahrscheinlichkeitsdetektion

Info

Publication number: DE69432172T2
Application number: DE69432172T
Authority: DE
Inventors: Fumiyuki Adachi; Tomohiro Dohi; Mamoru Sawahashi
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1993-06-04
Filing date: 1994-06-02
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2014-06-03
Also published as: WO1994029990A1; US5684832A; DE69432172D1; EP0671837A4; EP0671837A1; EP0671837B1

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Differenzdetektorverfahren zum differentiellen Detektieren eines als Phasendifferenzsequenz in einem Symbolintervall übertragenen digitalen Signals und zum Gewinnen einer decodierten Sequenz, insbesondere ein Differenzdetektorverfahren und einen Differenzdetektor dafür, die einer Maximum-Likelihood-Sequenzschätztechnik entsprechen.

Stand der Technik

Phasenmodulierte Wellen werden herkömmlicherweise durch kohärente Detektion und Differenzdetektion demoduliert. Bei der kohärenten Detektion reproduziert die Empfängerseite eine Trägerwelle als ein Referenzsignal, misst die Phase einer empfangenen Welle im Bezug auf das Referenzsignal und schätzt einen übertragenen Code ab. Da in diesem Fall die absolute Phase unbekannt ist, verwendet die Senderseite im Allgemeinen Phasendifferenzumtastmodulation (Differential Phase Shift Keying DPSK), die Information entsprechend der Änderung der Phase der Trägerwelle moduliert. Da das reproduzierte Referenzsignal nicht durch Rauschen und dergleichen beeinträchtigt ist, kann eine niedrige Fehlerrate erreicht werden.
Andererseits sind als Differenzdetektion, Phasendifferenzdetektion und Quadratur-Differenzdetektion umfangreich verwendet worden. Bei der Differenzdetektion wird die Referenzwelle aus einer empfangenen Welle mit einer Verzögerung von einem Symbolintervall erzeugt. Da somit keine Trägerwellenreproduktionsschaltung benötigt wird, kann die Detektorschaltung einfach aufgebaut sein, und die Detektionsoperation kann mit hoher Geschwindigkeit durchgeführt werden.
Infolgedessen ist die Differenzdetektion geeignet zum Empfangen eines Burst-Signals bei Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikation (TDMA). Da aber das Signal mit einer Verzögerung von einem Symbolintervall als Referenzsignal verwendet wird, neigt das Referenzsignal dazu, durch thermisches Rauschen und dergleichen beeinträchtigt zu werden. Die Fehlerrate der Differenzdetektion nimmt daher im Vergleich zu der der kohärenten Detektion ab. Infolgedessen wird, je nachdem, ob die Detektorschaltung kompliziert ist, das Burst-Signal empfangen wird, usw., entweder kohärente Detektion oder Differenzdetektion gewählt.
Z. B. beträgt für Vier-Phasen-DPSK bei einer Bitfehlerrate von 0,1% die Differenz des Bitenergie- Rausch-Verhältnisses (Eb/No) zwischen Differenzdetektion und kohärenter Detektion 1,8 dB. Um die Differenz zu verringern, ist eine Maximum-Likelihood-Quadratur-Differenzdetektion zum Abschätzen einer übertragenen Datensequenz vorgeschlagen worden, wie in Literatur 1. Der Quadraturdifferenzdetektor ist aufgebaut aus Verzögerungsvorrichtungen und Multiplizierern (Literatur 1: D. Divsalar und M. K. Simon, "Multiple-Symbol Differential Detection of MPSK", IEEE Trans. Commun., Band 38, Seiten 300-308, März 1990). Zusätzlich ist eine Technik zur rekursiven Schätzung unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus vorgeschlagen worden, wie in Literatur 2. (Literatur 2: D. Makrakis und K. Feher, "Optimal Noncoherent Detection of PSK Signals", Electronics Letters, Band 26, Seiten 398-400, März 1990).
Unter der Annahme, dass eine N-Symbol-Phasendifferenzsequenz Δφn (mit n = 1, 2, ..., N) übertragen wird, wird das empfangene Signal quadratur-differenzdetektiert, und eine Maximum-Likelihood- Sequenzschätzung wird angewendet. M-Phasen-DPSK-Signale, die in einem Intervalll (n-1)T ≤ t ≤ nT empfangen werden, können in komplexer Darstellung wie folgt angegeben werden:
Z(t) = (2Es/T)1/2 exp j [φn + θ] + W(t) (01)
wobei φn = [2mπ/M = 0,1, ..., M-1] eine modulierte Phase ist, Es die Energie pro Symbol ist; T ein Symbolintervall ist; A eine Phasendifferenz zwischen einer empfangenen Welle und einer Lokaloszillatorwelle des Empfängers ist; w(t) Rauschen des Empfängers ist; und ΔφN = φn - φn-1 die n-te Phasendifferenz ist. Nach Filtern von z(t) wird es in dem Symbolintervall abgetastet. Die erhaltene Signalabtastwertsequenz ist mit [Zn; n = 0, 1, ..., N] bezeichnet. Bei der Technik von Literatur 1 wird eine Sequenz ausgewählt, die eine durch die folgende Gleichung angegebene Metrik bzw. ein Maß maximiert.
Λ = [zN + zN-1 exp j ΔφN + ZN-2 exp j(ΔφN + ΔφN-1) + ... + z&sub0; exp j (ΔφN + ΔφN-1 + ... + ΔφN) ² (02)
Gleichung (02) kann in folgender Weise umgeformt werden.
Λ = Re[zn{ zn-q exp j (Δφn + Δφn-1 + ... + Δφn-q+1)}*] (03)
wobei Re[.] der Realteil einer komplexen Zahl und ()* das konjugiert Komplexe ist. In Gleichung (03) werden unter der Annahme, dass die obere Grenze der Summation mit Bezug auf q L (< N) ist und die folgende Gleichung als Zweigmetrik (Zweigmaß) definiert ist,
λn = Re[Zn{ zn-q exp j(Δφn + Δφn-1 + ... + Δφn-q+1)}*] (04)
Phasendifferenzsequenzen nacheinander entsprechend dem Viterbi-Algorithmus mit ML-1 Zuständen wie in der Technik von Literatur 2 geschätzt.
Mit anderen Worten werden bei der Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung gemäß Literatur 1 Metriken aller N-Sequenzen von (N+1) empfangenen Signalabtastwerten im Symbolintervall T berechnet, und eine Sequenz mit der maximalen Metrik wird ausgegeben. Die Zahl von Malen, die die Metrik berechnet wird, wird MN. Mit anderen Worten ist die Anzahl von Malen der Berechnung jedes Mal MN/N.
Andererseits gibt es bei der Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung gemäß der in Literatur 2 beschriebenen Viterbi-Decodierung ML-1 Phasendifferenzsequenzen. Jedes Mal wird ein Pfad mit maximaler Likelihood ausgewählt. Da jeder Zustand Hinpfade aus M Zuständen unter ML-1 Zuständen zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt hat, wird die Zahl der Berechnungen der Metrik ML-1 · M = ML. Die Zahl von Malen der Metrik-Berechnung hängt also nicht von der Länge der übertragenen Symbol-Sequenz ab. Infolgedessen ist die Häufigkeit der Metrikberechnung bei Literatur 2 im Vergleich zu der bei Literatur 1 stark verringert. Wenn jedoch das Modulationsniveau M der Modulation zunimmt, nimmt auch der Rechenaufwand exponentiell zu.
US-A-5,017,883 offenbart eine Differenzdetektion ähnlich der oben erläuterten und gemäß den Oberbegriffen der unabhängigen Ansprüche.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Maximum-Likelihood-Decodier- und -Differenzdetektionsverfahren und einen Differenzdetektor dafür anzugeben, die eine Fehlerrate gleich oder niedriger als die eines herkömmlichen Maximum-Likelihood-Sequenzschätzungsverfahren, und zwar bei geringerer Komplexität der Rechnungen oder eine wesentlich niedrigere Fehlerrate bei gleicher Komplexität der Rechnungen wie das herkömmliche Maximum-Likelihood-Sequenzschätzungsverfahren ohne Abstriche an der maximalen Datenübertragungsrate erreichen.

Offenbarung der Erfindung

Dieses Ziel wird erreicht mit einem Verfahren wie in Ansprüchen 1 und 8 beansprucht und einem Differenzphasendetektor bzw. Phasendifferenzdetektor wie in Ansprüchen 9 bzw. 12 beansprucht. Bevorzugte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm, das den Zustandsübergang eines Differenzdetektorverfahrens zeigt, zur Erläuterung eines Differenzphasendetektorverfahrens gemäß einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das den Differenzphasendetektor gemäß der ersten Ausgestaltung zeigt;
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm, das den Zustandsübergang eines Differenzphasendetektorverfahrens nach einer zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 ist ein Graph, der eine Bitfehlerrate in einer Computersimulation gemäß der ersten Ausgestaltung zeigt;
Fig. 5 ist ein Graph, der eine Bitfehlerrate in einer Computersimulation gemäß der zweiten Ausgestaltung zeigt;
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm, das einen Zustandsübergang zur Erläuterung eines Differenzphasendetektorverfahrens gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 7 ist ein Graph, der eine Bitfehlerrate in einer Computersimulation gemäß der dritten Ausgestaltung zeigt;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das einen Quadratur-Differenzdetektor gemäß einer vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 9 ist eine Tabelle zum Vergleichen von Rechenkomplexitäten entsprechend der dritten und vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung und Literatur 1 und 2 in dem Fall, dass diese Sequenzlänge N gleich L ist;
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das einen Differenzphasendetektor gemäß einer fünften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 11 ist ein Graph, der eine Bitfehlerrate in einer Computersimulation gemäß der fünften Ausgestaltung zeigt.

Beste Arten, die Erfindung auszuführen

Zunächst werden Ausgestaltungen eines Differenzphasendetektionsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.

(1) Erste Ausgestaltung

Es wird angenommen, dass die durch ein M-Phasen-DPSK-Modulationsverfahren modulierte Trägerphase zur Zeit n-1 mit φn-1 bezeichnet ist. Die Phasendifferenz, die zu übertragende Information zur Zeit n darstellt, ist mit φn = 2mπ/M (mit m = 0, 1, ..., M-1) bezeichnet. Die Trägerphase φn zur Zeit n ist gegeben durch φn-1 + Δφn. Eine N-Symbol-Phasendifferenzsequenz {Δφn; n = 0, 1, ..., N} wird übertragen. Wenn ein M-Phasen-DPSK-Signal in einem Intervall (n-1)T ≤ t ≤ nT empfangen wird, kann es wie folgt ausgedrückt werden:
z(t) = (2Es/T)1/2exp j(φn + θ) + w(t) (1)
wobei φn = 2mπ/M (mit m = 0, 1, ..., M-1) eine modulierte Trägerphase, Es die Energie pro Symbol, T eine Symbollänge, A die Phasendifferenz zwischen der empfangenen Welle und der Ausgabe des Lokaloszillators des Empfängers, w(t) Rauschen des Empfängers und Δφn = φn - φn-1 die n-te Phasendifferenz von übertragener Information ist.
Nach dem das empfangene Signal z(t) gefiltert und das Außerbandrauschen entfernt ist, wird eine Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Signal z(t) und dem lokalen Signal des Lokaloszillators detektiert. Die Phase zur Zeit n ist mit Ψ, bezeichnet. Die Phase Ψn ist gegeben durch die folgende Gleichung:
Ψ = φn + ηn + θ mod 2π (2)
wobei ηn durch thermisches Rauschen verursachtes Phasenrauschen ist, mod 2π die Modulo- Operation ist, bei der (x + 2π) mod 2π = x(mit x ≤ π).
Wie in Fig. 1 gezeigt, wird angenommen, dass eine Phasensequenz von (N+1) Phasen Ψ&sub0; bis ΨN jeweils zu Zeiten 0 bis N erhalten wird. Die übertragenen Phasen von von der Senderseite übertragenen Symbolen sind ausgedrückt durch die folgenden Gleichungen.
φN = φN-1 + ΔφN
φN-1 = φN-2 + ΔφN-1
.
φN-q+1 = φN-q + ΔφN-q+1
.
φ&sub1; = φ&sub0; + Δφ&sub1; (3)
Durch die Gleichungen (3) sind die folgenden Gleichungen erfüllt.
φN = φN-q + ΔφN + ΔφN-1 + ... +ΔφN-q+1 mod 2π
φN - φN-q = ΔφN-1 mod 2π
Auf der Empfängerseite kann die Schwankung ΔΨN(q) der Phasen der empfangenen Signale in einem Intervall von t = (N-q)T bis NT durch die folgenden Gleichungen angegeben werden.
ΔΨN(q) = ΨN - ΨN-q mod 2π = ΔφN-i + ΔηN(q) mod 2π (5)
wobei ΔηN(q) = ηN - ηN-q das Phasendifferenzrauschen ist. An diesem Punkt ist die feste Phasendifferenz θ zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Oszillator des Empfängers beseitigt. Da ηN - ηN-q durch unabhängiges Gauss'sches Rauschen mit Mittelwert = 0 und Varianz = 2σ² angenähert werden kann, wird ΔηN(q) zu Gauss'schem Rauschen mit Mittelwert = 0 und Varianz = 2σ². Wenn ein Phasenfehlervektor als u = {uN(1), uN(2), ..., uN(N)}T definiert ist (wobei T eine transponierte Matrix ist), ist das Phasenrauschen ΔηN ausgedrückt wie folgt:
uN(q) = ΔΨN(q) - ΔφN-i mod 2π (6)
Eine gemeinsame Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion P von u unter der Bedingung, dass die Phasendifferenzsequenz Δφ = (Δφ&sub1;, Δφ&sub2;, ..., ΔφN)T übertragen wird, kann durch folgende Gleichung angegeben werden
wobei R eine N · N-Kovarianzmatrix von Δη = {ΔηN(1), ΔηN(2), ..., ΔηN(N))T ist und det R und R&supmin;¹ jeweils Determinante bzw. Umkehrung einer Matrix R sind. Wenn M Phasendifferenzen mit der gleichen Wahrscheinlichkeit auftreten (normalerweise ist diese Bedingung erfüllt), wird die Maximum-Likelihood-Schätzung der übertragen Phasendifferenzsequenzen durchgeführt durch Finden derjenigen Phasendifferenzsequenz Δφn' = (Δφ&sub1;', Δφ&sub2;', ..., ΔφN')T, die die Wahrscheinlichkeit der Gleichung (7) maximiert. Dies ist äquivalent zum Finden der Phasendifferenzsequenz Δφ', die uTR&supmin; ¹u wie in Gleichung (8) minimiert.
Δφ' = uTR&supmin;¹u (8)
Um Δφ' zu finden, ist es notwendig, R zu erhalten. Das Phasendifferenzrauschen ist Gauss'sches Rauschen mit den folgenden Eigenschaften.
< ΔηN(i) > = 0
< ΔηN(i)ΔηN(j) > = 2σ² for i = j = σ² for i ≠ j (9)
wobei < x(i)> der statistische Ausdruck von x ist. So kann R durch die folgende Gleichung angegeben werden.
Wenn die Standardmatrixtheorie angewendet wird, kann R&supmin;¹ durch folgende Gleichung angegeben werden.
Wenn R&supmin;¹ in Gleichung (8) eingesetzt wird, wird die Maximum-Likelihood-Schätzung ausgeführt durch Finden einer Phasendifferenzsequenz mit dem minimalen Wert der folgenden Gleichung aus MN Phasendifferenzsequenzkandidaten, wie in Fig. 1 gezeigt.
Λ = un(q) ² (12)
Eine Computersimulation zeigt, dass auch wenn un(q) v (wobei v eine reelle Zahl größer oder gleich 1 ist) anstelle von un(q) ² verwendet wird, ein ähnliches Ergebnis erhalten werden kann. Die vorliegende Ausgestaltung ist also eingerichtet, um eine Phasendifferenzsequenz zu finden, die den folgenden Wert minimiert.
Λ = un(q) v (13)
Fig. 2 zeigt eine Konstruktion eines Differenzphasendetektors gemäß der ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
Ein empfangenes Signal wird von einem Eingangsanschluss 11 zugeführt. Die Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Signal eines lokalen Oszillators 13 wird von einem Phasendetektor 12 erfasst. Im Fall einer Übertragungsvorrichtung zur Verwendung mit gegenwärtiger Mobilkommunikation ist das empfangene phasenmodulierte Signal ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Mittenfrequenz bei der zweiten Zwischenfrequenz und ist das Ausgangssignal von einem Begrenzerverstärker oder einem AGC-Verstärker. Die detektierte Ausgabe wird mit einer Abtastschaltung 14 in einem vorgegebenen Intervall (Symbolintervall T) abgetastet. Das abgetastete Signal wird in Verzögerungsschaltungen 15&sub1; bis 15N eingegeben, von denen jede eine Verzögerung um das Symbolintervall T aufweist. So werden Phasen Ψn(mit n = N, N-1, ..., 0) mit Verzögerungen von 0 bis N Symbolen in ein Metrik-Rechenteil 16 eingegeben.
Bei der ersten Ausgestaltung wird immer, wenn eine vorgegebene Zahl N von Phasen des Empfangssignals in dem Symbolintervall T empfangen worden ist, die Maximum-Likelihood-Schätzung für eine Sequenz von N Phasendifferenzen Δφn, (mit n = 1 bis N) durchgeführt. Mit anderen Worten berechnet das Metrik-Rechenteil 16 eine Pfadmetrik (Pfadmaß) der Kandidaten-Phasendifferenzsequenz gemäß Gleichung (12) und speichert die Pfadmetrik in einem Metrikspeicher 16A. Das Metrik- Rechenteil 16 wiederholt diesen Prozess für alle Kandidaten (4 N Stück im Fall von Vier-Phasen- DPSK), erhält eine Phasendifferenzsequenz mit der minimalen Pfadmetrik und gibt das Ergebnis als eine decodierte Ausgabe an einen Anschluss 17 aus. In Wirklichkeit addiert das Metrik-Rechenteil 16 die Summe der Partialsequenz {Δφ ; i = n+1-q, n+2-q, ..., n} des N-Symbol-Phasendifferenzsequenzkandidaten {Δφn; n = 1, 2, ..., N} zu einer detektierten Phase Ψn-q zu einer Zeit (n-q)T (mit q = 1, 2, ..., n) und gewinnt einen Schätzwert Ψn' einer empfangenen Signalphase Ψn, entsprechend der folgenden Gleichung.
Ψn' = Ψn-q + Δφn + Δφn-1 + ... + Δφn-q+1 mod 2π (14)
Eine Differenz (ein geschätzter Fehler) un(q) zwischen dem Schätzwert Ψn' und der empfangenen Signalphase Ψn wird durch die folgenden Gleichungen, die Gleichung (6) entsprechen, für q = 1 bis n erhalten.
un(1) = Ψn - (Ψn-1 + Δφn) mod 2π
un(2) = Ψn - (Ψn-2 + Δφn + Δφn-1) mod 2π
.
un(q) = Ψn - (Ψn-q + Δφn + Δφn-1 + ... + Δφn-q+1) mod 2π
.
un(n) = Ψn - (Ψ&sub0; + Δφn + Δφn-1 + ... + Δφ&sub1;) mod 2π (15)
Als nächstes wird angenommen, dass die v-te Potenz des Betrags jedes geschätzten Vektors un(q) eine Metrik der q-Symbol-Differenzphasendetektion ist. Die Summation der Metriken von q = 1 bis n zu einer Zeit nT ist gegeben durch die folgende Gleichung.
λn = un(q) v (16)
Als wichtigster Punkt der vorliegenden Erfindung wird der Phasenfehler zu einer beliebigen Zeit n nicht nur aus der Phase Ψn-1, des unmittelbar vorhergehenden Signals sondern auch aus Phasen Ψn- 2, ... weiter zurückliegender Signale geschätzt, und so kann die Bitfehlerrate durch Nutzung dieser geschätzten Fehler un(q) verbessert werden. Wie in Gleichung (12) ist v theoretisch 2. Simulationsergebnisse zeigen jedoch, dass v eine beliebige positive ganze Zahl im Bereich von 1 bis 10 sein kann. Durch die Summation von Zweigmetriken von der Zeit 1T zur Zeit NT wird die Pfadmetrik A der Phasendifferenzsequenzkandidaten Δφ&sub1;, Δφ&sub2;, ..., ΔφN nach der folgenden Gleichung erhalten.
Λ = λn (17)
Pfadmetriken werden für alle (MN) N-Symbol-Phasendifferenzsequenzkandidaten berechnet und dann im Metrikspeicher 16A gespeichert. Ein Phasendifferenzsequenzkandidat mit der minimalen Pfadmetrik ist definiert als eine decodierte Sequenz und wird aus einem Anschluss 17 ausgegeben.

(2) Zweite Ausgestaltung

Bei der ersten Ausgestaltung ist die Fehlerrate proportional zum Wert von N verbessert. Da es im M- Phasen-DPSK-System M Phasenpunkte gibt, sollten Pfadmetriken für alle MN in Fig. 1 gezeigten Sequenzkandidaten berechnet werden. Daher ist die Rechenkomplexität exponentiell proportional zum Wert von N. Bei eines zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist, um die Verbesserung der Fehlerrate und die Verringerung der Rechenkomplexität zu erreichen, die obere Grenze der Addition mit Bezug auf q in Gleichung (13) auf L gesetzt (wobei L eine beliebige ganze Zahl 2 ≤ L < N) ist. Zusätzlich wird die folgende Gleichung als eine Zweigmetrik definiert.
λn = un(q) v (18)
Wie in einem Zustandsübergang in Fig. 3 gezeigt, werden Phasendifferenzsequenzen nacheinander unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus mit MQ-1 Zuständen geschätzt. In diesem Fall sind Zustände Sn zu einer Zeit nT definiert durch eine Phasendifferenzsequenz {Δφn, Δφn-1, ..., Δφn-Q+2} von der Zeit n-Q+2 bis zur Zeit nT. Da jede Phasendifferenz M Werte hat, ist die Zahl der Zustände zu jeder Zeit MQ-1. Die Beziehung zwischen Q und L ist 2 ≤ Q ≤ L.
Der Aufbau eines Phasendifferenzdetektors gemäß der zweiten Ausgestaltung wird mit Bezug auf Fig. 2 beschrieben. Bei dieser Ausgestaltung ist die Zahl von Verzögerungsschaltungen 15, die in Reihe geschaltet sind, L anstatt N. Als nächstes wird der im Metrik-Rechenteil 16 vorgeführte Prozessalgorithmus beschrieben.
Schritt S1: Wenn Metriken λn(Sn-1 → Sn) von M Zweigen aus MQ-1 Zuständen Sn-1 = (Δφn-(Q-1), ..., Δφn-2, ..., Δφn-1) zu einer Zeit (n-1)T zu einem Zustand Sn = (Δφn-(Q-2), ..., Δφn-1, ..., Δφn) zu einer Zeit nT berechnet werden, wird ein überlebender Pfad zu dem Zustand Sn für eine Zeit (L-1) rückverfolgt, und eine Sequenz von (L-1) Symbolen (Δφn-i; i = 1, 2, ..., L-1) wird erhalten. Eine Phasendifferenz Δφn, zu einer Zeit nT, die ein letztes Symbol ist, wird zur Symbol-Sequenz hinzugefügt, um eine L- Symbol-Sequenz zu erhalten, und dann wird die Metrik λn(Sn-1 → Sn) gemäß Gleichung (18) berechnet. Die Zahl von Zuständen zu jeder Zeit ist M01. Allerdings ist die Zahl von Zuständen Sn-1, zur Zeit (n-1)T, die zur unmittelbar nachfolgenden Zeit nT in jeden Zustand Sn verschoben werden können, außerhalb von MQ-1 (wobei M die Zahl von Phasen des DPSK-Systems ist.
Schritt 2: Eine Pfadmetrik von M Zweigen zum Zustand Sn wird gemäß der folgenden Gleichung berechnet.
Λn(Sn Sn-1) = Λn-1(Sn-1) + λn(Sn-1 → Sn) (19)
Der Pfad mit der minimalen Pfadmetrik ist ein überlebender Pfad mit der maximalen Likelihood, der am Zustand Sn eintrifft, und der Zustand, von dem aus der Übergang erfolgt, ist in dem Pfadspeicher 16B gespeichert (siehe Fig. 2). Der Wert der minimalen Pfadmetrik ist definiert als Pfadmetrik Λn(Sn) jedes Zustands und in dem Metrikspeicher 16A gespeichert.
Schritt S3: Ein Pfad, der die minimale Pfadmetrik Λn(Sn) unter MQ-1 Zuständen Sn angibt, wird als überlebender Pfad ausgewählt, und der im Pfadspeicher 16B gespeicherte Zustandsübergang wird entlang des ausgewählten Pfades über ein Intervall DT zurückverfolgt. Die Tiefe der Rückverfolgung kann ca. 4 betragen. Phasendifferenzen Δφn-D von rückverfolgten Zuständen (Δφn-(D+Q-2), ..., Δφn-(D+1), Δφn-D) werden als decodierte Ergebnisse Δφn-D' ausgegeben.
Fig. 4 zeigt die Ergebnisse einer Computersimulation der Fehlerratencharakteristika der Differenzphasendetektion gemäß der ersten Ausgestaltung. Bei dieser Ausgestaltung ist v = 2. In dem Graphen stellt die horizontale Achse des Bitenergie-Rausch-Verhältnis Eb/No dar. In Fig. 4 sind die Fälle N = 2, 3 und 4 mit O, Δ bzw. aufgetragen. Zusätzlich sind zum Vergleich Fehlerraten herkömmlicher symbolweiser Differenzphasendetektion (N = 1) und kohärenter Detektion mit Differenzdetektierung mit x bzw. + aufgetragen. In Fig. 4 stellen durchgezogene Linien 21 und 22 Idealkurven dar. Um die Fehlerrate von 0,1% zu erreichen, ist die Differenz von Eb/No zwischen symbolweiser Differenzphasendetektion und kohärenter Detektion mit Differenzdecodierung 1,8 dB. Wenn N = 3 ist, kann die Differenz von Eb/No auf 0,9 oder weniger verringert werden. Wenn N = 4, wird die Differenz von Eb/No ca. 0,6 dB. In Fig. 4 sind die theoretischen Charakteristika (Literatur 1) der Fehlerrate in dem Fall, dass die Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung für die herkömmliche quadratur-differenzdetektierte Ausgabe durchgeführt wird, durch gestrichelte Linien dargestellt. Aus Fig. 4 wird deutlich, dass bei der ersten Ausgestaltung fast die gleiche Verbesserung wie bei Literatur 1 erreicht werden kann.
Fig. 5 zeigt die Ergebnisse einer Computersimulation der Fehlerratencharakteristika des Differenzphasendetektionsverfahrens gemäß der zweiten Ausgestaltung. Wenn L = Q = 4 ist, wird die Eb/No- Differenz zwischen symbolweiser Differenzphasendetektion und der kohärenten Detektion mit Differenzdecodierung ca. 0,2 dB.
Bei der zweiten Ausgestaltung ist die Beziehung zwischen Q und L 2 ≤ 0 ≤ L. Als nächstes wird eine dritte Ausgestaltung mit Q = 2 und Q < L beschrieben.

(3) Dritte Ausgestaltung

In der zweiten Ausgestaltung wurde der Viterbi-Algorithmus mit MQ-1 Zuständen (mit 2 ≤ Q ≤ L) verwendet, um die Rechenkomplexität im Vergleich mit der der ersten Ausgestaltung zu verringern. Bei der dritten Ausgestaltung wird ein Differenzphasendetektionsverfahren mit geringerer Rechenkomplexität beschrieben. Wie bei der zweiten Ausgestaltung wird in der dritten Ausgestaltung die Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung basierend auf dem Viterbi-Algorithmus durchgeführt. Wie in einem Zustandsübergangsdiagramm (M = 4) von Fig. 6 gezeigt, ist die Zahl von Zuständen des Viterbi-Algorithmus M also die gleiche wie die Zahl von Modulationsphasen. Mit anderen Worten ist bei der dritten Ausgestaltung Q = 2. Ein Zustand Sn zu einer Zeit nT ist Δφn. Die Phasendifferenz stellt den Zustand dar. Folglich gibt es nur M überlebende Pfade zu jeder Zeit. Bei der zweiten Ausgestaltung ist die Zahl von überlebenden Pfaden zu jeder Zeit MQ-1. Als nächstes wird der Aufbau der dritten Ausgestaltung mit Bezug auf Fig. 2 beschrieben.
Zunächst wird eine Phase Ψn eines empfangenen Signals z(t) mit Bezug auf ein Lokaloszillatorsignal vom Phasendetektor 12 im Übertragungssymbolintervall T detektiert. Wie oben beschrieben, ist eine zur Zeit nT detektierte Phase Ψn = φn + θ + ηn, wobei ηn durch thermisches Rauschen verursachtes Phasenrauschen ist. (L+1) empfangene Phasenabtastwerte {Ψn-q; q = 0, 1, ..., L} werden für den vorgegebenen Wert L verwendet. Wie aus Gleichung (5) klar wird, haben Ψn und Ψn-q die folgende Beziehung.
Ψn = Ψn-q + Δφn-i + (ηn - ηn-q) mod 2π (20)
Phasenfehler un(1), un(2), ..., un(L) zwischen der empfangenen Phase und der geschätzten Phase Ψn' werden nach der folgenden Gleichung berechnet.
un(q) = Ψn - Ψn-q - Δφn-i mod 2π (21)
Wie bei Gleichung (18) wird die Summe der v-ten Potenzen der Beträge der Phasenfehler von q = 1 bis L als Zweigmetrik λn berechnet. Die Zweigmetrik kann also durch die folgende Gleichung angegeben werden.
λ(Δφn-1 → Δφn) = un(q) v (22)
wobei v eine beliebige reelle Zahl größer oder gleich 1 ist. Mit der durch Gleichung (22) ausgedrückten Zweigmetrik werden Symbole unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus mit M Zuständen (der später erläutert wird) decodiert.
Schritt S1: Um einen wahrscheinlichsten Pfad zu wählen, der von M Phasendifferenzzuständen zu einer Zeit (n-1)T her an einem Zustand Δφn zu einer Zeit nT ankommt, wird eine Phasendifferenzsequenz {Δφn-i; i = 1, 2, ..., L-1}, die im Pfadspeicher 16B gespeichert ist, gelesen durch Rückverfolgen von überlebenden Pfaden über eine vergangene Zeit (n-L+1), beginnend mit einem Zustand Δφn unter M Zuständen zu einer Zeit(n-1)T. Der Zustand Δφn zur Zeit nT wird als ein letzter Zustand zur Phasendifferenzsequenz hinzugefügt. So wird die Kandidaten-Phasendifferenzsequenz {Δφn-i; i = 0, 1, ..., L-1} gebildet.
Schritt S2: Eine erfasste Phase Ψn-q zu einer Zeit (n-q)T wird zur Summe der Phasendifferenzen der Teilsequenz {Δφn-i; i = 0, 1, ..., q-1}, der Kandidaten-Phasendifferenzsequenz hinzugefügt, um einen Schätzwert Ψn', einer Phase Ψn zu erhalten. Ein Phasenfehler un(q), d. h. die Differenz zwischen dem Schätzwert Ψn' und der erfassten Phase Ψn, wird von q = 1 bis L entsprechend Gleichung (15) erhalten.
Schritt S3: Die v-ten Potenzen der Beträge der L Phasenfehler un(q) werden berechnet. Die resultierenden Werte werden von q = 1 bis L entsprechend Gleichung (22) addiert. So wird eine Zweigmetrik λ(Δφn-1 → Δφn), die die Wahrscheinlichkeit des Übergangs vom Zustand Δφn-1 zur Zeit (n-1)T zum Zustand Δφn zur Zeit nT angibt, erhalten. Als nächstes wird wie in der folgenden Gleichung die Zweigmetrik zur Pfadmetrik λ(Δφn-1) des Zustands Δφn-1 zur Zeit (n-1)T hinzuaddiert, die in dem Metrikspeicher 16A gespeichert ist, um eine Pfadmetrik Λ(Δφn Δφn-1) einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den Zustand Δφn-1 verläuft.
Λ(Δφn Δφn-1) = Λ(Δφn-1) + λ(Δφn-1 → Δφn) (23)
Schritt S4: Die oben beschriebenen Rechnungen werden für jeden der M Zustände Δφn-1 zur Zeit (n- 1)T durchgeführt, um Pfadmetriken für die M Kandidatensequenzen zu erhalten, die zu dem Zustand Δφn führen. Durch Vergleichen der Pfadmetriken wird ein Zustand Δφn-1' mit dem minimalen Wert erhalten. Der Zustand Δφn-1', der als ein Zustand zur Zeit (n-1)T auf dem wahrscheinlichsten Pfad zum Zustand Δφn zur Zeit nT erkannt wird, wird im Pfadspeicher 16B gespeichert. Die Pfadmetrik Λ(Δφn Δφn-1') wird als Pfadmetrik Λ(Δφn) des Zustands Δφn zur Zeit nT festgelegt und im Metrikspeicher 16A gespeichert.
Schritt S5: Die Prozesse und Berechnungen in den Schritten S1 bis S4 werden für alle M Zustände Δφn zur Zeit nT wiederholt, um M Pfadmetriken zu erhalten. Durch Vergleichen der M Pfadmetriken wird ein Zustand Δφn' mit dem minimalen Wert erhalten. Der Pfadspeicher wird über ein vorgegebenes Intervall DT rückverfolgt, das mit dem Zustand Δφn' beginnt, und der erhaltene Zustand Δφn-D wird als ein decodiertes Symbol ausgegeben.
Fig. 6 zeigt ein Beispiel eines Zustandsübergangsdiagramms im Fall M = 4 gemäß der dritten Ausgestaltung. In diesem Beispiel wird der Maximum-Likelihood-Pfad zum Zustand Δφn = 0 zur Zeit nT ausgewählt. Mit Bezug auf Fig. 6 erstrecken sich durch gestrichelte Linien bezeichnete Pfade von vier Zuständen Δφn-1 = 0, π/2, π und 3π/2 zur Zeit (n-1)T nach Δφn = 0. Durch durchgezogene Linien bezeichnete überlebende Pfade erstrecken sich zu jedem Zustand zur Zeit (n-1)T. Z. B. wird bei der Berechnung für die Pfadmetrik mit einem Übergangszweig von einem Zustand Δφn-1 = = π/2 zur Zeit (n- 1)T zu einem Zustand Δφn = 0 zur Zeit nT der Zustand über (L-1) Zustände entlang eines überlebenden Pfades (im Pfadspeicher 16B gespeichert) rückverfolgt, der sich zum Zustand Δφn-1 = π/2 zur Zeit (n-1)T erstreckt. Anschließend wird eine Zweigmetrik λ(Δφn-1 → Δφn) entsprechend den Gleichungen (15) und (22) berechnet. Die Zweigmetrik wird zur Pfadmetrik Λ(Δφn-1) des Zustands Δφn-1 = π/2 zur Zeit (n-1)T addiert, die in dem Metrikspeicher 16A gespeichert ist, um eine Pfadmetrik Λ(Δφn Δφn-1) der Kandidatensequenz zu erhalten. Ein solcher Prozess wird für die M Zustände Δφn-1 zur Zeit (n-1)T wiederholt, um jeweilige Pfadmetriken zu erhalten. Durch Vergleichen der M Pfadmetriken wird der Maximum-Likelihood-Pfad zum Zustand Δφn zur Zeit nT ausgewählt.
Fig. 7 ist ein Graph, der die Ergebnisse einer Computersimulation von Fehlerratenleistungen des Vier-Phasen-DPSK-Verfahrens gemäß der dritten Ausgestaltung zeigt. Bei dieser Ausgestaltung ist v = 2. In dem Graphen stellt die horizontale Achse das Verhältnis von Signalenergie und Rauschleistungsdichte pro Bit (Eb/No) dar, und die vertikale Achse stellt die Fehlerrate dar. Zum Vergleich sind in Fig. 7 Simulationsergebnisse von Fehlerraten der herkömmlichen symbolweisen Differenzphasendetektion (L = 1) und der kohärenten Detektion mit Differenzdecodierung aufgetragen. In dem Graphen stellen durchgezogene Linien theoretische Kurven dar. Die Differenz in Eb/No zwischen der symbolweisen Differenzphasendetektion und der kohärenten Detektion mit Differenzdecodierung bei der Fehlerrate 0,1% beträgt 1,8 dB. Wenn L = 2 ist, ist die Differenz von Eb/No die Hälfte von 1,8 dB oder weniger. In Fig. 7 sind theoretische Leistungskurven der Fehlerrate der Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung nach Literatur 1 mit gestrichelten Linien aufgetragen. Für L = 2 und 4 werden Leistungen äquivalent zu L = 3 bzw. 5 in Literatur 1 erreicht. Mit zunehmendem Wert von L wird eine Leistung nahe der von Literatur 1 erreicht.
In dem Fall, dass die Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung über den Viterbi-Algorithmus ausgeführt wird, kann, wenn die Anzahl von Zuständen des Viterbi-Decoders gleich der Anzahl von Phasen der Modulation ist, die Rechenkomplexität im Vergleich zu der von Literatur 1 deutlich verringert werden.

(4) Vierte Ausgestaltung

Bei der dritten Ausgestaltung wird die Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Signal z(t) und dem lokalen oszillierenden Signal des Lokaloszillators 13 durch den Phasendetektor 12 detektiert, um die Viterbi-Decodierung mit den M Zuständen durchzuführen. Wie bei der dritten Ausgestaltung kann die Viterbi-Decodierung mit M Zuständen für eine Abtastsequenz einer komplexen Detektorausgabe einer quasikohärenten Detektion für das empfangene Signal z(t) durchgeführt werden. Dieses Verfahren wird als eine vierte Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Quadratur-Differenzdetektors gemäß der vierten Ausgestaltung zeigt.
Ein empfangenes Signal (z)t wird von einem Eingangsanschluss 11 einer quasikohärenten Detektorschaltung 12 zugeführt. Die quasikohärente Detektorschaltung 12 führt quasikohärente Detektion für das Eingangssignal mit zwei lokalen oszillierenden Signalen durch, die von einem Lokaloszillator 13 geliefert werden. Die Frequenz des Eingangssignals ist nahezu die gleiche wie die der lokalen oszillierenden Signale. Die lokalen oszillierenden Signale liegen in der Phase um 90º auseinander. Die komplexe Ausgabe der quasikohärenten Detektorschaltung wird einer Abtastschaltung 14 zugeführt. Die Abtastschaltung 14 tastet das komplexe Signal in einem vorgegebenen Intervall (Symbolintervall T) ab und gibt einen komplexen Abtastwert Zn des empfangenen Signals aus. Der komplexe Abtastwert Zn wird in Verzögerungsschaltungen 151 bis 15L eingegeben, die in Reihe geschaltet sind und von denen jede eine Verzögerung um eine Symbolperiode T verursacht. Die Verzögerungsschaltungen 15&sub1; bis 15L geben Abtastwerte mit Verzögerungen von 1 bis L Symbolen {Zn-q; q 0 1, 2, ... L} aus. Die verzögerten Abtastwerte und die nicht-verzögerten Abtastwerte Zn werden in einen Metrik-Rechenteil 16 eingegeben. Der Metrik-Rechenteil 15 hat einen Metrikspeicher 16A und einen Pfadspeicher 16B. Der Metrik-Rechenteil 16 führt Rechnungen entsprechend einem Decodieralgorithmus ähnlich dem in der dritten Ausgestaltung durch. Der Decodieralgorithmus wird im Folgenden beschrieben. Decodierte Ausgabedaten werden von einem Anschluss 17 erhalten.
Schritt S1: Um einen wahrscheinlichsten unter den Pfaden zu wählen, die an einem Zustand Δφn zu einer Zeit nT von M Phasendifferenzzuständen zu einer Zeit (n-1)T aus eintreffen, wird ein in dem Pfadspeicher 16B gespeicherter überlebender Pfad bis zu einer vergangenen Zeit (n-L+1) beginnend von einem Zustand Δφn-1 unter M Zuständen zur Zeit (n-1)T rückverfolgt, um eine Phasendifferenzsequenz {Δφn-i; i = 1, 2, ..., L-1} zu lesen. Der Zustand Δφn zur Zeit nT wird als letzter Zustand zur Phasendifferenzsequenz hinzugefügt, um eine Kandidaten-Phasen-Differenzsequenz {Δφn-i; i = 1, 2, ..., L-1} zu bilden.
Schritt S2: Die Phase des empfangenen Signalabtastwerts Zn-q wird um die Summe der Teilsequenz {Δφn-i; i = 0, 1, ..., q-1} der Kandidatensequenz gedreht. Dieser Prozess wird von q = 1 bis L wiederholt. Die L erhaltenen Werte werden addiert, um einen Schätzwert zn' des empfangenen Signalabtastwerts Zn zu erhalten.
Schritt S3: Wie in Gleichung (04) ausgedrückt, wird ein reeller Wert des Skalarprodukts des empfangenen Signalabtastwerts zn und des Schätzwerts zn' als Zweigmetrik λ(Δφn-1 → Δφn) definiert, die die Wahrscheinlichkeit des Übergangs vom Zustand Δφn-1 zur Zeit (n-1)T zum Zustand Δφn zur Zeit nT darstellt. Die Zweigmetrik wird zu einer Pfadmetrik Λ(Δφn-1) des Zustands Δφn-1 zur Zeit (n- 1)T wie in Gleichung (23 addiert, um eine Pfadmetrik Λ(Δφn Δφn-1) einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den Zustand Δφn-1 verläuft.
Schritt S4: Die oben beschriebenen Rechnungen werden für die M Zustände Δφn-1 zur Zeit (n-1)T wiederholt, um Pfadmetriken für die M Kandidatensequenzen zu erhalten. Durch Vergleichen der Pfadmetriken wird ein Zustand Δφn-1' mit dem maximalen Wert erhalten. Der Zustand Δφn-1' wird als ein Zustand zur Zeit (n-1)T des wahrscheinlichsten zum Zustand Δφn zur Zeit nT führenden Pfades festgelegt und in dem Pfadspeicher 1GB gespeichert. Die Pfadmetrik Λ(Δφn Δφn-1') ist definiert als eine Pfadmetrik Λ(Δφn) des Zustands Δφn zur Zeit nT und in dem Metrikspeicher 16A gespeichert.
Schritt S5: Die Prozesse und Rechnungen der Schritte S1 bis S4 werden für alle M Zustände Δφn zur Zeit nT wiederholt, um M Pfadmetriken zu erhalten. Durch Vergleichen der M Pfadmetriken wird der Zustand Δφn' mit dem maximalen Wert erhalten. Der Pfadspeicher wird über ein vorgegebenes Intervall DT ausgehend vom Zustand Δφn' rückverfolgt, und der erhaltene Zustand Δφn-D wird als ein decodiertes Symbol ausgegeben.
Bei der auf dem Viterbi-Algorithmus basierenden Quadratur-Differenzdetektion, wie in Literatur 2 beschrieben, gibt es zu jeder Zeit ML-1 überlebende Pfade. Da bei den Verfahren gemäß der dritten und vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung es nur M überlebende Pfade gibt, ist die Fehlerrate geringfügig niedriger als die von Literatur 2. Allerdings ist bei diesen Ausgestaltungen der Rechenaufwand der Zweigmetriken zu jeder Zeit nur M². Daher ist die Rechenkomplexität bei der dritten und vierten Ausgestaltung wesentlich kleiner als bei Literatur 2. Fig. 9 zeigt die Zahl von Rechnungen der Zweigmetriken zu jeder Zeit im Fall von M = 4. Gemäß den Ergebnissen der Simulation des in Literatur 2 vorgeschlagenen Verfahrens kann, wenn der Viterbi-Algorithmus mit ML- 1 Zuständen verwendet wird, eine Fehlerratenleistung äquivalent zu 2L in Literatur 1 erreicht werden. Die Zahl von Berechnungen der Zweigmetriken zum Erhalten der Fehlerratenleistung äquivalent dem Fall von L = 6 in Literatur 1 wird zwischen den Verfahren von Literatur 1 und 2 und der vorliegenden Erfindung verglichen. Die Zahl von Zweigmetrikberechnungen in Fig. 1 ist 683; die Zahl von Berechnungen in Literatur 2 ist 4096, und die Zahl von Berechnungen bei der vorliegenden Erfindung ist 16. Es liegt auf der Hand, dass die Zahl von Berechnungen bei der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu denen der herkömmlichen Verfahren stark verringert werden kann.

(5) Fünfte Ausgestaltung

Bei der dritten und vierten Ausgestaltung wird der Viterbi-Algorithmus verwendet. So wird genau ein wahrscheinlichster Pfad, der zu jedem aus einer vorgegebenen Zahl von Zuständen zu jeder Zeit von der unmittelbar vorhergehenden Zeit aus führt, ausgewählt. Symbole, die Zuständen zu einer über ein vorgegebenes Intervall entlang des unter diesen ausgewählten wahrscheinlichsten Pfades rückverfolgten Zeit entsprechen, werden als Decodierergebnis ausgegeben. Das Decodierergebnis ist daher gegenüber einem empfangenen Phasenabtastwert um die vorgegebene Zahl von Symbolen verzögert. Als ein Maximum-Likelihood-Decodierverfahren, das von einer solchen Verzögerung frei ist, ist ein Entscheidungsrückkopplungs-Decodieralgorithmus bekannt, der nicht den Viterbi- Algorithmus verwendet. Bei dem Entscheidungsrückkopplungs-Decodieralgorithmus gibt es zu jeder Zeit nur einen überlebenden Pfad. Basierend auf dem einzigen Pfad einer Sequenz, der festgelegt worden ist, wird der nächste Zustandsübergang festgelegt. Das Entscheidungsergebnis wird unmittelbar ausgegeben. Als nächstes wird das Entscheidungsrückkopplungs-Decodierfahren als fünfte Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Differenzphasendetektierschaltung gemäß der fünften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt. Ein phasenmoduliertes Signal z(t) wird von einem Eingangsanschluss 11 empfangen. Das phasenmodulierte Signal z(t) wird einem Phasendetektor 12 zugeführt. Die Phase ψ(t) des phasenmodulierten Signals z(t) wird entsprechend der Phase eines lokalen oszillierenden Signals eines Lokaloszillators 13 detektiert. Eine Ausgabe des Phasendetektors 12 wird einer Abtastschaltung 14 zugeführt. Die Abtastschaltung 14 tastet das Eingangssignal in einem Symbolintervall T ab und gibt einen Phasenabtastwert Ψn des empfangenen Signals an einen Differenzphasendetektorteil 15 ab. In dem Differenzphasendetektorteil 15 wird die detektierte Phase t jedes Symbols L Verzögerungsschaltungen 15&sub1;, 15&sub2;, ..., 15L zugeführt, von denen jede eine Verzögerung von einem Symbolintervall T hat. Die Differenzen Ψn - Ψn-1, Ψn - Ψn-2, ..., Ψn - Ψn-L zwischen den Verzögerungsausgaben Ψn-1, Ψn-2, ..., Ψn-L der Verzögerungsschaltungen 15&sub1;, 15&sub2;, ..., 15L und der erfassten Eingangsphase Ψn werden durch Subtrahierschaltungen 15S&sub1;, 15S&sub2;, ..., 15SL erhalten. Die Phasendifferenzen stimmen mit den durch Gleichung (5) gegebenen überein. Die Phasendifferenzen werden einem Metrik-Rechenteil 16 zugeführt.
Der Metrik-Rechenteil 16 entscheidet über die Phasendifferenz Δ n gemäß einem später zu beschreibenden Rechenprozess und gibt sie an einen Ausgangsanschluss 17 aus. Zusätzlich wird die Phasendifferenz Δ n einem Kumulierteil 18 zugeführt. In dem Kumulierteil 18 wird die detektierte Phasendifferenz Δφn in (L-1) Verzögerungsschaltungen 18&sub1;, 18&sub2;, ..., 18L-1 eingegeben, von denen jede in Reihe geschaltet ist und eine Verzögerung von T hat. Die Verzögerungsschaltungen 18&sub1;, 18&sub2;, ..., 18L-1 liefern verzögerte Ausgaben Δ n-1, Δ n-2, ..., Δ n-L+1 an Addierschaltungen 18A&sub1;, 18A&sub2;, ..., 18AL-2. Ausgaben der Addierschaltungen 18A&sub1;, 18A&sub2;, ..., 18AL-2 werden nacheinander an Addierschaltungen 18A&sub2;, 18A&sub3;, ..., 18AL-2 einer nächsten Stufe ausgegeben. Ausgaben der Addierschaltungen 18A&sub1; bis 18AL-2 werden dem Metrik-Rechenteil 16 zugeführt. Mit anderen Worten ist δn- 1(q) = ΣΔφn-i (wobei Σ die Summe von i = 1 bis q und von q = 1 bis L-1 ist) dem Metrik-Rechenteil 16 zugeführt. Der Metrik-Rechenteil 16 wählt einen Kandidaten aus M Phasendifferenzen Δφn' (im Fall des Vier-Phasen-DPSK-Systems 0, π/2, π und 3π/2) und addiert die jeweils ausgewählte zu jedem vom Kumulierteil 18 zugeführten addierten Wert δn-1(q). Die v-te Potenz des Betrags oder der Differenz un(q) (entsprechend Gleichung (6)) der ausgewählten Kandidaten-Phasendifferenzalternative und die erfasste Phasendifferenz (Ψn - Ψq) wird wie folgt erhalten.
un(1) v = Ψn - Ψn-1 - Δφn' v
un(2) v = Ψn - Ψn-2 - (Δφn' + Δ n-1) mod 2π v
un(3) v = Ψn - Ψn-3 - (Δφn' + Δ n-1 + Δ n-2) mod 2π v
un(L) v = Ψn - Ψn-L - (Δφn' + Δ n-1 + ... + Δ n-L+1) mod 2π v (24)
wobei v eine reelle Zahl größer oder gleich 1 ist. Die Summe λn = Σ un(q) v von un(1) v bis un(L) v ist definiert als die Zweigmetrik der Kandidaten-Phasendifferenz Δφn'. Für alle M Phasendifferenzkandidaten Δφn' werden deren Zweigmetriken berechnet und die Kandidaten-Phasendifferenz Δφn' mit der minimalen Zweigmetrik wird als die detektierte Phasendifferenz Δ n ausgegeben.
Fig. 11 ist ein Graph, der Ergebnisse einer Computersimulation der Fehlerratenleistung eines Vier- Phasen-DPSK-Systems gemäß der fünften Ausgestaltung zeigt. Bei dieser Ausgestaltung ist v = 1. In dem Graphen stellt die horizontale Achse das Bitenergie-Rausch-Verhältnis (Eb/No) dar. In Fig. 11 ist die Leistung im Fall von L = 1 die gleiche wie die bei der herkömmlichen symbolweisen Phasenverzögerungsdetektion. In Fig. 11 ist zum Vergleich die Fehlerratenleistung der kohärenten Detektion und der Differenzdetektion gezeigt. Die Differenz an Eb/No zwischen der symbolweisen Differenzphasendetektion und der kohärenten Detektion mit Differenzdecodierung bei der Fehlerrate von 0,1% ist 1,8 dB. Wenn L = 3 ist, kann die Differenz in Eb/No auf fast die Hälfte von 1,8 dB verringert werden. Wenn L = 10 ist, wird die Differenz von Eb/No 0,2 dB.
Wie oben beschrieben kann mit dem Differenzdetektorverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung die Fehlerrate wesentlich stärker verbessert werden als bei der herkömmlichen symbolweisen Differenzdetektion. Dadurch kann eine Fehlerrate nahe der der kohärenten Detektion mit differentieller Decodierung erreicht werden. Alternativ kann, wenn die mit dem herkömmlichen Verfahren erreichbare Fehlerratenleistung erreicht werden soll, der Rechenaufwand im Vergleich zu dem herkömmlichen Verfahren stark verringert werden. Bei der ersten, zweiten, dritten und fünften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann, da die Schätzung der Maximum-Likelihood-Phasendifferenzsequenz unter Verwendung erfasster Phasensequenzen eines empfangenen Signals durchgeführt wird, ein praktischer Begrenzerverstärker verwendet werden. Da außerdem eine schnelle Erfassungsfähigkeit, die ein Merkmal der Differenzdetektion ist, nicht verloren geht, ist die vorliegende Erfindung auf Burst-Empfang im TDMA-System anwendbar.

Claims

1. Differenzdetektorverfahren eines M-Phasen-DPSK-modulierten Signals, umfassend die Schritte:

a) Erfassen einer Phase Ψn eines empfangenen Signals relativ zu einem lokalen Signal zu jedem Zeitpunkt nT eines vorbestimmten Intervalls T der übertragenen Symbole, wobei n irgendeine ganze Zahl ist;

b) Erzeugen von Kandidaten von Phasendifferenzfolgen, Errechnen eines Pfadmaßes für jeden Kandidaten und Unterziehen der erfaßten Phase Ψn einer Maximum-Likelihood-Folgenschätzung zur Bestimmung der Phase auf der Basis der Pfadmaße;

dadurch gekennzeichnet daß Schritt b) enthält:

b-1) Zurückverfolgen längs eines Pfads jeder von mehreren N-Symbol-Phasendifferenzfolgen {Δφn; n = 1, 2, ..., N} um q Symbole, um dadurch eine Teilfolge {Δφi; i = n, n-1, ..., n+1-q} zu bilden, und Addieren einer Summe der Teilfolge zu einer erfaßten Phase tq, q Symbole zuvor, um einen geschätzten Phasenwert Ψn' der Phase Ψn zu erhalten;

b-2) Wiederholen des Schritts b-1) für eine Mehrzahl von Werten von q zwischen 1 und n einschließlich, um eine Mehrzahl von geschätzten Phasenwerten für den Pfad zu erzeugen, Erhalten eines Phasenfehlers un(q) zwischen jedem der geschätzten Phasenwerte Ψn' und der Phase Ψn und Bilden des v-ten Potenzwerts des Absolutwerts des Phasenfehlers un(q) als ein Maß des geschätzten Phasenwerts, wobei v eine reale Zahl von 1 oder größer ist;

b-3) Aufsummieren der Maße für die geschätzten Phasenwerte zum Erhalt eines Zweigmaßes λn für den Pfad und Aufsummieren der Zweigmaße längs des Pfads zum Erhalt eines Pfadmaßes Λ; und

b-4) Definieren einer N-Symbol-Phasedifferenzfolge mit dem minimalen Pfadmaß als einer decodierten Folge und Ausgaben der decodierten Folge.

2. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 1, bei dem Schritt b-3) die Schritte enthält:

b-3-1) Berechnen jedes Zweigmaßes durch

λn = un(1) v + un(2) v + ... + un(n) v; und

b-3-2) Addieren des Zweigmaßes λn von n = 1 bis N zum Erhalt des Pfadmaßes Λ = λ&sub1; + λ&sub2; + ... λN für den Pfad von Phasendifferenzfolgen {Δφn; n = 1, 2, ..., N}.

3. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 1, bei dem das Differenzdetektorverfahren einen Pfadspeicher und einen Pfadmaßspeicher verwendet, von denen der Pfadspeicher dazu vorgesehen ist, als ein Überlebenspfad MQ-1 Zustände zu speichern, die durch Q modulierte Phasendifferenzen zu jedem Zeitpunkt und Überlebenspfade definiert sind, die jeweils angeben, von welchem einen von Zuständen zum gerade vorhergehenden Zeitpunkt ein höchst wahrscheinlicher Pfad beim jeweiligen der MQ-1 Zustände ankommt, wobei Q eine vorbestimmte ganze Zahl größer oder gleich 2 ist, und der Pfadmaßspeicher dazu vorgesehen ist, daß Pfadmaß zu speichern, das die Wahrscheinlichkeit angibt, daß eine Folge zu einem jeweiligen Zustand führt, wobei

Schritt b-1) die Schritte enthält:

b-1-1) Zurückverfolgen von einem Zustand Sn-1 der MQ-1 Zustände zu einem Zeitpunkt (n- 1)T längs einem Überlebenspfad, der in dem Pfadspeicher gespeichert ist für eine (L-1) Zeit, Gewinnen einer Folge {Δφn-i; i = 1, 2 ..., L-1} längs des Überlebenspfads und Addieren, als eines letzten Symbols, einer Phasendifferenz Δφn zum Zeitpunkt nT zu der Folge, um eine Kandidatenfolge (Δφn-i; i = 0, 1, 2, ..., L-1} zu bilden, wobei L eine vorbestimmte ganze Zahl ist und L ≥ Q; und

b-1-2) Addieren einer erfaßten Phase Ψn-q zu einem Zeitpunkt (n-q)T zu der Summe der Phasendifferenzen einer Teilfolge {Δφn-i; i = 0,1, ..., q-1} der Kandidatenfolge, um einen Schätzwert der Phase Ψn zu erhalten, und Berechnen der Differenz zwischen dem Schätzwert und der Phase Ψn um einen Phasenfehler un(q) zu erhalten;

Schritt b-2) den Schritt enthält: Addieren der v-ten Potenzwerte der Absolutwerte des Phasenfehlers un(q) von q = 1 bis L zum Erhalt der M Zweigmaße, die die Wahrscheinlichkeit von M Zweigen von den MQ-1 Zuständen Sn-1 zu dem Zeitpunkt (n-1)T zu einem Zustand Sn zu dem Zeitpunkt nT repräsentieren:

λn = un(1) v + un(2) v + ... + um(L) v;

Schritt b-3) den Schritt enthält: Addieren des Zweigmaßes λ(Sn-1 → Sn) zu einem Pfadmaß Λ(Sn-1) des Zustands Sn-1 zu dem Zeitpunkt (n-1)T, das aus dem Maßspeicher ausgelesen wird, um das Pfadmaß Λ(Sn Sn-1) der Kandidatenfolge zu erhalten, die den Zustand Sn-1 passiert, und Vergleichen aller der M Pfadmaße Λ(Sn Sn-1) zum Erhalt eines Zustands Sn-1' mit dem minimalen Wert;

Schritt b-4) die Schritte enthält:

b-4-1) Definieren des Zustands Sn-1' als einen Zustand zu dem Zeitpunkt (n-1)T eines Überlebenspfads, der zum Zustand Sn zum Zeitpunkt nT führt, Speichern des Zustands Sn-1' im Pfadspeicher, Definieren des Pfadmaßes Λ(Sn Sn-1') als Pfadmaß Λ(Sn) des Zustands Sn zum Zeitpunkt nT, und Speichern des Pfadmaßes Λ(Sn) in dem Pfadmaßspeicher;

b-4-2) Wiederholen der Berechnungen des obigen Schrittes für alle MQ-1 Zustände zu dem Zeitpunkt nT zum Erhalt von MQ-1 Pfadmaßen und Vergleichen der MQ-1 Pfadmaße zum Erhalt eines Zustands Sn' mit dem minimalen Wert; und

b-4-3) Zurückverfolgen des Pfadspeichers für ein vorbestimmtes Intervall DT ausgehend von dem Zustand Sn', Definieren einer Phasendifferenz Δφn-D, die eine von Q-1 Phasendifferenzen ist, die den Zustand Sn-D bilden, als eines decodierten Symbols und Ausgaben des decodierten Symbols.

4. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 3, bei dem L = Q.

5. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 3, bei dem Q = 2.

6. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 3, bei dem L > Q.

7. Differenzdetektorverfahren nach Anspruch 1, bei dem das Verfahren einen Pfadspeicher und einen Pfadmaßspeicher verwendet, von denen der Pfadspeicher dazu vorgesehen ist, sowohl M Zustände zu speichern, die modulierte Phasendifferenzen zu jedem Zeitpunkt repräsentieren, als auch Phasendifferenzzustände zu dem unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt von Maximum- Likelihood-Pfaden, die je zu einem der M Zustände zu einem jeweiligen Zeitpunkt führen, und der Pfadmaßspeicher dazu vorgesehen ist, Pfadmaße zu speichern, die die Wahrscheinlichkeit von Folgen darstellen, zu einem jeweiligen Zustand zu führen, wobei:

Schritt a) die Schritte enthält: Erfassen einer Phase Ψn eines empfangenen Signals durch Quadraturdifferenzerfassung und Abtasten eines empfangenen Signals zu einem Zeitpunkt nT mit einem vorbestimmten Intervall T der übertragenen Symbole zum Erhalt eines empfangenen Signalabtastwerts zn;

Schritt b-1) die Schritte enthält:

b-1-1) Zurückverfolgen des Pfadspeichers ausgehend von einem Zustand Δφn-1 der M Zustände zu einem Zeitpunkt (n-1)T, Gewinnen einer Folge {Δφn-i; i = 1, 2, ..., L-1} längs eines Überlebenspfads zu dem Zustand Δφn-1, Addieren eines Zustands Δφn und Bilden einer Kandidatenfolge {Δφn-i; i = 0, 1, 2, ..., L-1};

b-1-2) Rotieren der Phase eines empfangenen Signalabtastwerts zn-q um die Summe der Teilfolge {Δφn-i; i = 0,1,2, ..., L-1) der Kandidatenfolge von q = 1 bis L und Addieren von L erhaltenen Werten zum Erhalt eines Schätzwerts zn' des empfangenen Signalabtastwerts Zn;

Schritt b-3) die Schritte enthält:

b-3-1) Berechnen eines realen Werts des inneren Produkts des empfangenen Signalabtastwerts Zn mit dem Schätzwert zn' und Definieren des realen Werts als ein Zweigmaß λ(Δφn-1→Δφn), welches die Wahrscheinlichkeit des Übergangs vom Zustand Δφn-1 zum Zeitpunkt (n-1)T zum Zustand Δφn zum Zeitpunkt nT darstellt;

b-3-2) Addieren des Zweigmaßes λ(Δφn-1→Δφn) zu einem Pfadmaß Λ(Δφn-1) des Zustands zum Zeitpunkt (n-1)T zum Erhalt eines Pfadmaßes Λ(Δφn Δφn-1) der Kandidatenfolge, die durch den Zustand Δφn-1 geht;

b-3-3) Wiederholen der obigen Berechnungen für alle M Zustände Δφn-1 zum Erhalt von Pfadmaßen für die M Kandidatenfolgen und Vergleichen der M Kandidatenfolgen zum Erhalt eines Zustands Δφn-1' mit dem minimalen Wert;

b-3-4) Entscheiden des Zustands Δφn-1' als einen Zustand zum Zeitpunkt (n-1)T eines Überlebenspfads zu dem Zustand Δφn zum dem Zeitpunkt nT, Speichern des Zustands Δφn-1' in dem Pfadspeicher, Definieren des Pfadmaßes Λ(Δφn Δφn-1') als ein Pfadmaß Λ(Δφn) des Zustands Δφn zu dem Zeitpunkt nT und Speichern des Pfadmaßes Λ(Δφn) in dem Pfadmaßspeicher;

b-3-5) Wiederholen der Berechnungen der Schritte b-1-1) to b-3-4) für alle M Zustände zum Zeitpunkt nT zum Erhalt von M Pfadmaßen und Vergleichen der M Pfadmaße zum Erhalt eines Zustands Δφn' mit dem minimalen Wert; und

Schritt b-4) den Schritt enthält: Zurückverfolgen des Pfadspeichers für ein vorbestimmtes Intervall DT ausgehend von dem Zustand Δφn' und Ausgaben eines gewonnenen Zustands Δφn-D als ein decodiertes Symbol.

8. Differenzphasendetektorverfahren eines M-Phasen-DPSK-modulierten Signals, umfassend die Schritte:

a) Erfassen einer Phase Ψn eines empfangenen Signals mit einem vorbestimmten Intervall T der übertragenen Symbole relativ zu einem lokalen Signal;

b) Erhalten der Differenz Ψn-Ψn-q zwischen der erfaßten Phase Ψn und einer Phase Ψn-q von bis zu L Symbolen zuvor, wobei q = 1, 2, ..., L;

c) Erhalten der Summe δn-1(q) = ΣΔ n-i, wobei Σ die Summe der Phasendifferenzen von i = 1 bis q-1 ist, die für jedes der bis zu (q-1) Symbole zuvor entschieden wurden, und Erhalten des v- ten Potentwerts des Absolutwerts der Differenz un(q) zwischen der erfaßte Phasendifferenz Ψn-Ψn-q und der Summe des addierten Werts δn-1(q) und des Phasendifferenzkandidaten Δφn' als ein Maß der q-Symbol-Differenzphasenerfassung;

d) Addieren der Maße der L-Phasendifferenzen zum Erhalt eines Zweigmaßes λn = un(1)v + ... + un(L) v für den Phasendifferenzkandidaten Δφn'; und

e) Ausgeben des Phasendifferenzkandidaten mit dem minimalen Zweigmaß als entschiedener Phasendifferenz Δ n.

9. Differenzphasendetektor zur sukzessiven Schätzung einer Folge von Phasendifferenzen in Symbolintervallen eines Phasensignals, das durch Phasenerfassung eines M-Phasen-DPSK- modulierten Signals gewonnen wird, umfassend:

Lokalsignalerzeugungsmittel (13) zum Erzeugen eines lokalen Signals mit einer Frequenz nahezu gleich der des übertragenen Signals, welches in Symbolintervallen T mit M-Phasen-DPSK moduliert ist;

Phasendetektormittel (12) zum Empfang des übertragenen Signals und zum Erfassen der Phase des empfangenen Signals relativ zur Phase des lokalen Signals;

Abtastmittel (14) zum Abtasten der Phase des empfangenen Signals nach jedem Symbolintervall T und Ausgabe einer abgetasteten Phase Ψn;

Verzögerungsmittel (15&sub1;-15N) mit N Verzögerungsstufen, die in Reihe geschaltet sind und je eine Verzögerung um das Symbolintervall T bewirken, wobei N eine ganze Zahl größer oder gleich 2 ist und die Verzögerungsmittel vorgesehen sind, die abgetastete Phase von den Abtastmitteln zu empfangen und abgetastete Phasen Ψn-1, Ψn-2, ..., Ψn-N von 1 bis N Symbolen zuvor auszugeben; und

Maßberechnungsmittel (16) zum Berechnen von Maßen von Phasendifferenzfolgen; dadurch gekennzeichnet, daß

die Maßberechnungsmittel (16) ausgebildet sind, die gegenwärtig abgetastete Phase von den Abtastmitteln (14) und N zuvor abgetastete Phasen von den Verzögerungsstufen der Verzögerungsmittel (15&sub1;-15N) zu empfangen, die Summe einer Teilfolge {Δφi; i = n, n-1, ..., n+1-q} von q vorigen Symbolen in einem N-Symbol-Phasendifferenzfolgenkandidaten {Δφn; n = 1, ..., N} zu einer erfaßten Phase Ψn-q von q vorigen Symbolen zu addieren, um einen Schätzwert Ψn' der Phase Ψn, zu gewinnen, den v-ten Potenzwert des Absolutwerts einer Differenz un(q) zwischen dem Schätzwert Ψn', und der Phase Ψn als ein Maß einer q-Symbol-Phasenerfassung zu definieren, wobei v eine reale Zahl größer oder gleich 1 ist, die Maße für die geschätzten Phasenwerte zum Erhalt eines Zweigmaßes λn für einen Pfad des Phasedifferenzfolgekandidaten aufzusummieren, die Zweigmaße längs des Pfads zum Erhalt eines Pfadmaßes Λ aufzusummieren, und eine N-Symbol-Phasedifferenzfolge mit dem minimalen Pfadmaß als eine decodierte Folge auszugeben.

10. Differenzphasendetektor nach Anspruch 9, bei dem die Maßberechnungsmittel (16) das Zweigmaß λn berechnen durch,

λn = un(1)v + un(2) v + ... + un(n) v,

und das Zweigmaß von n = 1 bis N aufsummieren, um ein Pfadmaß Λ = λ&sub1; + λ&sub2; + ... + λN des Phasendifferenzfolgekandidaten {Δφi; 1 = 1, 2, ..., N} zu erhalten.

11. Differenzphasendetektor nach Anspruch 9, bei dem die Maßberechnungsmittel (16) einen Pfadspeicher (16B) und einen Pfadmaßspeicher (16A) enthalten, von denen der Pfadspeicher dazu vorgesehen ist, sukzessive die Zustände von Überlebenspfaden zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt, die je zu einem von MQ-1 Zuständen führen, zu speichern, welche durch eine Folge von vorangegangenen Q-1 Phasendifferenzen definiert sind, wobei Q eine vorbestimmte ganze Zahl größer oder gleich 2 ist, der Pfadmaßspeicher dazu vorgesehen ist, Pfadmaße zu speichern, die die Wahrscheinlichkeit von Überlebensfolgen repräsentieren, die jeweils zu einem von MQ-1 Zuständen führen, wobei die Maßberechnungsmittel (16) ausgestaltet sind (L-1) abgetastete Phasen Ψn-1, Ψn- 2, ..., Ψn-L zu zurückliegenden Zeiten (n-1)T, (n-2)T, ..., (n-L+1)T von den Verzögerungsstufen der Verzögerungsmittel zum empfangen und die abgetasteten Phasen auf der Basis des Viterbi- Algorithmus mit den MQ-1 Zuständen zu decodieren,

wobei die Maßberechnungsmittel (16) ausgestaltet sind, die Summe einer Teilfolge {Δφi; i = n, n-1, ..., n+1-q) von q Symbolen eines L-Symbol-Phasendifferenzfolgenkandidaten {Δφn; n = 1, 2, ..., L} zu einer erfaßten Phase Ψn-q q Symbole zuvor zu addieren, um einen Schätzwert Ψn' der Phase Ψn zu erhalten, den v-ten Potenzwert des Absolutwerts einer Differenz un(q) zwischen dem Schätzwert Ψn' und der Phase Ψn als ein Maß einer q-Symbol-Differenzphasenerfassung zu definieren, wobei v eine reale Zahl gleich oder größer 1 ist, ein Maß λn(sn-1 → Sn) von M Zweigen zu berechnen, die MQ-1 Zustände Sn-1 = (Δφn-(Q-1), ..., Δφn-2, Δφn-1) zum Zeitpunkt (n-1)T zu einem jeweiligen Zustand Sn = (Δφn-(Q-2), ..., Δφn-1, Δφn) zum Zeitpunkt nT verlassen, gemäß folgender Gleichung

λn un(1) v + un(2) v + ... + un(L) v,

Pfadmaße der M Zweige zu den Zuständen Sn nach Maßgabe der folgenden Gleichung

Λn(Sn Sn-1) = Λn-1(Sn-1) + λn-1 → Sn)

zu berechnen,

einen Zweig mit dem minimalen Pfadmaß als einen Überlebenspfad zu dem Zustand Sn' zu definieren, den Überlebenspfads in dem Pfadspeicher zu speichern, den Werts des minimalen Pfadmaßes als ein Pfadmaß Λn(Sn) des Zustands Sn zu definieren, das Pfadmaß Λn(Sn) in dem Maßspeicher zu speichern, einen Pfads, der zu einem Zustand mit dem minimalen Pfadmaß Λn(Sn) aller der MQ-1 Zustände Sn zum Zeitpunkt nT führt auszuwählen, in dem Pfadspeicher gespeicherte Zuständen längs dem ausgewählten Pfad für ein Intervall DT zurückzuverfolgen, und eine Phasendifferenz Δφn-D von Zuständen (Δφn-(D+Q-2), ..., Δφn-(D+1), Δφn-D) als ein decodiertes Ergebnis Δφn-D' auszugeben.

12. Differenzphasendetektor, umfassend:

Lokalsignalerzeugungsmittel (13) zum Erzeugen eines lokalen Signals gleicher Frequenz wie ein empfangenes Signal, das in Symbolintervallen T M-Phasen-DPSK-moduliert ist; und

Phasendetektormittel (12, 14) zur Erfassung der Phase des empfangenen Signals relativ zu dem lokalen Signal und zur Ausgabe der erfaßten Phase Ψn zu den Symbolintervallen T;

gekennzeichnet durch

Phasendifferenzdetektormittel (15) zum Erhalt einer Phasendifferenz Ψn-Ψn-q zwischen der erfaßten Phase Ψn und einer Phase Ψn-q bis zu L Symbole zuvor, wobei L eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist;

Kumulationsmittel (18) zum Kumulieren der entschiedenen Phasendifferenzen δn-1(q) = ΣΔ n-i wobei Σ die Summe der Phasendifferenzen von i = 1 to q-1 ist; und

Maßberechnungsmittel (16) zur Berechnung des v-ten Potenzwerts des Absolutwerts der Differenz zwischen der erhaltenen Phasendifferenz Ψn-Ψn-q und der Summe des addierten Werts δn-1(q) und eines Phasendifferenzkandidaten Δφ' als eines Maßes λq einer q-Symbol-Differenzphasenerfassung, zum Addieren von L Maßen der Differenzphasenerfassung zum Erhalt eines Zweigmaßes λn = un(1) v + ... + un(L) v und zur Ausgabe eines Phasendifferenzkandidaten mit dem minimalen Zweigmaß als eine entschiedene Phasendifferenz Δ n.

13. Differenzphasendetektor nach Anspruch 12, bei dem die Phasendifferenzdetektormittel (15) Verzögerungsmittel (15&sub1;-15N) enthalten, die L Verzögerungsstufen und L Subtrahierer (15S&sub1;- 15SL) aufweisen, von denen die L Verzögerungsstufen in Reihe geschaltet sind und je eine Verzögerung um ein Symbolintervall T bewirken und die L Subtrahierer ausgestaltet sind, sukzessiv erfaßte Phasen von den Phasendetektormitteln zu empfangen und frühere erfaßte Phasen Ψn-1, Ψn-2, ..., Ψn-L von bis zu 1 bis L Symbolen zuvor auszugeben, wobei die Subtrahierer ausgestaltet sind, die Ausgangsphasen der Verzögerungsstufen von der erfaßten Phase Ψn zu subtrahieren, die von den Phasendetektormitteln empfangen wird, und die Phasendifferenz Ψn-Ψn-q auszugeben.

14. Differenzphasendetektor nach Anspruch 12, bei dem die Kumulationsmittel (18) Verzögerungsmittel (18&sub1;-18L-1) und (L-2) Addierer (18A&sub1;-18AL-2) aufweisen, die Verzögerungsmittel (L-1) Verzögerungsstufen besitzen, die in Reihe geschaltet sind und je eine Verzögerung um ein Symbolintervall T bewirken, die Addierer ausgestaltet sind, sukzessiv entschiedene Phasendifferenzen von den Maßberechnungsmitteln zu empfangen, früher entschiedene Phasendifferenzen Δ n-1, Δ n-2, Δ n-L von 1 bis L Symbolen zuvor von den Verzögerungsstufen zu erhalten, die Ausgangsphasen der Verzögerungsstufen zu kumulieren und eine Summe δn-1(q) = ΣΔ n-1 von i = 1 bis q-1 und von q = 2 bis L zu erzeugen.