DE69532577T2

DE69532577T2 - Verfahren zur verzögerungsdemodulation von dpsk-wellen mit linearer prädiktion

Info

Publication number: DE69532577T2
Application number: DE69532577T
Authority: DE
Inventors: Fumiyuki Adachi
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-08-08
Filing date: 1995-08-01
Publication date: 2004-12-16
Anticipated expiration: 2015-08-02
Also published as: EP0723353A1; EP0723353B1; WO1996005680A1; EP0723353A4; DE69532577D1; CN1086088C; US5654667A; CN1132013A

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Differenzdetektionsverfahren, das beispielsweise in Mobilfunkkommunikationen verwendet wird, um phasenmodulierte Signale zu demodulieren, indem ihr wahrscheinlichster Zustand aus einer vorherigen oder vergangenen erfassten Symbolsequenz in einem M-wertigen Phasendifferenzmodulationssystem, allgemein auch als M-Phasen-DPSK bezeichnet (wobei M eine positive ganze Zahl ist) geschätzt wird.
Kohärente Detektion und Differenzdektion werden zur Demodulation von phasenmodulierten Signalen verbreitet eingesetzt. Bei der kohärenten Detektion regeneriert die Empfängerseite einen Träger, misst dann die Phase des empfangenen Signals unter Verwendung des regenerierten Trägers als Referenzsignal und entscheidet über ein übertragenes Symbol. Da hierbei die absolute Phase des übertragenen Signals unbekannt ist, verwendet die Senderseite üblicherweise ein Differenzphasenmodulations-(DPSK)-Schema, das Information in eine Phasendifferenz ΔΦ steckt. Diese kohärente Detektion weist eine ausgezeichnete Fehlerratencharakteristik auf, weil das für die kohärente Detektion regenerierte Referenzsignal unempfindlich gegen Störung durch thermisches Rauschen ist, doch in einer Umgebung mit Schwund, wo die Phase des Empfangssignals variiert, kann die Phase des regenerierten Differenzsignals der Phasenschwankung nicht folgen, und die Leistungsfähigkeit nimmt entsprechend ab.
Andererseits verwendet das herkömmliche Differenzdetektionsverfahren als Referenzsignal ein um eine Symbolperiode verzögertes Empfangssignal z_n–1, um zu entscheiden, dass dasjenige ΔΦ_n, = ΔΦ _n, das Re {z_nz*_n–1exp(–jΔΦ_n)} maximiert, ein übertragenes Symbol ist. Dabei ist z_n eine komplexe Darstellung des Empfangssignals, Re ein Realteil und * bezeichnet komplexe Konjugation. Die differentielle Detektion benötigt daher keine Trägerregenerationsschaltung, wodurch die verwendete Detektionsschaltung vereinfacht wird und in einer Umgebung mit Schwund eine höhere Leistungsfähigkeit als mit kohärenter Detektion erreicht wird.
Bei Mobilfunkkommunikationen werden Funkwellen nach Reflexion an Gebäuden oder dergleichen empfangen, so dass, wenn eine Mobilstation sich beim Senden und Empfangen bewegt, im Empfangssignal Multiweg-Schwund auftritt und einen Übertragungsfehler verursacht. In einem von Schwund betroffenen Kanal liefert die differentielle Detektion eine bessere Fehlerratenleistung als die kohärente Detektion, doch wenn der Schwund schneller wird, wird in dem Empfangssignal eine zufällige Phasendrehung verursacht, und die Phasendifferenz zwischen den Signalen z_n und z_n–1, wird von der Sendephasendifferenz verschieden, was leicht einen Fehler verursachen kann. Im Gegensatz hierzu ist in einem schwundfreien Kanal die Fehlerratenleistung schlechter als die mit kohärenter Detektion erreichbare.
Derweil wird in D. Makrakis und K. Feher „Optimal noncoherent detection of signals", Electronics Letters Bd. 26, Seiten 398–400, März 1990 vorgeschlagen, die Fehlerrate bei Quadratur-Differenzdetektion in die Nähe von der mit kohärenter Detektion mit differentieller Decodierung erreichbaren durch ein Differenzdetektionsschema zu bringen, das durch Verwendung des Viterbi-Algorithmus eine Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung macht.
Mit dem vorgeschlagenen Verfahren nimmt jedoch, wenn der Schwund schneller wird, die Fehlerratenleistung aufgrund der zufälligen Phasendrehung des Empfangssignals eher ab.
Das Dokument EP 0 716 527 offenbart eine kohärente Maximum-Likelihood-Detektion für M-Phasen-PSK, wobei ein Referenzsignal η_n erzeugt wird, in dem eine Sequenz von Empfangssignalabtastwerten mit einer Sequenz von Trellis-Zuständen darstellenden Symbolen invers moduliert wird und die modulierten Signale aufsummiert werden; das Referenzsignal η_n wird für kohärente Detektion der abgetasteten Sequenz z_n verwendet. Das Dokument lehrt keine lineare Vorhersage von Schwund-Schwankungen.
Das zitierte Dokument Adachi, Sawahashi, „Decision feedback multiple-symbol differential detection for M-ary DPSK", Electronics Letters, Bd. 29, Nr. 15, 22. Juli 1993, Stevenage, GB, S. 1385–1387, offenbart Differenzdetektion für M-äre DPSK, wobei eine Phasendifferenz ΔΦ _n ausgewählt wird, um einen realen Wert eines inneren Produktes Re[z_nz*_n–1,DFexp(–jΔΦ _n] zu maximieren, wobei ein Referenzsignal z_n–1,DF als eine lineare Vorhersage zum Verbessern des Signal-Rausch-Verhältnisses durch
berechnet wird.
Das Dokument Svensson, „Coherent detector based on linear prediction and decision feedback DPSK", Electronics Leiters, Bd. 30, Nr. 2, 29. September 1994, Stevenage, GB, S. 1642–1643 offenbart kohärente Detektion unter Verwendung eines Ein-Schritt-Prädiktors für DQPSK, wobei die Datensymbole {a_I} für I < k alle bekannt sind und ein Schwund-Abtastwert g ^_k durch g ^_k = h_kR_k vorhergesagt wird, wobei h_k die Koeffizienten eines FIR-Filters mit N Taps sind. Da der Prädiktor bereits einen Weg bis zum unmittelbar vorhergehenden Schritt entschieden hat, wird Schwund in den Schritten vor dem unmittelbar vorangehenden Schritt nicht berücksichtigt.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Differenzdetektionsverfahren für das M-Phasen-DPSK-modulierte Signal anzugeben, das auch in einer Umgebung mit schnell variierendem Schwund eine ausgezeichnete Fehlerratenleistung aufweist.
Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Differenzdetektionsverfahren für das M-Phasen-DPSK-modulierte Signal anzugeben, das eine schnelle Verfolgungsfähigkeit hat und in der Lage ist, eine Fehlerratenleistung nahe der der kohärenten Detektion auch in einer schwundfreien Umgebung zu erreichen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Diese Ziele werden erreicht mit einem Verfahren wie in den Ansprüchen 1, 3, 5 bzw. 7 beansprucht. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Differenzdetektors gemäß einer ersten Ausgestaltung des Differenzdetektionsverfahrens nach der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist ein Trellis-Diagramm zur Durchführung einer Sequenzschätzung im Fall eines Vier-Phasen-DPSK-modulierten Signals.
3 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration des Differenzdetektors im Fall der adaptiven Bestimmung eines Vorhersagekoeffizienten bei der ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt.
4 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Differenzdetektors gemäß einer zweiten Ausgestaltung des Differenzdetektionsverfahrens zeigt.
5 ist ein Graph, der Simulationsergebnisse der Fehlerratenleistung in Bezug auf eine Signalenergie pro Bit in Abhängigkeit von der spektralen Rauschleistungsdichte in dem Fall zeigt, wo die erste und zweite Ausgestaltung, die den Vorhersagekoeffizienten adaptiv festlegen, auf das Vier-Phasen-DPSK-Schema angewandt werden, zusammen mit Leistungen gemäß dem herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektionsverfahren und dem Kohärentdetektions-Differenzdecodierungsverfahren.
6 ist ein Graph, der Leistungen ähnlich denen in 5, allerdings in einer Umgebung mit Rayleigh-Schwund zeigt.
7 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Detektors darstellt, der den Vorhersagekoeffizienten adaptiv festlegt, gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Graph, der Simulationsergebnisse über eine Fehlerratenleistung in Bezug auf die Signalenergie pro Bit in Abhängigkeit von der spektralen Rauschleistungsdichte in dem Fall zeigt, wo die dritte und vierte Ausgestaltung, die den Vorhersagekoeffizienten adaptiv festlegen, auf das Vier-Phasen-DPSK-Schema angewandt werden, zusammen mit Leistungen gemäß dem herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektionsverfahren und dem Kohärentdetektions-Differenzdecodierungsverfahren.
9 ist ein Graph, der Leistungen ähnlich denen in 8, allerdings in der Rayleigh-Schwund-Umgebung zeigt.
BESTE ART, DIE ERFINDUNG AUSZUFÜHREN
ERSTE AUSGESTALTUNG
In 1 ist in Blockform eine Differenzdetektorschaltung gezeigt, die das Differenzdetektionsverfahren nach einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung anwendet. Ein über einen Eingangsanschluss 11 empfangenes M-Phasen-DPSK-Signal r(t) wird zunächst an einen quasikohärenten Detektor 13 angelegt, wo es durch ein Lokalsignal von einem Lokaloszillator 12 in ein Basisbandsignal z(t) frequenzkonvertiert wird. Das Basisbandsignal z(t) wird einer Abtastschaltung 14 zugeführt, wo es abgetastet wird, um einen Abtastwert z_n zur Zeit t = nT jeder Übertragungssymbolperiode T zu erhalten, wobei dieser Wert im Folgenden als Abtastwert des Empfangssignals zur Zeit n bezeichnet wird. Bei der Beschreibung der vorliegenden Erfindung werden aus Zweckmäßigkeitsgründen Signale in komplexer Darstellung ausgedrückt. Das heißt, wenn die Trägerfrequenz des Empfangssignals r(t) durch f_c und die Empfangssignalphase durch η(t) gegeben ist, wird das Empfangssignal r(t) ausgedrückt durch R(t)cos{2πf_ct + η(t)}, doch in komplexer Darstellung ist es r(t) = R(t)exp{j[2πf_ct + η(t)]}. Die komplexe Darstellung der quasikohärenten Detektorausgabe ist z(t)R(t)exp{jη(t)}, und der Abtastwert ist gegeben durch z_n = R_nexp(jη_n). Bei der Differenzdetektion des mit M Werten differentiell phasenmodulierten Signals (des M-Phasen-DPSK-modulierten Signals) sind an jedem Zeitpunkt M Phasendifferenzzustände ΔΦ = 2mπ/M mit m = 0, 1, ..., M – 1 vorgesehen. 2 ist ein Trellis-Diagramm, das den Zustandsübergang für M = 4 zeigt. In 2 sind bereits bis zur Zeit (n – 1) festgelegte überlebende Wege (Sequenzen) und alle möglichen Übergangsverzweigungen von dem Phasendifferenzzustand ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) zum Phasendifferenzzustand zur Zeit n (gegenwärtige Zeit) dargestellt. Der Phasendifferenzzustand ΔΦ wird im Folgenden einfach als Phasenzustand oder Zustand bezeichnet.
Ein adaptives Referenzsignalschätzungsteil 15 erzeugt als ein Referenzsignal einen vorhergesagten Abtastwert z ^_n–1 zur Zeit (n – 1 ), der eine Schwundschwankung zur Zeit n enthält, unter Verwendung von Abtastwerten z_n–1 und z_n–2 zu Zeiten (n – 1) und (n – 2) und legt das Referenzsignal an ein Zweigmetrikrechenteil 16 an. Das Zweigmetrikrechenteil 16 berechnet als vorhergesagten Abtastwert z ^_n–1 zur Zeit (n – 1), der die Schwundschwankung zur Zeit n enthält, jede von M Zweigmetriken, die die Wahrscheinlichkeit (Likelihood) des Überganges von M Zuständen zur unmittelbar vorhergehenden Zeit (n – 1) zu einem Zustand zur Zeit n angeben. Die gleiche Operation wird für alle anderen Zustände zur Zeit n wiederholt. Ein Viterbi-Decodierteil 17 schätzt sequentiell übertragene Phasendifferenzsequenzen nach dem Viterbi-Algorithmus ab. Das heißt, das Viterbi-Decodierteil bezechnet auf der Grundlage der Zweigmetriken Wegmetriken, die die Wahrscheinlichkeit von Sequenzen angeben, die jeden Zustand zur Zeit n erreichen, wählt dann den Zustand zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt (n – 1), von dem der Weg ausgeht, der jeden Zustand zur Zeit n am wahrscheinlichsten erreicht, und speichert für jeden Zustand die Weggeschichte und die Wegmetrik in einem Wegspeicher 17P bzw. einem Metrikspeicher 17M. Ferner verfolgt das Viterbi-Decodierteil den Weg der minimalen unter den Wegmetriken in den M Zuständen zur Zeit n über eine festgelegte Anzahl von Zeitpunkten zurück und gibt ein decodiertes Symbol an einen Ausgangsanschluss 18 aus. In den Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung, die im Folgenden beschrieben werden, ist allerdings in dem Fall, dass ein quadratischer Fehler zwischen dem Empfangssignalabtastwert und dem Referenzsignal als die die Wahrscheinlichkeit des Überganges angebende Zweigmetrik verwendet wird, die Wahrscheinlichkeit des Überganges des Zweiges um so größer, je kleiner der quadratische Fehler ist. Das heißt, je kleiner die Wegmetrik ist, die die Summe der Zweigmetriken entlang des überlebenden Weges ist, um so größer ist die Wahrscheinlichkeit des überlebenden Weges. Umgekehrt ist, wenn als Zweigmetrik der realzahlige Wert des inneren Produktes des Empfangssignalabtastwertes und des phasengedrehten Referenzsignals verwendet wird, die Wahrscheinlichkeit des Zustandsüberganges des Zweiges um so größer, je größer die Zweigmetrik ist.
Die Differenzdetektion gemäß der ersten Ausgestaltung wird ausgeführt wie unten beschrieben.

(a) Wenn entschieden ist, welcher der M Phasendifferenzzustände ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) am wahrscheinlichsten zu einem der Zustände ΔΦ_n zur Zeit n führt, wird der Empfangssignalabtastwert z_n–2 zur Zeit (n – 2) um ΔΦ_n–1 phasengedreht, und ein linear vorhergesagter Wert z ^_n–1 des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zur Zeit (n – 1), der eine Schwundschwankung zur vorhergesagten Zeit n enthält, wird auf der Grundlage des phasengedrehten Signals und des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zur Zeit (n – 1) mit der folgenden Gleichung berechnet, wobei der Vorhersagekoeffizient λ als eine reelle Zahl gesetzt wird: z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λzn–2exp(jΔΦn–1) (1)Gleichung (1) wird umgeformt zu: z ^n–1 – zn–1 = λ{zn–1 – zn–2exp(jΔΦn–1)} (2)Die Differenz in den geschweiften Klammern auf der rechten Seite von Gleichung (2) stellt die Differenz zwischen Empfangssignalabtastwerten dar, die durch eine Schwundschwankung von der Zeit (n – 2) bis (n – 1) verursacht ist; wenn der Schwund im Wesentlichen konstant ist, gilt z_n–1 – z_n–2 exp(jΔΦ_n–1) = 0. Wenn der Schwund sich abrupt ändert, wie bei Mobilfunkkommunikationen, wird die Differenz jedoch nichtvernachlässigbar groß. Gleichung (2) bedeutet die lineare Vorhersage einer Schwundschwankung von der Zeit (n – 1) bis n auf der Grundlage der Schwundschwankung von der Zeit (n – 2) bis (n – 1).
(b) Als Nächstes wird ein um ΔΦ_n aus dem linear vorhergesagten Wert z_n–1 phasengedrehtes Signal als Kandidatenabtastwert für das Empfangssignal zur Zeit n verwendet, und der folgende quadratische Fehler zwischen ihm und dem Empfangssignalabtastwert z_n zur Zeit n wird als eine Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) berechnet, die die Wahrscheinlichkeit des Überganges vom Zustand ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) zum Zustand ΔΦ_n zur Zeit n angibt. μ(ΔΦn–1 → ΔΦn) = |zn – z ^n–1exp(jΔΦn)|2 (3)
(c) Die Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) wird zur Wegmetrik M(ΔΦ_n–1) im Zustand ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) hinzuaddiert, um die Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1) einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den Zustand ΔΦ_n–1 verläuft.
(d) Die obigen Schritte (a) bis (c) für einen Zustand ΔΦ_n zur Zeit n werden für alle M Zustände ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) durchgeführt, um Wegmetriken H für M Kandidatensequenzen zu erhalten, dann werden diese M Wegmetriken H dem Betrag nach verglichen, und eine Berechnung wird durchgeführt, um einen Zustand ΔΦ'_n–1 zu erhalten, der die minimale Wegmetrik liefert. Dieser Zustand wird in dem Wegspeicher 17P als der Zustand einer überlebenden Sequenz (eines überlebenden Weges) zur Zeit (n – 1) gespeichert, der den Zustand ΔΦ_n zur Zeit n erreicht, während gleichzeitig seine Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1) in dem Metrikspeicher 17M als die Wegmetrik H(ΔΦ_n) im Zustand ΔΦ_n zur Zeit n gespeichert wird.
(e) Die obigen Schritte (a) bis (d) werden für alle M Zustände ΔΦ_n durchgeführt, um M Wegmetriken H(ΔΦ_n) zu erhalten, dann werden die M Wegmetriken dem Betrag nach verglichen, und eine Berechnung wird durchgeführt, um einen Zustand ΔΦ'_n zu erhalten, der die minimale Wegmetrik liefert. Der Wegspeicher wird über eine festgelegte Anzahl K von Zeitpunkten vom Zustand ΔΦ'_n aus rückverfolgt, und der so erreichte Zustand wird als das decodierte Symbol ΔΦ _n–K ausgegeben.

Bei der oben beschriebenen ersten Ausgestaltung kann der Vorhersagekoeffizient λ ein vorgegebener konstanter Wert sein, er kann aber auch adaptiv einstellt werden durch Berechnen von M überlebenden Sequenzen zur Zeit N und Rückverfolgen jeder Sequenz, so dass ein Fehler zwischen dem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert durch einen rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus minimiert wird. In einem solchen Fall wird ein Vorhersagekoeffizient für jeden Zustand zur Zeit n verwendet. Der Vorhersagekoeffizient wird wie nachfolgend beschrieben festgelegt.
Wenn in dem oben erwähnten Schritt (d) ΔΦ'_n–i (mit i = 0, 1, ..., n – 1) die Sequenz auf dem überlebenden Weg darstellt, der den Zustand ΔΦ_n zur Zeit n erreicht, wird der Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n) zum Vorhersagen eines zur nächsten Zeit (n + 1) verwendeten Referenzsignals so gewählt, dass ein exponentiell gewichteter mittlerer Quadratfehler minimiert wird, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:
wobei β ein positiver Vergessensfaktor ≤ 1 ist und z ^'_n–i ein vorhergesagtes Referenzsignal zur Zeit (n – i) ist, wenn angenommen wird, dass die Vorhersage an allen vorgehenden Zeitpunkten mit dem gleichen Vorhersagekoeffizienten λ(ΔΦ_n) getroffen wird; es ist gegeben durch die folgende Gleichung: z ^'n–1 = {1 + λ(ΔΦn)}zn–1–i – λ(ΔΦn)zn–2–iexp(JΔΦ'n–1–i) (5)
Der Vorhersagekoeffizient, der Gleichung (4) minimiert, ist gegeben durch die folgende Gleichung:
Der durch Gleichung (6) ausgedrückte Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n) kann rekursiv wie folgt berechnet werden: λ(ΔΦn) = Θn(ΔΦn)/Ωn(ΔΦn) (7) Ωn(ΔΦn) = |zn–1 – zn–2exp(jΔΦ'n–1)|2 + βΩn–1(ΔΦ'n–1) (8) Θn(ΔΦn) = Re{[zn – zn–1exp(jΔΦn)][zn–1 – zn–2exp(jΔΦ'n–1)]*} + βΘn–1(ΔΦ'n–1) (9)wobei Ω₀(ΔΦ₀) = δ (eine kleine positive reelle Zahl), Θ₀(ΔΦ₀) = 0, z_–1 = 0 und ΔΦ₀ = 0 ist. Der so für jeden Zustand zur Zeit n erhaltene Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n) wird verwendet, um das Referenzsignal z ^_n mit Gleichung (1) in Schritt (a) für den Abtastwert z_n+1 zum nächsten Zeitpunkt (n + 1) zu berechnen.
Wie oben beschrieben, müsste der Empfangssignalabtastwert z_n–1 zur Zeit (n – 1) durch eine ΔΦ_n–1-Phasendrehung des Empfangssignalabtastwertes z_n–2 zur Zeit (n – 2) vorhergesagt werden, doch werden die Empfangssignalabtastwerte zu den Zeiten (n – 2) und (n – 1) durch der Schwund unterschiedlich beeinflusst. Bei der ersten Ausgestaltung werden der Empfangssignalabtastwert z_n–1 der den Einfluss des Schwunds zur Zeit (n – 1) enthält, und ein durch die ΔΦ_n–1-Phasendrehung des den Einfluss des Schwunds zur Zeit (n – 2) enthaltenden Signalabtastwertes z_n–2 verwendet, um mit Gleichung (1) den Vorhersagewert z ^_n–1 des Empfangssignals zur Zeit (n – 1) zu berechnen, dessen Phase die Summe einer linear vorhergesagten zufälligen Phase der Schwundschwankung zur Zeit n und der Signalphase ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) ist. Daher ist die Differenz zwischen dem gegen das vorhergesagte Empfangssignal z ^_n–1 um ΔΦ_n phasengedrehten Signal und dem Empfangssignal z_n frei vom Einfluss der Schwundschwankung zur Zeit n, wenn ΔΦ_n korrekt ist.
3 zeigt Beispiele von detaillierten Konstruktionen des adaptiven Referenzsignalschätzungsteiles 15 und des Zweigmetrikrechenteiles 16, das direkt Gleichungen (5) bis (9) darstellt, in dem Fall, dass der oben beschriebene lineare Vorhersagekoeffizient adaptiv festgelegt wird.
Das adaptive Referenzsignalschätzungsteil 15 umfasst Verzögerungen 15D₁ und 15D₂ , ein Vorhersagekoeffizientenrechenteil 15P und ein Referenzsignalrechenteil 15R. Das Vorhersagekoeffizientenrechenteil 15P umfasst ein Ω-Rechenteil P10, ein Θ-Rechenteil P20 und ein λ-Rechenteil P30. Das Ω-Rechenteil P10 dient zum Berechnen von Gleichung (8); in Schritt (d), nachdem der Zustand ΔΦ'_n–1 zur Zeit (n – 1), der die minimale Wegmetrik für jeden Zustand zur Zeit n ergibt, in dem Viterbi-Decodierteil 17 bestimmt ist, wird seine Phase ΔΦ'_n–1 durch ein Transformationsteil P11 in eine komplexe Form umgeformt und einem Multiplizierer P12 zugeführt, wo sie mit dem Abtastwert z_n–2 zur Zeit (n – 2) aus der Verzögerung 15D₂ multipliziert wird. Die multiplizierte Ausgabe wird einem Subtrahierer P13 zugeführt, wo sie vom Abtastwert z_n–1 zur Zeit (n – 1) aus der Verzögerung 15D₁ subtrahiert wird, um den Betrag der in Gleichung (8) gezeigten Differenz zu erhalten, und der Betrag der Differenz wird von einem Quadrierer P14 quadriert. In einem Speicher P15 ist immer Ω_n–1 zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt (n – 1) gespeichert, und seine Ausgabe wird mit einem festen Wert β in einem Multiplizierer P16 multipliziert, und die multiplizierte Ausgabe wird einem Addierer P17 zugeführt. Der Addierer P17 addiert die Ausgaben vom Quadrierer P14 und dem Multiplizierer P16 und liefert die addierte Ausgabe als Ω_n zur Zeit n, gegeben durch Gleichung (8).
Andererseits wird in dem Θ-Rechenteil P20 die in dem Viterbi-Decodierteil 17 gesetzte Phase ΔΦ_n durch ein Transformationsteil P21 in eine komplexe Form umgeformt und einem Multiplizierer P22 zugeführt, wo sie mit dem Abtastwert z_n–1 zur Zeit (n – 1) aus der Verzögerung 15D, multipliziert wird, und die multiplizierte Ausgabe wird von dem Abtastwert z_n zur Zeit n in einem Subtrahierer P23 subtrahiert, um die erste Differenz auf der rechten Seite von Gleichung (9) zu erhalten. Die Differenz aus dem Subtrahierer P13 in dem Θ-Rechenteil P10 wird durch ein Transformationsteil P24 in ihr komplex Konjugiertes umgeformt, das mit der Differenz aus dem Subtrahierer P23 in einem Multiplizierer P25 multipliziert wird. Der Realteil der multiplizierten Ausgabe wird in einem Realteil-Rechenteil P26 berechnet. In einem Speicher P27 ist immer Θ_n(ΔΦ'_n–1) zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt (n – 1) gespeichert, und seine Ausgabe wird mit β in einem Multiplizierer P28 multipliziert, dessen multiplizierte Ausgabe zu der Ausgabe aus dem Realteil-Rechenteil P26 addiert wird, um Θ_n(ΔΦ_n) zum gegenwärtigen Zeitpunkt zu erhalten.
Das λ-Rechenteil P30 berechnet den Kehrwert von Ω_n(ΔΦ_n) aus dem Ω-Rechenteil P10 mit einem Dividierer P31, multipliziert dann die dividierte Ausgabe mit Θ_n(ΔΦ_n) aus dem Θ-Rechenteil P20 mit einem Multiplizierer P32, um den Vorhersagekoeffizienten λ(ΔΦ_n) zum gegenwärtigen Zeitpunkt n zu erhalten, und aktualisiert damit einen Speicher P33. Der Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n–1) zur Zeit (n – 1) ist im Speicher P33 vor seiner Aktualisierung gespeichert, und die daraus gelesene Ausgabe wird dem Referenzsignalrechenteil 15R zugeführt. In dem Referenzsignalrechenteil 15R wird die eingestellte Phase ΔΦ_n–1 aus dem Viterbi-Decodierteil 17 durch einen Transformierer R11 in eine komplexe Form umgeformt und einem Multiplizierer R12 zugeführt, wo der Abtastwert z_n–2 zur Zeit (n – 2), der von der Verzögerung 15D₂ zugeführt wird, um die Ausgabe aus dem Transformierer R11 phasengedreht wird und mit dem Vorhersagekoeffizienten λ(ΔΦ_n–1) aus dem λ-Rechenteil P30 multipliziert wird. Andererseits wird zum Vorhersagekoeffizienten λ(ΔΦ_n–1) durch einen Addierer R13 eine Konstante 1 hinzuaddiert, dann wird die addierte Ausgabe mit dem Abtastwert z_n–1 zur Zeit (n – 1) aus der Verzögerung 15D₁ multipliziert, und die Ausgabe aus dem Multiplizierer R12 wird mit einem Subtrahierer R15 von der multiplizierten Ausgabe abgezogen, um das Referenzsignal z ^_n–1 zu erhalten.
Das Referenzsignal z ^_n–1 wird an das Zweigmetrikrechenteil 16 angelegt, wo es um ΔΦ_n durch eine komplexe Phase von einem Transformierer 16A in einem Multiplizierer 16B phasengedreht wird, dann wird die multiplizierte Ausgabe durch einen Subtrahierter 16C vom Abtastwert z_n zur Zeit n subtrahiert, und die subtrahierte Ausgabe wird durch einen Quadrierer 16D quadriert, um die Zweigmetrik μ(ΔΦ_{n–1→ΔΦn}) zu erhalten, die durch Gleichung (3) ausgedrückt ist.
In dem Viterbi-Decodierteil 17 werden für die in den M Zuständen zur Zeit (n – 1) wie oben beschrieben gesetzten jeweiligen Phasen ΔΦ_n–1 M Zweigmetriken μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n), die von dem Zweigmetrikrechenteil 16 bereitgestellt sind, durch einen Addierer 17A zu den Zweigmetriken H der entsprechenden M überlebenden Wege hinzuaddiert, die aus dem Wegmetrikspeicher 17M gelesen werden, um Wegmetriken H von Kandidatensequenzen zu erhalten, dann werden sie einem Vergleichs-/Auswahlteil 17C zugeführt, wo sie verglichen werden und die Phase ΔΦ'_n–1 die die minimale Metrik liefert, ausgewählt wird und in den Wegspeicher 17P geschrieben wird. Dadurch werden M überlebende Wege festgelegt, die die jeweiligen Zustände ΔΦ_n zur Zeit n erreichen. Ein Minimalwert-Erfassungsteil 17D liest die Wegmetriken dieser M überlebenden Wege vom Vergleichs-/Auswahlteil 17C, erfasst die minimale unter ihnen und liest dann aus dem Wegspeicher 17P den Zustand (Phase) ΔΦ_n–K des erfassten überlebenden Weges zur Zeit (n – K), eine vorgegebene Zahl K von Punkten in der Zeit zurückgehend, und liefert ihn als decodierte Ausgabe ΔΦ _n–K.
Das adaptive Referenzsignalschätzungsteil 15, das das oben erwähnte Differenzdetektionsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung verkörpert, kann also so konfiguriert werden, dass es die durch Gleichungen (1) bis (9) ausgedrückten Rechnungen durchführt. Das Gleiche gilt für andere Ausgestaltungen.
ZWEITE AUSGESTALTUNG
Bei der oben beschriebenen ersten Ausgestaltung gibt es zu jedem Zeitpunkt M überlebende Wege, doch durch Begrenzen der Anzahl überlebender Wege auf nur einen zu jeder Zeit kann der Sequenzschätzungsalgorithmus vereinfacht werden. In einem solchen Falle wird die Viterbi-Algorithmus-Decodierung zu einer Entscheidungsrückkopplungsdecodierung. 4 zeigt in Blockform die Differenzdetektorschaltung, die ein Differenzdetektionsverfahren verwendet, in einem solchen Fall, wobei die Teile, die solchen in 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Der Empfangssignalabtastwert z_n wird dem adaptiven Referenzsignalschätzungsteil 15 und dem Zweigmetrikrechenteil 16 zugeführt. In dem adaptiven Referenzsignalschätzungsteil 15 werden ein Signal, das durch Drehen des Signalabtastwertes z_n–2 zur Zeit (n – 2) um die decodierte Ausgabephase ΔΦ _n–1, erhalten ist, und der Signalabtastwert zur Zeit (n – 1) verwendet, um den linear vorhergesagten Wert z_n–1 des Signalabtastwertes zur Zeit (n – 1), der die Schwundschwankung zur Zeit (n) enthält, zu berechnen, und der linear vorhergesagte Wert wird als das Referenzsignal dem Zweigmetrikrechenteil 16 zur Verfügung gestellt. Das Zweigmetrikrechenteil 16 berechnet als Zweigmetriken μ(ΔΦ_n) die reellen Zahlen der inneren Produkte von M Referenzsignalkandidaten, die durch Drehen des Referenzsignals z_n–1 um die Phasen ΔΦ_n der M Zustände und den Empfangssignalabtastwert z_n zur Zeit n erhalten sind. In einem Entscheidungsrückkopplungs-Decodierteil 19 wird der Zustand ΔΦ_n berechnet, der die maximale unter den M Zweigmetriken μ(ΔΦ_n) liefert, und wird als das decodierte Symbol ausgegeben.
Die Vorhersagedifferenzdetektion durch die zweite Ausgestaltung wird durchgeführt wie nachfolgend beschrieben.

(a) Wenn entschieden ist, welcher der M Zustände ΔΦ_n zur Zeit n am Wahrscheinlichsten vom Phasendifferenzzustand ΔΦ _n–1 zur Zeit (n – 1) aus erreicht wird, wird der Empfangssignalabtastwert z_n–2 zur Zeit (n – 2) um ΔΦ _n–1 phasengedreht, und ein linear vorhergesagter Wert z ^_n–1 des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zu Zeit (n – 1), der eine Schwundschwankung zur Zeit n, wenn die Voraussage getroffen wird, wird aus dem phasengedrehten Signal und dem Empfangssignalabtastwert z_n–1 nach der folgenden Gleichung berechnet, wobei der Vorhersagekoeffizient λ als eine reelle Zahl gesetzt ist: z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λzn–2exp(jΔΦ n–1) (10)
(b) Dieser linear vorhergesagte Wert z ^_n–1 wird um ΔΦ_n phasengedreht, um einen Empfangssignalkandidaten zur Zeit (n – 1) zu erhalten, und ein realzahliger Wert Re{z_nz ^* _n–1exp(–jΔΦ_n)} des inneren Produktes des Empfangssignalkandidaten und des Empfangssignalabtastwertes z_n wird als Zweigmetrik μ(ΔΦ_n) verwendet, die die Wahrscheinlichkeit des Überganges vom Zustand ΔΦ _n–1 zur Zeit (n – 1) zum Zustand ΔΦ_n angibt.
(c) Die obigen Schritte (a) und (b) werden für alle M Zustände ΔΦ_n zur Zeit n durchgeführt, dann werden die resultierenden M Zweigmetriken dem Betrag nach verglichen, und der Zustand, der die maximale Zweigmetrik liefert, wird berechnet und als das decodierte Symbol ΔΦ _n festgelegt, das anschließend ausgegeben wird.

Bei der oben beschriebenen zweiten Ausgestaltung kann wie im Falle der ersten Ausgestaltung der Vorhersagekoeffizient λ, der den Empfangssignalabtastwert und seinen linear vorhergesagten Wert minimiert, durch den rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus berechnet werden, der die decodierte Sequenz rückverfolgt, nachdem das decodierte Symbol ΔΦ _n zur Zeit n erhalten worden ist. In einem solchen Fall unterscheidet sich diese Ausgestaltung von der oben erwähnten Ausgestaltung darin, dass nur ein überlebender Weg existiert und dass ΔΦ_n anstelle von ΔΦ _n verwendet wird. In dem adaptiven Referenzsignalschätzungsteil 15 wird der Vorhersagekoeffizient λ adaptiv mit der folgenden sequentiellen Rechnung aktualisiert. λ = Θn/Ωn Ωn = |(zn–1 – zn–2exp(jΔΦ n–1)|2 + βΩn–1 Θn = Re{[zn – zn–1exp(jΔΦ n)][zn–1 – zn–2exp(jΔΦ n–1)]*} + βΘn–1 Ω0 = δ (kleine positive reelle Zahl), Θ0 = 0, z–1 = 0, ΔΦ0 = 0 (11)wobei Ω₀(ΔΦ₀) = δ (eine kleine positive reelle Zahl), Θ₀(ΔΦ₀) = 0, z_–1 = 0 und ΔΦ₀ = 0 ist.
In 5 sind durch die durchgezogene Linie 25 Computersimulationsergebnisse der Fehlerratenleistung in einer schwundfreien Umgebung für den Fall dargestellt, dass die adaptive Bestimmung des Vorhersagekoeffizienten λ in der ersten Ausgestaltung (3) auf das Vier-Phasen-DPSK-Schema angewandt wird. In diesem Fall ist β = 1. Die Abszisse von 5 stellt die Signalenergie pro Bit in Abhängigkeit vom spektralen Rauschleistungsdichteverhältnis E_b/N_o dar. Zum Vergleich sind durch die Kurven 26 und 27 Simulationsergebnisse der Fehlerrate für den Fall der herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektion und der Kohärentendetektion mit Differenzdecodierschemata angegeben. Die Differenz zwischen der Ein-Symbol-Phasendifferenzdetektion und der kohärenten Detektion und differentiellen Decodierung im Verhältnis E_b/N_o, die zum Erreichen einer Fehlerrate von 0,1% notwendig ist, ist 1,8 dB, doch kann wie im Fall der ersten Ausgestaltung die Differenz auf bis zu 0,6 dB oder weniger reduziert werden.
In 6 sind durch die durchgezogenen Linien 31 und 32 die Fehlerratenleistungen in einer Umgebung mit Rayleigh-Schwund dargestellt, wenn das oben erwähnte DPSK-Schema auf die erste Ausgestaltung angewandt wird. Die Abszisse stellt ein mittleres E_b/N_o Verhältnis dar. Die durchgezogene Linie 31 bezeichnet den Fall, wo f_DT = 0,01 ist, und die durchgezogene Linie 32 den Fall, wo f_DT = 0,04 ist, wobei f_DT die Schwund-Schwankungsrate darstellt, f_D die maximale Dopplerfrequenz (Bewegungsgeschwindigkeit des mobilen Endgerätes/Wellenlänge des Funkträgers) und T die Länge eines Symbols darstellt (wobei 1/T die Übertragungsrate ist). Die Leistungen der herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektion in den Fällen f_Dt = 0,01 und 0,04 sind durch die Kurven 33 bzw. 34 angegeben. Zum Vergleich sind durch die Kurven 35 und 36 die Leistungen angegeben, die mit dem Kohärentdetektions-Differenzdecodierverfahren und dem herkömmlichen Differenzdecodierverfahren erhalten werden, wenn der Schwund sehr langsam schwankt (f_DT → 0). Bei dem herkömmlichen Differenzdetektionsverfahren nähert sich die Fehlerrate einem Fehleruntergrund, auch wenn das mittlere Verhältnis E_b/N_o groß gesetzt ist, und wird nicht kleiner. Die vorliegende Erfindung ermöglicht jedoch eine Verringerung der Fehlerrate, indem das durchschnittliche Verhältnis E_b/N_o hochgesetzt wird.
Wie oben beschrieben, erlaubt das Differenzdetektionsverfahren gemäß der ersten Ausgestaltung eine Änderung des Vorhersagekoeffizienten λ in Abhängigkeit von der Schwundumgebung des Empfangssignals und verbessert so die Fehlerratenleistung mehr als das herkömmliche Differenzdetektionsverfahren, unabhängig davon, ob Schwund vorhanden ist oder nicht.
Computersimulationsergebnisse zur Fehlerratenleistung im Fall der Anwendung des Vier-Phasen-DPSK-Schemas auf die zweite Ausgestaltung sind durch die Kurve 37 in 5 und die Kurven 38 und 39 in 6 angegeben. Es ist β = 1 gesetzt. In diesem Fall ist die Leistung geringfügig schlechter als in dem Fall der ersten Ausgestaltung, aber größer als in dem Fall des herkömmlichen Differenzdetektionsverfahrens. Die zweite Ausgestaltung hat den Vorteil, dass der erforderliche Verarbeitungsumfang wesentlich kleiner als in der ersten Ausgestaltung ist, weil die Zahl von überlebenden Wegen zu jedem Zeitpunkt auf einen einzigen begrenzt ist.
DRITTE AUSGESTALTUNG
Bei der oben beschriebenen ersten und zweiten Ausgestaltung wird das Referenzsignal z ^_n–1 erzeugt durch lineare Vorhersage der Schwundschwankung aus den Abtastwerten z_n–1 und z_n–2 zu nur zwei vorhergehenden Zeitpunkten. Der Schwundschwankungs-Verfolgungsvermögen ist ausgezeichnet, doch wenn die Schwundschwankung klein ist, wird die Fehlerratenleistung schlechter als die, die mit kohärenter Detektion erreichbar ist. Es wird eine Beschreibung von Ausgestaltungen des Differenzdetektionsverfahrens geliefert, die in der Lage sind, das zum gegenwärtigen Zeitpunkt zu verwendende Referenzsignal z ^_n–1 auf der Grundlage von Abtastwerten an allen vorhergehenden Zeitpunkten zu erzeugen, indem es mit einer rekursiven Formel ausgedrückt wird, die das zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt (n – 1) verwendete Referenzsignal z ^_n–2 enthält.
Der allgemeine Aufbau der Differenzdetektorschaltung, die das Verfahren der dritten Ausgestaltung verwendet, ist der gleiche wie in 1 abgebildet; daher wird die dritte Ausgestaltung mit Bezug auf 1 beschrieben. Die Grundoperationen des adaptiven Referenzsignalschätzungsteiles 15, des Zweigmetrikrechenteiles 16 und des Viterbi-Decodierteiles 17 sind die gleichen wie in der ersten Ausgestaltung, und das Trellis-Diagramm, das den Zustandsübergang im Fall M = 4 zeigt, ist das gleiche wie in 2 gezeigt. In Bezug auf diese Blöcke 15, 16 und 17 wird keine allgemeine Beschreibung wiederholt, und das Verfahren dieser dritten Ausgestaltung wird nachfolgend beschrieben.
Das Verfahren der dritten Ausgestaltung umfasst Schritte wie nachfolgend aufgeführt.

(a) Zu jedem Zeitpunkt gibt es M Zustände ΔΦ_n, die Übertragungsphasendifferenzen zu diesem Punkt darstellen. Im Fall der Auswahl eines Zustandsüberganges aus den M Phasendifferenzzuständen ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1), der mit der größten Wahrscheinlichkeit einen der Zustände ΔΦ_n zur Zeit n erreicht, wird das zur Zeit (n – 1) verwendete Referenzsignal z ^_n–2 um ΔΦ_n–1 phasengedreht, und das phasengedrehte Signal und der Empfangssignalabtastwert zur Zeit (n – 1) werden verwendet, um den geschätzten Wert z ^_n–1 des zur Zeit n zu verwendenden Referenzsignals nach folgender Gleichung zu berechnen: z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λz ^n–2exp(jΔΦn–1) (12)Der Koeffizient λ ist eine reelle Zahl.
(b) Als Nächstes wird das geschätzte Referenzsignal z ^_n–1 um ΔΦ_n phasengedreht, um einen Kandidaten für den Empfangssignalabtastwert zur Zeit n zu erhalten, und ein quadratischer Fehler zwischen ihm und dem Empfangssignalabtastwert z_n zur Zeit n, gegeben durch die folgende Gleichung, wird als eine Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) verwendet, die die Wahrscheinlichkeit des Übergangs vom Zustand ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) zum Zustand ΔΦ_n zur Zeit n angibt. μ(ΔΦn–1 → ΔΦn) = |zn – z ^n–1exp(jΔΦn)|2 (13)
(c) Die Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) wird zur Wegmetrik H(ΔΦ_n–1) im Zustand ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) hinzuaddiert, um die Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1) einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den Zustand ΔΦ_n–1, verläuft.
(d) Die obigen Schritte (a) bis (c) werden für jeden Zustand ΔΦ_n zur Zeit n entsprechend allen M Zuständen ΔΦ_n–1 zur Zeit (n – 1) durchgeführt, um M Wegmetriken H für M Kandidatensequenzen zu erhalten, dann werden die M Wegmetriken H dem Betrag nach verglichen, und der Zustand ΔΦ'_n–1, der den minimalen Wert liefert, wird berechnet. Dieser Zustand wird im Wegspeicher 17P als Zustand der überlebenden Sequenz (des überlebenden Weges) zur Zeit (n – 1), der den Zustand ΔΦ_n zur Zeit n erreicht, gespeichert, und gleichzeitig wird seine Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ'_n–1) in dem Metrikspeicher 17M als die Wegmetrik H(ΔΦ_n) im Zustand ΔΦ_n zur Zeit n gespeichert.
(e) Die obigen Schritte (a) bis (d) werden für jeden der M Zustände ΔΦ_n zur Zeit n durchgeführt, um M Wegmetriken H(ΔΦ_n) zu erhalten, die dem Betrag nach verglichen werden, und der Zustand ΔΦ'_n, der den minimalen Wert liefert, wird berechnet. Der Wegspeicher wird über eine festgelegte Zahl K von Punkten in der Zeit vom Zustand ΔΦ'_n zurückverfolgt, und der so erreichte Zustand wird als das decodierte Symbol ΔΦ_n–K ausgegeben.

In der oben beschriebenen dritten Ausgestaltung kann wie im Fall der ersten Ausgestaltung der Vorhersagekoeffizient λ auch adaptiv gesetzt werden, indem M überlebende Wege zur Zeit n berechnet werden und jede Sequenz rückverfolgt wird, so dass ein Fehler zwischen dem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert durch einen rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus minimiert wird. In einem solchen Fall wird ein Vorhersagekoeffizient λ für jeden Zustand zur Zeit n festgelegt. Wenn ΔΦ'_n–i (mit i = 0, 1, ..., n – 1) die Sequenz auf dem Weg darstellt, der den Zustand ΔΦ_n zur Zeit n erreicht, wird der Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n) zum Schätzen eines Referenzsignals, das zum nächsten Zeitpunkt (n + 1) verwendet wird, so ausgewählt, dass ein exponentiell gewichteter mittlerer Quadratfehler minimiert wird, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:
wobei β ein Vergessensfaktor ≤ 1 ist und z ^'_n–1 ein geschätztes Referenzsignal zur Zeit (n – i) ist, das unter der Annahme erhalten wird, dass die Vorhersagekoeffizienten λ(ΔΦ_n) an allen vorhergehenden Zeitpunkten die gleichen sind. Das geschätzte Referenzsignal ist gegeben durch die folgende Gleichung: z ^'n–i = {1 + λ(ΔΦn)}zn–1–i – λ(ΔΦn)z ^n–2–iexp(jΔΦ'n–1–i) (15)
Der Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n), der Gleichung (14) minimiert, ist gegeben durch die folgende Gleichung:
Wie zuvor mit Bezug auf die erste Ausgestaltung beschrieben, kann der Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n), der durch Gleichung (16) ausgedrückt ist, wie folgt berechnet werden: λ(ΔΦn) = Θn(ΔΦn)/Ωn(ΔΦn) Ωn(ΔΦn) = |zn–1 – z ^n–2exp(jΔΦ'n–1)|2 + βΩn–1(ΔΦ'n–1) Θn(ΔΦn) = Re{[zn – zn–1exp(jΔΦn)][zn–1 – z ^exp(jΔΦ'n–1)]*} + βΘn–1(ΔΦ'n–1) (17)wobei Ω₀(ΔΦ₀) = δ (eine kleine positive reelle Zahl), Θ₀(ΔΦ₀) = 0, z_–1 = 0 und ΔΦ₀ = 0 ist.
Der so für jeden Zustand zur Zeit n erhaltene Vorhersagekoeffizient λ(ΔΦ_n) wird verwendet, um das Referenzsignal z ^_n mit Gleichung (12) in Schritt (a) für den Abtastwert z_n+1 zur nächsten Zeit (n + 1) zu berechnen.
7 zeigt in Blockform das adaptive Referenzsignalschätzungsteil 15, das Zweigmetrikrechenteil 16 und das Viterbi-Decodierteil 17 im Fall der Anwendung des Differenzdetektionsverfahrens nach der dritten Ausgestaltung auf die adaptive Festlegung des Vorhersagekoeffizienten λ. Dieses Beispiel ist auch angelegt, um die Rechnungen der Gleichungen (15) bis (17) wie im Fall der 3 direkt durchzuführen. Das Ω-Rechenteil P10, das Θ-Rechenteil P20 und das λ-Rechenteil P30 in dem Referenzsignalschätzungsteil 15 sind die gleichen wie in 3 gezeigt, mit der Ausnahme, dass der Multiplizierer P12 des Ω-Rechenteiles P10 mit dem Referenzsignal z ^_n–2 aus dem Referenzsignalrechenteil 15R anstatt mit dem Abtastwert z_n–1 zur Zeit (n – 1) versorgt wird, und dass das Referenzsignalrechenteil 15R mit einem Speicher R16 versehen ist, aus dem das darin gespeicherte unmittelbar vorhergehende Referenzsignal z ^_n–2 dem Multiplizierer R12 zugeführt wird, anstatt daran den Abtastwert z_n–2 zur Zeit (n – 2) anzulegen. In dem Speicher R16 sind zeitweilig geschätzte Referenzsignalkandidaten z ^_n–1(ΔΦ_n|ΔΦ_n) gespeichert, die durch Gleichung (12) gegeben sind, berechnet für alle Zustände ΔΦ_n–1 in Schritt (a). Nachdem das Vergleichs-/Auswahlteil 17C des Viterbi-Decodierteiles 17 die Zustände ΔΦ'_n–1 zur Zeit (n – 1) festlegt, die für die jeweiligen Zustände zur Zeit n die minimalen Wegmetriken liefern, werden ihnen entsprechende z ^_n–1(ΔΦ_n|ΔΦ'_n–1) als geschätzte Referenzsignale z ^_n–1(ΔΦ_n) im Speicher R16 gespeichert und die anderen daraus gelöscht.
VIERTE AUSGESTALTUNG
Die vierte Ausgestaltung soll den Sequenzschätzungsalgorithmus vereinfachen, indem die Anzahl M von überlebenden Wegen zu jeder Zeit n in der dritten Ausgestaltung auf einen beschränkt wird, wie in der zweiten Ausgestaltung. Die Grundkonfiguration der dieses Verfahren verkörpernden Diffe renzdetektorschaltung ist die gleiche wie in 4 abgebildet, und verwendet den Entscheidungsrückkopplungsdecodieralgorithmus anstelle des Viterbi-Decodieralgorithmus. Das Verfahren dieser Ausgestaltung umfasst die unten beschriebenen Schritte.

(a) Wenn entschieden ist, welcher der M Zustände ΔΦ_n zur Zeit n vom zur Zeit (n – 1) entschiedenen Phasendifferenzzustand ΔΦ _n–1 aus am Wahrscheinlichsten erreicht wird, wird das zur Zeit (n – 1) verwendete Referenzsignal z ^_n–2 um die entschiedene Phasendifferenz ΔΦ _n–1 zur Zeit (n – 1) phasengedreht, und ein geschätzter Wert z ^_n–1 des Referenzsignals, der zur Zeit n verwendet wird, wird aus dem phasengedrehten Signal und dem Empfangssignalabtastwert z_n–1 nach folgender Gleichung berechnet, wobei der Vorhersagekoeffizient λ als eine reelle Zahl gesetzt ist: z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λz ^n–2exp(jΔΦ n–1) (18)
(b) Dieser geschätzte Referenzsignalwert z ^_n–1 wird um ΔΦ_n phasengedreht, um einen Empfangssignalkandidaten zur Zeit n zu erhalten, und ein realzahliger Wert des inneren Produktes des Empfangssignalkandidaten und des Empfangssignalabtastwertes z_n wird als die Zweigmetrik μ(ΔΦ_n) verwendet, die die Wahrscheinlichkeit des Überganges vom Zustand ΔΦ _n–1 zur Zeit (n – 1) zum Zustand ΔΦ_n zur Zeit n darstellt.
(c) Die obigen Schritte (a) und (b) werden für alle M Zustände ΔΦ_n zur Zeit n durchgeführt, dann werden die resultierenden M Zweigmetriken hinsichtlich des Betrages verglichen, und der Zustand, der die maximale Zweigmetrik liefert, wird berechnet und als das decodierte Symbol ΔΦ _n ausgegeben.

Auch bei der oben beschriebenen vierten Ausgestaltung kann der Vorhersagekoeffizient λ, der den Fehler zwischen dem Empfangssignalabtastwert und dessen geschätztem Wert minimiert, mit dem rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus berechnet werden, der die decodierte Sequenz rückverfolgt, nachdem das decodierte Symbol ΛΦ _n zur Zeit n erhalten worden ist. Das Schema der vierten Ausgestaltung unterscheidet sich von dem adaptiven Vorhersagekoeffizientenschätzungsschema der dritten Ausgestaltung darin, dass die Zahl von überlebenden Wegen zu jedem Zeitpunkt nur 1 beträgt, und dass ΔΦ _n, anstelle von ΔΦ_n verwendet wird. Wie zuvor erwähnt, wird der Vorhersagekoeffizient λ adaptiv mit der folgenden rekursiven Berechnung in dem adaptiven Referenzsignalschätzungsteil 15 erhalten. λ = Θn/Ωn Ωn = |(zn–1 – z ^n–2exp(jΔΦ n–1)|2 + βΩn–1 Θn = Re{[zn – zn–1exp(jΔΦ n)][zn–1 – z ^n–2exp(jΔΦ n–1)]*} + βΘn–1, Ω0 = δ (kleine positive reelle Zahl), Θ0 = 0, z–1 = 0, ΔΦ0 = 0
Bei der adaptiven Vorhersagekoeffizientenschätzung in der dritten und vierten Ausgestaltung wird durch Ausnutzung der Tatsache, dass das Referenzsignal z ^_n–1 ein Signalschätzwert zur Zeit n wird, das Referenzsignal z ^_n–1 mit dem rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus so geschätzt, dass ein Fehler J zwischen dem folgenden Referenzsignal zur Zeit (n – 1 – p), das unter Verwendung des Referenzsignals zur Zeit (n – 1) geschätzt wird, und einem Empfangssignalabtastwert z_n–1–p minimiert wird. z ^'n–1–p = {z ^n–1exp(–jΔΦn–1)}exp(jΔΦn–1–p)wobei p = 0, 1, 2, ..., n – 1. Der durch die folgende Gleichung gegebene exponentiell gewichtete mittlere Quadratfehler wird als Fehler j verwendet:
Das geschätzte Referenzsignal z ^_n–1, das den Fehler J minimiert, ist durch folgende Gleichung gegeben: z ^n–1 = {(1 – β)/(1 – βn)}zn–1 + {1 – (1 – β)/(1 – βn)}z ^n–2exp(jΔΦn–1) (20)wobei β ein positiver Vergessensfaktor ≤ 1 ist. Durch Ändern des Faktors mit der Zeit in dieser Weise kann das Referenzsignal z ^_n–1 schnell zum Konvergieren gebracht werden. Dann ist es auch möglich, indem λ = –1 + (1 – β)/(1 – βⁿ) gesetzt wird, das Signal z ^_n–1 so zu schätzen, dass der exponentiell gewichtete mittlere Quadratfehler J eines Schätzfehlers zu jedem Zeitpunkt minimiert wird.
In 8 sind durch die durchgezogene Linie (mit weißen Kreisen markiert) 45 Computersimulationsergebnisse über die Fehlerratenleistung in einer schwundfreien Umgebung dargestellt, wenn das Differenzdetektionsverfahren, das den Vorhersagekoeffizienten adaptiv aktualisiert, in der dritten Ausgestaltung auf das Vier-Phasen-DPSK-Schema angewandt wird. In diesem Fall ist β = 1. Die Abszisse in 8 zeigt die Signalenergie pro Bit in Abhängigkeit vom spektralen Rauschleistungsdichteverhältnis E_b/B_o. Zum Vergleich sind durch Punkte x und + Simulationsergebnisse für die Fehlerrate in den Fällen der herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektion und der kohärenten Detektion und differentiellen Decodierung aufgetragen, und ihre theoretischen Werte durch die Kurven 46 und 47. Die Differenz zwischen der Ein-Symbol-Phasendifferenzdetektion und der kohärenten Detektion und differentiellen Decodierung in dem zum Erreichen einer Fehlerrate von 0,1 erforderlichen E_b/N_o-Verhältnis ist 1,8 dB, doch bei der dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann die Differenz auf bis zu 0,2 dB oder darunter verringert werden.
In 9 sind durch die mit weißen Kreisen markierten durchgezogenen Linien 51 und 52 Bitfehlerratenleistungen in einer Umgebung mit Rayleigh-Schwund dargestellt, wenn die dritte Ausgestaltung auf das oben erwähnte DPSK-Schema angewandt wird. Die Abszisse stellt ein mittleres E_b/N_o-Verhältnis dar. Die durchgezogene Linie 51 bezeichnet den Fall, wo f_DT = 0,01 ist, und die durchgezogene Linie 52 den Fall, wo f_DT = 0,02 ist, wobei f_DT die Rate der Schwundschwankung, f_D die maximale Dopplerfrequenz (Bewegungsgeschwindigkeit des mobilen Endgerätes/Wellenlänge des Funkträgers) und T die Länge eines Symbols (wobei 1/T die Übertragungsrate ist) darstellt. Die Kurven 53 und 54 geben die Leistungen des herkömmlichen Ein-Symbol-Differenzdetektionsverfah rens in den Fällen f_Dt = 0,01 bzw. 0,02 an. Zum Vergleich ist durch die Kurve 55 die Leistung angegeben, die mit dem Differenzdetektionsverfahren erreicht wird, wenn sich der Schwund sehr langsam ändert (f_DT → 0). Mit dem herkömmlichen Differenzdetektionsverfahren erreicht die Fehlerrate einen Fehlerbodensatz, auch wenn das durchschnittliche E_b/N_o-Verhältnis hoch gesetzt ist, und nimmt nicht weiter ab. Die vorliegende Erfindung ermöglicht jedoch eine Verringerung der Fehlerrate, indem das durchschnittliche E_b/N_o-Verhältnis hochgesetzt wird.
Wie oben beschrieben, schätzt das Differenzdetektionsverfahren nach der dritten Ausgestaltung das Referenzsignal entsprechend der Schwundumgebung des Empfangssignals ab und verbessert so die Fehlerratenleistung mehr als das herkömmliche Differenzdetektionsverfahren, unabhängig davon, ob Schwund vorliegt oder nicht.
Computersimulationsergebnisse über die Fehlerratenleistung im Fall der Anwendung des Differenzdetektionsverfahrens gemäß der vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung auf das Vier-Phasen-DPSK-Schema sind durch Kurve 57 (mit Dreiecken markiert) in 8 und die Kurven 58 und 59 (mit Dreiecken markiert) in 9 angegeben. Dabei ist β = 1 gesetzt. In diesem Fall ist die Leistung etwas geringer als im Fall der dritten Ausgestaltung, aber besser als im Fall des herkömmlichen Differenzdetektionsverfahrens. Das Verfahren nach der vierten Ausgestaltung hat den Vorteil, dass der erforderliche Verarbeitungsumfang wesentlich kleiner als der für das Verfahren der dritten Ausgestaltung benötigte ist.
Bei jeder der Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung wird das Referenzsignal unter Berücksichtigung des vorhergehenden Empfangssignals und eines Referenzsignals insbesondere in einer schwundfreien Umgebung geschätzt – dies gewährleistet eine korrekte Schätzung und verbessert signifikant die Fehlerratenleistung im Vergleich zu derjenigen, die mit dem herkömmlichen Differenzdetektionsverfahren erreichbar ist.

Claims

Differenzdetektionsverfahren für ein mit M Werten differentiell phasenmoduliertes Signal, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 3 ist, wobei das Verfahren den Schritt (a) Abtasten eines Empfangssignals mit einer Rate gleich der Übertragungsrate zum Erhalten von Empfangssignalabtastwerten z_n an einer Serie von Zeitpunkten n und für jeden empfangenen Signalabtastwert z_n die folgenden Schritte umfasst: (b) Erzeugen eines Referenzsignals basierend auf Empfangssignalabtastwerten, die dem Empfangssignalabtastwert z_n vorangehen; (c) Berechnen, für einen p-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n, einer Zweigmetrik, die die Wahrscheinlichkeit eines Überganges von einem q-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n–1 eines vorhergehenden Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zu dem p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n darstellt, basierend auf dem Referenzsignal und dem Empfangssignalabtastwert z_n, wobei p = 1, ..., M und q = 1 , ..., M; (d) Addieren der in Schritt (c) erhaltenen Zweigmetrik zu einer Wegmetrik H(ΔΦ_n–1), die für den q-ten Phasenzustand ΔΦ_(n–1) erhalten wird, um eine Wegmetrik einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den q-ten Phasenzustand ΔΦ_(n–1) verläuft; (e) Wiederholen der obigen Schritte (b) bis (d) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände ΔΦ_n–1, um Wegmetriken H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1) für M Kandidatensequenzen zu erhalten, Herausfinden der minimalen unter den M Wegmetriken H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1), Speichern desjenigen, ΔΦ'_n–1, der M Phasenzustände ΔΦ_n–1, der die minimale Wegmetrik liefert, in einem Wegspeicher als den Phasenzustand des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 auf einem überlebenden Weg, der den p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n erreicht, und Speichern der zugeordneten minimalen Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ'_n–1) in einem Metrikspeicher als die Wegmetrik H(ΔΦ_n) des p-ten Phasenzustandes ΔΦ_n; und (f) Wiederholen der Schritte (b) bis (e) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände ΔΦ_n, um M Wegmetriken H(ΔΦ_n) zu erhalten, Herausfinden der minimalen unter den M Wegmetriken H(ΔΦ_n) und des Phasenzustandes ΔΦ'_n, der die minimale Wegmetrik liefert, Rückverfolgen des Wegspeichers über eine festgelegte Zahl K von Zeitpunkten ausgehend vom Phasenzustand ΔΦ'_n und Ausgeben des so erreichten Phasenzustandes als ein decodiertes Symbol ΔΦ_n–K; dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt (b) als das Referenzsignal ein linear vorhergesagter Wert Δ z ^_n–1 des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 durch folgende Gleichung berechnet wird z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λzn–2exp(jΔϕn–1);wobei λ ein auf eine reelle Zahl gesetzter Vorhersagekoeffizient ist, z_n–2 ein vorhergehender Empfangssignalabtastwert ist und ΔΦ_n–1 der q-te Phasenzustand ist; und in Schritt (e) die Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) durch μ(Δϕn–1 → Δϕn) = |zn –z ^n–1exp(jΔϕn)|2,berechnet wird, wobei ΔΦ_n der p-te Phasenzustand ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem Schritt (f) einen Schritt des Berechnens eines Vorhersagekoeffizienten λ umfasst, der einen Fehler zwischen einem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert minimiert, durch Rückverfolgen jeder überlebenden Sequenz durch Verwendung eines rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus nach Berechnen von überlebenden Wegen zu den M Phasenzuständen ΔΦ_n.
Differenzdetektionsverfahren für ein mit M Werten differentiell phasenmoduliertes Signal, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 3 ist, wobei das Verfahren den Schritt (a) Abtasten eines Empfangssignals mit einer Rate gleich der Übertragungsrate zum Erhalten von Empfangssignalabtastwerten z_n an einer Serie von Zeitpunkten n und für jeden empfangenen Signalabtastwert z_n die folgenden Schritte umfasst: (b) Erzeugen eines Referenzsignals basierend auf Empfangssignalabtastwerten, die dem Empfangssignalabtastwert z_n vorangehen; (c) Berechnen, für einen p-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n, einer Zweigmetrik, die die Wahrscheinlichkeit des Übergangs von einem der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n–1 eines vorhergehenden Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zu dem p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n angibt, basierend auf dem Referenzsignal und dem Empfangssignalabtastwert z_n, mit p = 1, ..., M; (d) Wiederholen der Schritte (b) und (c) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände ΔΦ_n, um M Zweigmetriken zu erhalten, Finden der maximalen unter den M Zweigmetriken und des Phasenzustandes, der die maximale Zweigmetrik liefert, und Ausgeben des so erreichten Phasenzustandes als ein decodiertes Symbol ΔΦ _n; dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt (b) als das Referenzsignal ein linear vorhergesagter Wert Δ z ^_n–1 des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 durch folgende Gleichung berechnet wird z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λzn–2exp(jΔΦ n–1)wobei λ ein auf eine reelle Zahl gesetzter Vorhersagekoeffizient ist, z_n–2 ein vorhergehender Empfangssignalabtastwert ist und ΔΦ _n–1 der Phasenzustand ist, der das Symbol zur unmittelbar vorhergehenden Zeit (n – 1) darstellt; und in Schritt (c) die Zweigmetrik μ(ΔΦn – 1 → ΔΦn) durch μ(Δϕn–1 → Δϕn) = Re{znz ^*n–1 exp(–jΔϕn)},berechnet wird, wobei Re{z_nz ^*_n–1exp(–jΔΦ_n)} den Realteil von z_nz ^*_n–1exp(–jΔΦ_n) darstellt und ΔΦ_n der p-te Phasenzustand ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem Schritt (f) einen Schritt des Berechnens eines Vorhersagekoeffizienten λ umfasst, der einen Fehler zwischen einem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert minimiert, durch Rückverfolgen einer decodierten Sequenz durch Verwendung eines rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus nach Berechnen des decodierten Symbols ΔΦ_n.
Differenzdetektionsverfahren für ein mit M Werten differentiell phasenmoduliertes Signal, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 3 ist, wobei das Verfahren den Schritt (a) Abtasten eines Empfangssignals mit einer Rate gleich der Übertragungsrate zum Erhalten von Empfangssignalabtastwerten z_n an einer Serie von Zeitpunkten n und für jeden empfangenen Signalabtastwert z_n die folgenden Schritte umfasst: (b) Erzeugen eines Referenzsignals basierend auf Empfangssignalabtastwerten, die dem Empfangssignalabtastwert z_n vorangehen; (c) Berechnen für einen p-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n, einer Zweigmetrik, die die Wahrscheinlichkeit eines Überganges von einem q-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n–1 eines vorhergehenden Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zu dem p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n darstellt, basierend auf dem Referenzsignal und dem Empfangssignalabtastwert z_n, mit p = 1, ..., M und q = 1, ..., M; (d) Addieren der in Schritt (c) erhaltenen Zweigmetrik zu einer Wegmetrik H(ΔΦ_n–1), die für den q-ten Phasenzustand ΔΦ_(n–1) erhalten wurde, um eine Wegmetrik einer Kandidatensequenz zu erhalten, die durch den q-ten Phasenzustand ΔΦ_(n–1) verläuft; (e) Wiederholen der obigen Schritte (b) bis (d) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände ΔΦ_n–1, um Wegmetriken H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1) für M Kandidatensequenzen zu erhalten, Finden der minimalen unter den M Wegmetriken H(ΔΦ_n|ΔΦ_n–1), Speichern desjenigen, ΔΦ'_n–1, der M Phasenzustände ΔΦ_n–1, der die minimale Wegmetrik liefert, in einem Wegspeicher als den Phasenzustand des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 auf einem überlebenden Weg, der den p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n erreicht, und Speichern der zugeordneten minimalen Wegmetrik H(ΔΦ_n|ΔΦ'_n–1) in einem Metrikspeicher als die Wegmetrik H(ΔΦ_n) des p-ten Phasenzustandes ΔΦ_n; und (f) Wiederholen der Schritte (b) bis (e) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände ΔΦ_n, um M Wegmetriken H(ΔΦ_n) zu erhalten, Herausfinden der minimalen unter den M Wegmetriken H(ΔΦ_n) und des Phasenzustandes ΔΦ'_n, der die minimale Wegmetrik liefert, Rückverfolgen des Wegspeichers über eine festgelegte Zahl K von Zeitpunkten ausgehend vom Phasenzustand ΔΦ'_n und Ausgeben des so erreichten Phasenzustandes als ein decodiertes Symbol ΔΦ_n–K; dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt (b) als das Referenzsignal ein linear vorhergesagter Wert Δ z ^_n–1, des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 durch folgende Gleichung berechnet wird, wobei ein Vorhersagekoeffizient λ als eine reelle Zahl gesetzt wird z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λz ^n–2exp(jΔϕn–1);wobei λ ein auf eine reelle Zahl gesetzter Vorhersagekoeffizient ist, z_n–2 ein vorhergehender Empfangssignalabtastwert ist und ΔΦ_n–1, der q-te Phasenzustand ist; und in Schritt (c) die Zweigmetrik μ(ΔΦ_n–1 → ΔΦ_n) durch μ(Δϕn–1 → Δϕn) = |zn – z ^n–1exp(jΔϕn)|2,berechnet wird, wobei ΔΦ_n der p-te Phasenzustand ist.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem Schritt (f) einen Schritt des Berechnens eines Vorhersagekoeffizienten λ beinhaltet, der einen Fehler zwischen einem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert minimiert, durch Rückverfolgen jeder überlebenden Sequenz durch Verwendung eines rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus nach Berechnen von überlebenden Wegen zu den M Phasenzuständen ΔΦ_n.
Differenzdetektionsverfahren für ein mit M Werten differentiell phasenmoduliertes Signal, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 3 ist, wobei das Verfahren den Schritt (a) Abtasten eines Empfangssignals mit einer Rate gleich der Übertragungsrate zum Erhalten von Empfangssignalabtastwerten z_n an einer Serie von Zeitpunkten n und für jeden empfangenen Signalabtastwert z_n die folgenden Schritte umfasst: (b) Erzeugen eines Referenzsignals basierend auf Empfangssignalabtastwerten, die dem Empfangssignalabtastwert z_n vorangehen; (c) Berechnen, für einen p-ten der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n, einer Zweigmetrik, die die Wahrscheinlichkeit eines Überganges von einem der M möglichen Phasenzustände ΔΦ_n–1 eines vorhergehenden Empfangssignalabtastwertes z_n–1 zu dem p-ten Phasenzustand ΔΦ_n des Empfangssignalabtastwertes z_n darstellt, basierend auf dem Referenzsignal und dem Empfangssignalabtastwert z_n, mit p = 1, ..., M; (d) Wiederholen der Schritte (b) und (c) für jeden der verbleibenden (M – 1) Phasenzustände Δϕ_n, um M Zweigmetriken zu erhalten, Herausfinden der maximalen unter den M Zweigmetriken und des Phasenzustandes, der die maximale Zweigmetrik liefert, und Ausgeben des so erreichten Phasenzustandes als ein decodiertes Symbol ΔΦ_n; dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt (b) als das Referenzsignal ein linear vorhergesagter Wert z ^_n–1 des Empfangssignalabtastwertes z_n–1 durch folgende Gleichung berechnet wird z ^n–1 = (1 + λ)zn–1 – λz ^n–2exp(jΔϕn–1),wobei λ ein auf eine reelle Zahl gesetzter Vorhersagekoeffizient ist, z ^_n–2 ein vorhergehendes Referenzsignal ist und ΔΦ_n–1 der Phasenzustand ist, der das decodierte Symbol zur unmittelbar vorhergehenden Zeit darstellt; und in Schritt (c) die Zweigmetrik μ(Δϕ_n–1 → Δϕ_n) durch μ(Δϕn–1 → Δϕn) = Re{znz ^*n–1 exp(–jΔϕn)},berechnet wird, wobei Re{z_nz ^*_n–1exp(–jΔΦ_n)} den Realteil von z_nz ^*_n–1exp(–jΔΦ_n)darstellt und ΔΦ_n der p-te Phasenzustand ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Schritt (d) einen Schritt des Berechnens eines Vorhersagekoeffizienten λ umfasst, der einen Fehler zwischen einem Empfangssignalabtastwert und seinem linear vorhergesagten Wert minimiert, durch Rückverfolgen einer decodierten Sequenz durch Verwendung eines rekursiven Fehlerminimierungsalgorithmus nach Berechnen des decodierten Symbols ΔΦ_n.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 7, mit dem weiteren Schritt des Berechnens des Vorhersagekoeffizienten λ als Funktion der Zeit n, gegeben durch die folgende Gleichung, wobei ein Koeffizient β auf einen positiven Wert ≤ 1 gesetzt ist: λ = –1 + (1 – β)/(1 – βⁿ).