CN1086088C - 用于差分相移键控波的线性预测差分检测方法 - Google Patents

Abstract

在参考信号自适应估算部分15中，在时间(n-2)的接收信号样值_n-2被在时间(n-1)的M个状态Δφ_n-1作相位旋转，并且该相位旋转的信号和接收的信号样值Z_n-1被用于利用如下公式计算含有在时间n的衰落变化的在时间(n-1)的接收信号样值的线性预测值，_n-1＝(1+λ)Z_n-1-λZ_n-2EXP(j△φ_n-2)来自线性预测值_n-2的信号相位旋转Δφ_n与接收信号样值Z_n之间的平方误差是作为转移度量在转移度量计算部分16中被计算的，且这个转移度量被用来在维特比解码部分17中进行解码。预测系数λ是用顺序误差最小化算法以这样的方式来确定的，即使得在确定时间n到达M个状态Δφ_n的保留路径之后，在每个时间点沿每个保留路径往回跟踪的接收信号样值与其预测值之间的平方误差的加权和为最小。

Description

用于差分相移键控波的线性预测差分检测方法

本发明涉及一种差分检测方法，用在例如移动无线通信中，用来通过在一般称之为M相DPSK(差分相移键控，differential phase-shift keying)(M是一个正整数)的M级差分相位调制系统中从以前或以后检测的符号序列来估算各信号的最可能的状态，从而解调相位调制的信号。

相干检测和差分检测被广泛地运用于相位调制信号的解调。在相干检测中，接收侧再生一个载波，而后利用所再生的载波作为参考信号测量该接收信号的相位，并决定一个发送的符号。在这个例子中，因为该发送的信号的绝对相位是未知的，所以在发送侧通常利用将信号置于相位差Δφ中的一种差分相位调制(DPSK)方案。这种相干检测的特征在于具有出色的误码率特性，因为用于相干检测而再产生的参考信号是不受热噪声的扰动影响的，但是在接收信号的相位变化的衰落环境中，该再生的参考信号的相位不能跟随该相位的变化并从而使性能变坏。

另一方面，作为参考信号，常规的差分检测方法使用被延迟了一个符号周期的接收信号Z_n-1，来判决使R_e{Z_nZ_n-1 ^*exp(-jΔφ_n)}最大的Δφ_n＝Δ φ_n是一个发送的信号，这里，Z_n是接收信号的复数表示，R_e是取实部和^*是复数共轭。因此，这种差分检测不需要载波再生电路，并从而简化了使用的检测电路和提供了在衰落环境下优于相干检测的性能。

在移动无线通信中，无线电波在被建筑物等反射以后再被接收，这样，当一个移动于在正在移动的同时进行发送和接收时，在接收信号中引起多径衰落，从而产生传输的差错。在这样一种衰落的信道中，差分检测与相干检测相比提供了更好的误码率性能，但是随着衰落变快，在接收的信号中产生一种随机相位旋转并且信号Z_n与Z_n-1之间的相位差变得不同于该发送的相位差，很容易引起差错。与此相反，在一个没有衰落的信道中，其误码率性能在利用相干检测可获得的性能之下。

同时，在D.Makrakis和K.Feher在Electronics Letters(第26卷、第398～400页、1990年3月)的文章“相移键控的最佳非相干检测(Optimalnoncoherent detection of PSK signals)”中已经提出：采取一种差分检测方案，该方案通过使用维特比(Viterbi)算法进行一种最大似然序列估算，使得在正交差分检测中产生的误码率，接近于利用带有差分解码的相干检则可获得的误码率。

然而，利用所建议的方法，随着衰落的变快，由于接收信号的随机相位旋转，误码率性能相当地变坏了。

因此，本发明的一个目的是提供一种用于M相DPSK调制信号的差分检测方法，该方法即使在快速变化的衰落环境中也具有理想的误码率性能。

本发明的另一个目的是提供一种用于M相DPSK调制信号的差分检测方法，该方法具有快速衰落跟踪的特性并且即使在无衰落的环境下也能够获得接近相干检测的误码率的性能。

在第一个方面，本发明提供一种用于M级差分相位调制信号的差分检测方法，M是一个等于或大于3的整数，该方法包括以下步骤：

(a)以发送的符号周期取样接收的信号，从而得到在时间n的一系列点上的接收信号样值Z_n；

(b)将在时间(n-2)的接收信号样值Z_n-2的相位旋转M个状态的一个Δφ_n-1，并根据相位旋转信号与在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1，利用设置预测系数λ为实数的下列公式，计算含有在时间n的衰落变化的在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1的线性预测值

${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right);$

(c)将所述线性预测值

的相位旋转Δφ并计算相位旋转信号与在时间n的接收信号样值Z_n之间的误差平方，

，作为表示从在时间(n-1)的状态Δφ_n-1向在时间n的状态Δφ_n的转换的似然性的一种转移度量(branchmetric)；

(d)将所述转移度量加到在时间(n-1)的状态Δφ_n-1的转移度量H(Δφ_n-1)上，获得一个经过状态Δφ_n-1候选序列的路径度量(path metric)；

(e)对于在时间n的一个状态Δφ_n，对在时间n-1的所有M个状态Δφ_n-1重复上述步骤(b)到(d)，获得用于相应的M个候选序列的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)；在幅度上比较这些M个通径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)；计算提供最小路径度量的一个状态Δφ′_n-1；并将其作为在时间(n-1)处在一个保留路径(survival path)上的状态存储在一个路径存储器中，该保留路径在时间n达到状态Δφ_n；和将其路径度量H(Δφ_n|Δφ′_n-1)作为在时间n的状态Δφ_n中的路径度量H(Δφ_n)存储在一个度量存储器中；和

(f)对在时间n的所有M个状态Δφ_n重复步骤(b)到(e)，以获得M个路径度量；比较这些M个路径度量的幅度；计算提供最小路径度量的状态Δφ′_n；从状态Δφ′_n开始，对路径存储器往回跟踪固定数目的K个时间点；并因此输出所到达的状态作为一个解码的符号Δ φ_n-k。

在第二个方面，本发明涉及一种用于M级相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，该方法包括以下步骤：

(a)以发送的符号周期取样接收的信号，得到在时间n的接收信号的样值Z_n；

(b)将在时间n的接收信号样值Z_n-2的相位旋转一个在紧前面的时间(n-1)处判决的相位差状态Δ φ_n-1；并根据相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1，通过设置预测系数λ为实数利用下列公式计算含有在时间n的衰落变化的在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1的线性预测值

${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right);$

(c)将所述线性预测值

的相位旋转Δφ_n以得到在时间n的接收信号的一个候选值；和计算该接收信号候选值和接收的信号样值Z_n的内积，作为从在时间(n-1)的状态Δ φ_n-1向在时间n的状态Δφ_n转换的一个转移度量μ(Δφ_n)；和

(d)在时间n，对于所有M个状态Δφ_n，重复所述步骤(b)和(c)；在幅度方面比较M个得到的转移度量；计算提供最大转移度量的状态Δφ_n，和将其作为解码的符号Δ φ_n输出。

在第三个方面，本发明涉及一种用于M级差分调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，该方法包括以下步骤：

(a)以一个发送的符号的周期对接收的信号进行取样，获得在时间n的一个接收的信号样值；

(b)将在时间(n-1)使用的参考信号 的相位旋转Δφ_n-1；和基于相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1按以下设置预测系数λ为实数的公式计算要在时间n使用的一个估算值

${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right);$

(c)计算从所述估算的参考信号 作了相位旋转Δφ_n的信号与接收的信号样值Z_n之间的误差平方，作为转移度量；

(d)将所述转移度量相加到在时间(n-1)的状态Δφ_n-1的路径度量上，获得通过该状态Δφ_n-1的候选序列的路径度量；

(e)对于与在时间n的一个状态Δφ_n有关系的所有在时间(n-1)的M个状态Δφ_n-1，重复所述步骤(b)到(d)，获得对M个候选序列的M个路径度量；比较这些M个路通径度量的幅度；计算提供最小路径度量的一个状态Δφ′_n-1；将其作为在时间(n-1)的保留路径的一个状态存储在一路径存储器中，该状态将在时间n到达状态Δφ_n；并将保留路径的路径度量存储在度量存储器中，作为在时间n的状态Δφ_n；和

(f)对于在时间n的所有M个状态Δφ_n重复步骤(b)到(e)，以获得M个路径度量；比较这些M个路径度量的幅度；计算提供最小路径度量的状态Δφ′_n；从状态Δφ′_n开始，对所述路径存储器往回跟踪固定数目的K个时间点，并输出所到达的状态作为一个解码的符号Δ φ_n-k。

在第四个方面，本发明涉及一种用于M级差分相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，该方法包括以下步骤：

(a)以一个发送的符号的周期取样接收的信号进行取样，获得在时间n的一个接收的信号样值Z_n；

(b)将在时间n的参考信号的相位Z_n-2旋转在紧挨前面的时间(n-1)判决的一个相位差状态Δ φ_n-1；并基于该相位旋转信号和一接收信号样值Z_n-1，利用下面的设置预测系数λ为实数的公式来计算在时间n的一个参考信号的估算值 ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(j{\mathrm{\Δ}\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right);$

(c)将所述估算值 的相位旋转Δφ_n获得一个在时间n的一个接收信号的候选值；并计算该接收信号的候选值和接收的信号样值Z_n的内积的实数值，作为从时间(n-1)的状态Δ φ_n-1向时间n的状态Δφ_n转换的转移度量；和

(d)对于在时间n的所有M个状态Δφ_n重复所述步骤，比较这些M个这样获得的转移度量的幅度；计算提供最大转移度量的一个状态Δφ_n，并将其作为一个解码的符号Δ φ_n进行输出。

在第一或第三个方面，在M个状态Δφ_n的保留序列的计算以后，使接收的信号样值与其线性预测的值之间误差最小化的预测系数λ也可以通过利用一种递归误差最小化算法，往回跟踪每个保留序列来计算。

在第二或第四个方面，在解码的符号Δ φ_n的计算以后，使接收的信号样值与其线性预测值之间误差最小化的预测系数λ也可以通过利用递归误差最小化算法往回跟踪该解码序列来计算。

图1示出了按照本发明的差分检测方法的第一个实施例的一个差分检测器的例子的方框图；

图2是在四相DPSK调制信号的情况下用于进行序列估算的格状图(trellis diagram)；

图3示出了在本发明的第一实施例中在自适应确定预测系数的情况下的差分检测器的配置的方框图；

图4示出了按照该差分检测方法的第二个实施例的一个差分检测器的例子的方框图；

图5表示在第一和第二实施例被应用于四相DPSK方案的情况下每比特的信号能量相对于噪声功率谱密度的误码率性能的模拟结果图，该第一和第二实施例自适应地确定预测系数，和按照常规的单符号差分检测方法和相干检测、差分解码方法的性能的模拟结果；

图6是表示类似于图5那些情况的性能的图，但是是在瑞利(Rayleigh)衰落环境中。

图7是表示按照本发明的第三个实施例的自适应确定预测系数的一个检测器的例子的方框图；

图8表示在第三和第四实施例被用于四相DPSK方案的情况下每比特的信号能量相对于噪声功率谱密度的误码率性能的模拟结果图，该第三和第四实施例自适应确定预测系数，和按照常规的单符号差分检测方法和相干检测、差分解码方法的性能的模拟结果；

图9表示类似于图8的那些情况的性能的图，但是是在瑞利衰落环境中。

笫一实施例

在图1中，以方框图形式表示使用本发明的第一个实施例的差分检测方法的一个差分检测器电路。一个经输入端11接收的M相DPSK信号r(t)被首先施加到准相干检测器13，其中该信号由来自本机振荡器12的一个本地信号被频率变换为基带信号Z(t)。该基带信号Z(t)被馈送到取样电路14，该信号在该电路中心每个发送的符号周期T被取样，获得在t＝nT的时间的取样值Z_n，该值将在下文被称为在时间n接收的信号的一个样值。在本发明的描述中，为了方便的缘故，各个信号将以复数形式来表示。这就是说，当该接收的信号r(t)的载波频率被表示为f_c和该接收的信号相位表示为η(t)时，该接收的信号r(t)由R(t)cos{2πf_ct+η(t)}表示，但是由复数表示它是r(t)＝R(t)exp{j[2πf_ct+η(t)]}。该准相干检测器的出的复数表示是Z(t)＝R(t)exp(jη(t))和该样值由Z_n＝Rn exp(jη_n)表示。在M级差分相位调制信号(M相DPSK调制信号)的差分检测中，M个相位差状态Δφ＝2mπ/M，其中m＝0、1、……M-1，在每一时间点被提供。图2是表示当M＝4时状态转换(transition)的格状图。在图2中，表示出直至时间(n-1)已经确定的保留路径(序列)和从在时间(n-1)的相位差状态Δφ_n-1向在时间n(当前时间)的相位差状态的转换的所有可能的转移。相位差状态Δφ在下文中将被简称为相位状态或状态。

参考信号自适应估算部分15，产生一个在时间(n-1)预测样值 作为参考信号，该样值含有使用在时间(n-1)和(n-2)的样值Z_n-1和Z_n-2的在时间n的一个衰落变化，并且该估算部分15施加该参考信号到转移度量计算部分16。转移度量计算部分16计算作为含有在时间n的衰落变化的在时间(n-1)的预测样值

的M个转移度量中的每一个，这些转移度量表示从在紧挨前面的时间(n-1)的M个状态的在时间n的一个状态转换的似然率。对于在时间n的所有其他状态重复进行同样的操作。维特比解码部分17用维特比算法顺序地估算法发送的相位差序列。即，维特比解码部分根据各转移度量计算到达在时间n的每个状态的各序列的似然率的路径度量，然后选择从其中产生最可能到达在时间n的每个状态的在紧挨前面的时间(n-1)的状态，并分别在路径存储器17P和度量存储器17M中对于每个状态存储路径历史和路径度量。另外，维特比解码部分对在时间n的M个状态中的路径度量的最小者的路径往回跟踪一个固定数目的时间点，并输出一个解码了的符号到输出端18。然而，在下文将要描述的本发明的各实施例中，在使用接收的信号和参考信号之间的误差平方来作为指示转换的似然性的转移度量情况下，误差平方愈小，该转换的转换似然性愈强。因此，是沿保留路径的转移度量之和的路径度量愈小，该保留路径的似然性愈强。相反，在使用接收的信号样值和相位旋转参考信号的内积的实数值作为转移度量的情况下，转移度量越大，转移的状态转换的似然性越强。

按照第一个实施例的差分检测是按如下描述进行的。

(a)当判断在时间(n-1)的M个相位差状态Δφ_n-1中的哪一个最可能在时间n到达状态Δφ_n之一时，在时间(n-2)接收的信号样值Z_n-2被相位旋转Δφ_n-1并且含有在预定时间n的衰落变化的在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1的线性预测值 按相位旋转信号和在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1用下式置预测系数λ为实数计算： ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)---\left(1\right)$ 式(1)如果重新写，变为下面形式： ${\hat{Z}}_{n-1}-Z_{n-1}=\mathrm{\λ}\{Z_{n-1}-Z_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)\}---\left(2\right)$ 在式(2)的右侧的转移的差表示由从时间(n-2)到(n-1)的一个衰落变化引起的接收的信号样值之间的差；当衰落基本上为恒定时，Z_n-1-Z_n-2exp(jΔφ_n-1)＝0。然而，在例如移动无线通信中衰落突然地变化的情况下，这个差变得非常地大。式(2)意味着基于从时间(n-2)到(n-1)的衰落变化的从时间(n-1)到n的衰落变化的线性预测。

(b)下一步，来自线性预测值 的信号相位旋转Δφ_n被用作为在时间n接收信号的一个候选样值，该线性预测值与在时间n接收的信号样值Z_n的下列误差平方被作为转移度量μ(Δφ_n-1→Δφ_n)进行计算，该转移变量μ(Δφ_n-1→Δφ_n)表示从时间(n-1)的状态Δφ_n-1向时间n的状态Δφ_n变换的似然性。 $\mathrm{\μ}(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\→\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n)={|Z_n-{\hat{Z}}_{n-1}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)|}^2---\left(3\right)$

(c)该转移度量μ(Δφ_n-1-Δφ_n)被相加到在时间(n-1)的状态Δφ_n-1的路径度量M(Δφ_n-1)上，以获得通过状态Δφ_n-1的一个候选序列的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)。

(d)对于在时间n的一个状态Δφ_n的上述步骤(a)到(c)，对于在时间(n-1)的所有M个状态Δφ_n-1被执行，以获得对于M个候选序列的路径度量H。而后，这些M个路径度量H被在幅度方面进行比较并进行计算，以获得提供最小路径度量的状态Δφ′_n-1这个状态作为在时间(n-1)的保留序列(路径)的状态被存储在通路存储器17P中，该保留序列在时间n达到状态Δφ_n，而在同时该保留序列的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)作为在时间n的状态Δφ_n的路径度量H(Δφ_n)，被存储在度量存储器17M中。

(e)对所有M个状态Δφ_n进行上述步骤(a)到(d)的操作，以获得M个路径度量H(Δφ_n)，而后M个路径度量被在幅度方面进行比较并进行计算以获得提供最小路径度量的状态Δφ′_n。通过从状态Δφ′_n对路径存储器往回跟踪一个固定数目K的时间点，所达到的状态被作为解码的符号Δ φ_n-k予以输出。

在上述第一实施例中，预测系数λ可以是一个预定的常数，但也可以通过计算在时间n的M个保留序列和往回跟踪每个序列来自适应地设置，以便利用一种递归误差最小化算法使接收的信号样值与其线性预测值之间的误差最小。在这种情况下，对时间n的每个状态，使用一个预测系数。该预测系数是按照下面描述的方式确定的。

在上述步骤(d)中，令符号Δφ′_n-i(其中i＝0、1、……n-1)表示在时间n到达状态Δφ_n的保留路径上的序列，用于预测在下一个时间(n-1)使用的参考信号的预测系数λ(Δφ_n)是以这种方式选择，使得由下式给出的一个以指数加权的均方差为最小： $J=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i{|Z_{n-i}-Z_{n-1-i}^{\′}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-i}^{\′}\right)}^2---\left(4\right)$ 其中β是等于或小于1的一个正忽略因子，

是当假设该预测是在所有前面的时间点都是利用相同的预测系数λ(Δφ_n)做出的时，在时间(n-i)的一个预测的参考信号；

由下式给出： ${\hat{Z}}_{n-1-i}^{\′}=\{1+\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)\}{Z}_{n-1-i}-\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)Z_{n-2-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-i}^{\′}\right)---\left(5\right)$ 使式(4)最小的预测系数是由下式给出的：

λ(Δφ_n)＝ $\mathrm{Re}\left\{\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i\right[Z_{n-i}-Z_{n-1-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}^{\′}\right)]$ ×[Z_n-1-i-Z_n-2-iexp(jΔφ′_n-1-i)]^*exp(-jΔφ′_n-i)} $\÷\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i{|Z_{n-1-i}-Z_{n-2-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-i}^{\′}\right)|}^2---\left(6\right)$ 由式(6)表示预测系数λ(Δφ_n)可以按照以下的式子递归地计算：

λ(Δφ_n)＝Θφ_n(Δφ_n)/Ω_n(Δφ_n)                            (7)

Ω_n(Δφ_n)＝|Z_n-1-Z_n-2exp(jΔφ′_n-1)|²+βΩ_n-1(Δφ′_n-1)    (8)Θ_n(Δφ_n)＝Re{[Z_n-Z_n-1exp(jΔφ_n)][Z_n-1-Z_n-2exp(jΔφ′_n-1)]^*}+βΘ_n-1(Δφ′_n-1)    (9)其中Ω₀(Δφ₀)＝δ(一个小的正实数)、Θ₀(Δφ₀)＝0、Z_-1＝0和Δφ₀＝0。因此，在时间n对于每个状态获得的预测系数λ(Δφ_n)被用来在步骤(a)通过式(1)计算在下一个时间(n+1)对于样值Z_n+1的参考信号

如前所述，如果不存在衰落，则在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1应当要由在时间(n-2)的接收信号样值Z_n-2的一个Δφ_n-1相位旋转来预测，但是在时间(n-2)和(n-1)的接收信号样值是受到衰落的不同影响的。在第一个实施例中，含有在时间(n-1)的衰落影响的接收信号样值Z_n-1和含有在时间(n-2)的衰落影响的接收信号样值Z_n-2的通过Δφ_n-1相位旋转得到的信号被用于利用式(1)计算在时间(n-1)的接收信号的预测值

，该值的相位是在时间n的衰落变化的线性预测随机相位与在时间(n-1)的信号相位Δφ_n-1之和。因此，如果Δφ_n是正确的，则来自预测的接收信号

和接收信号Z_n的信号相位旋转Δφ_n之间的差是与在时间n的衰落变化的影响无关的。

图3表示在上述的自适应确定线性预测系数λ的情况下，直接代表式(5)到(9)的参考信号自适应估算部分15和转移度量计算部分16的详细构成的例子。

参考信号自适应估算部分15包括延迟器15D₁和15D₂、预测系数计算部分150和参考信号计算部分15R。预测系数计算部分15P包括Ω计算部分P10、Θ计算部分P20、和λ计算部分P30。Ω计算部分P10是按式(8)进行计算；在步骤(d)中，在对于在时间n的每个状态提供最小路径度量的在时间(n-1)的状态Δφ′_n-1在维特比解码部分17中被确定之后，其相位Δφ′_n-1是到用变换部分P11被变换为一种复数形式和被馈送到乘法器P12，在乘法器中被在时间(n-2)来自延迟器15D₂的样值Z_n-2相乘。经相乘的输出被馈送到减法器P13，在减法器中被从在时间(n-1)来自延迟器15D₁的样值Z_n-1中减去，以获得表示在式(8)中所示的差的绝对值，并且该差的绝对值由平方器P14进行平方。在存储器P15中，在紧前面的时间(n-1)总保持着Ω_n-1并且其输出在乘法器P16中被一个固定值β相乘，相乘以后的输出被馈送到加法器P17。加法器P17对来自平方器P14和乘法器P16的输出进行相加并提供作为由式(8)给出在时间的Ω_n的相加的输出。

另一方面，在Θ计算部分P20中，在维特比解码部分17中设置的Δφ_n相位通过变换部分P21被变换为复数形式并被馈送到乘法器P22，在该乘法器中被来自延迟器15D₁的在时间(n-1)的样值Z_n-1相乘，经相乘的输出在减法器P23中被从在时间n的样值Z_n中减去，以获得在式(9)的右手侧的第一差值。来自Θ计算部分P10中的减法器P13的差值由变换部分P24变换为一个复数共轭值，该值在乘法器P25中被来自减法器P23的差值相乘。该相乘的输出的实部在实部计算部分P26中进行计算。在存储器P27中总保持着在紧前面的时间(n-1)的Θ_n-1(Δφ′_n-1)，并且它的输出在乘法器P28中被β相乘，其相乘后的输出被相加到来自实部计算部分P26的输出上，从获得在当前时间的Θ_n(Δφ_n)。

λ计算部分P30利用除法器P31计算来自Ω计算部分P10的Ω_n(Δφ_n)的倒数，而后通过乘法器P32，将该经相除的输出与来自Θ计算部分P20的Θ_n(Δφ_n)相乘，以获得在当前时间n的预测系数λ(Δφ_n)和以此更新存储器P33。在其更新之前在存储器P33中存储有在时间(n-1)的预测系数λ(Δφ_n-1)并且从其中读出的输出被馈送到参考信号计算部分15R。在参考信号计算部分15R中，来自维特比解码部分17的设置的相位Δφ_n-1通过变换器R11被变换为复数形式并馈送到乘法器R12，其中馈自延迟器15D₂在时间(n-2)的样值Z_n-2被来自变换器R11的输出进行相位旋转和被来自λ计算部分P30的预测系数λ(Δφ_n-1)相乘。另一方面，该预测系数λ(Δφ_n-1)通过加法器R13与一个常数1相加，而后该相加的输出被来自延迟器15D₁的在时间(n-1)的样值Z_n-1相乘，并且从乘法器R12的输出通过减法器R15被来自相乘的输出相减，以获得参考信号

该参考信号

被施加到转移度量计算部分16，其中在乘法器16B中该信号被来自变换器16A复数相位旋转相位Δφ_n，而后该乘法器的输出通过一个减法器16C从在时间n的样值Z_n中被减去，并且相减后的输出由平方器16D平方，获得由式(3)表示的转移度量μ(Δφ_n-1→Δφ_n)。

在维特比解码部分17中，对于如前面所述的在时间(n-1)的M个状态中设置的各个相位Δφ_n-1，从转移度量计算部分16提供的M个转移度量μ(Δφ_n-1→Δφ_n)由加法器17A相加到路径度量存储器17M读出的相应的M个保留路径的M个路径度量上，以得到各候选序列的路径度量H，而后它们被馈送到比较/选择部分17C，在该部分中它们被比较并且选择出提供最小度量的相位Δφ′_n-1，和被写入路径存储器17P。利用此法，到达各自的在时间n的状态Δφ_n的M个保留路径可被确定。最小值检测部分17D从比较/选择部分17C读出这些M个保留路径的路径度量，检测它们之中最小的一个，而后从路径存储器17P读出往回跟踪预定数目的k个时间点的在时间(n-k)的已检测保留路径的状态(相位)Δφ_n-k，并提供它作为解码的输出ΔΔ φ_n-k。

因此，实现按照本发明的上述差分检测方法的参考信号自适应估算部分15可被这样配置，以便进行由式(1)到(9)所表示的计算。对于其他实施例同样也是如此。第二实施例

在上述的第一个实施例中，在每个时间点上有M个保留路径，但是通过限制这些保留路径的数目在所有时间上只有一个，该序列估算的算法可以被简化。在这样一种情况下，维特比算法解码变为判决反馈解码。图4以方框图形式表示在这样例子中使用差分检测方法的差分检测器电路，对应于图1中的那些部件是利用相同标号标注的。接收的信号样值Z_n被馈送到参考信号自适应估算部分15和转移度量计算部分16。在自适应信号估算部分15中，通过将在时间(n-1)的信号样值Z_n-1旋转所解码的输出相位Δ φ_n-1而得到的信号和在时间(n-2)取样的信号样值Z_n-2被用来计算含有在时间(n)的衰落变化的在时间(n-1)的信号样值的线性预测值Z_n-1，并且该线性预测值作为参考信号被提供到转移度量计算部分16。转移度量计算部分16按照转移度量μ(Δφ_n)计算通过将参考信号Z_n-1旋转M个状态的相位Δφ_n而得到的M个参考信号候选值和在时间n的接收信号样值Z_n的内积的实部，来作为转移度量μ(Δφ_n)。在判决反馈解码部分19中，计算提供M个转移度量μ(Δφ_n)中最大的一个的状态Δφ_n并将其作为解码的符号予以输出。

利用第二个实施例预测差分检测是按照下面描述的方式进行的。

(a)当判决在时间n的M个状态Δφ_n的哪一个是最可能从时间(n-1)的相位差状态Δ φ_n-1的状态到达时，在时间(n-2)接收的信号样值Z_n-2被相位旋转Δ φ_n-1且在时间(n-1)的接收信号样值Z_n-1的线性预测值

(其进行预测时含有在时间n的衰落变化)按将预测系数λ设置为实数的下列式子，从该相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1来计算： ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(j{\mathrm{\Δ}\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right)---\left(10\right)$

(b)这个线性预测值

被相位旋转Δφ_n以得到在时间(n-1)的接收信号候选值，并且接收信号候选值与接收信号样值Z_n的内积的实数值

被用作表示从在时间(n-1)的状态Δ φ_n-1向状态Δφ_n转换的似然率的转移度量μ(Δφ_n)。

(c)对在时间n的所有M个状态Δφ_n执行上述步骤(a)和(b)，而后将产生的M个转移度量在幅度方面进行比较并且计算提供最大转移度量的状态，将其判决为要被解码的符号Δ φ_n，此后予以输出。

在上述第二个实施例中，和该第一实施例的情况一样，使接收信号样值与其线性预测值最小的预测系数λ，可以在得到时间n的解码的符号Δ φ_n之后，利用往回跟踪该解码序列的递归误差最小化算法予以计算。在这样一种情况下，该实施例区别于上述实施例之处在于只存在一个保留路径和使用Δφ_n代替Δ φ_n。在参考信号自适应估算部分15中，预测系数λ通过下列连续的计算自适应地被更新：

λ＝Θ_n/Ω_n

Ω_n＝|Z_n-1-Z_n-2exp(jΔ φ_n-1)|²+βΩ_n-1

Θ_n＝Re{[Z_n-Z_n-1exp(jΔ φ_n)][Z_n-1-Z_n-2exp(jΔ φ_n-1)]^*}+βΘ_n-1Ω₀＝δ(一个小的正实数)，Θ₀＝0、Z_-i＝0、Δ φ₀＝0             (11)

在图5中，利用实线25表示在非衰落环境下的误码率性能的计算机模拟的结果，这一结果是在第一个实施例(图3)被应用到四相DP-SK方案中的预测系数λ的自适应确定的情况下作出的。在这种情况下，β＝1。图5的横坐标表示每比特的信号能量对噪声功率谱密度之比E_b/N₀。为了比较，以曲线26和27表示利用差分解码方案在常规的一个符号差分检测和相干检测的情况下的误码率的模拟结果。一个符号的相位差分检测与相干检测之间的差别，为了实现0.1％的误码率需要差分解码的E_b/N₀是1.8dB，但是按照第一个实施例，这个差可以减小到0.6dB或更小。

在图6中，利用实现31和32表示当上述的DPSK方案被应用到第一实施例时，在瑞利衰落环境下的误码率。横坐标代表平均E_b/N₀比。实线31表示在f_DT＝0.01的情况和实线32表示在f_DT＝0.04的情况，其中f_DT表示衰落变化的速率，f_D是最大多普勒频率(移动终端的移动速度/无线载波的波长)和T是一个符号的长度(其中1/T是传输速率)。利用常规的一个符号的差分检测方法在f_DT＝0.01和0.04的情况下的性能分别由曲线33和34表示。为了比较，由曲线35和36表示当衰落变化非常缓慢(f_DT→0)时，利用相干检测、差分解码方法和常规的差分检测方法得到的性能。利用常规的差分检测方法，即使E_b/N₀被设置得非常大，误码率趋近于一个误差的最低值且不再变小。然而，本发明能够通过设置高的平均E_b/N₀比率使误码率减小。

正如上面所述，按照第一个实施例的差分检测方法能够使预测系数λ随着接收信号的衰落环境而改变，并由此与常规的差分检测方法相比，改善了误码率的性能，无论衰落存在与否。

图5中的曲线37和图6中的曲线38和39表示在四相DPSK方案应用到第二个实施例的情况下，误码率性能的计算机模拟结果。此时设置β＝1。在这个例子中，性能稍微差于第一个实施例的情况，但好于常规的差分检测方法的情况。第二个实施例具有一个优点，即要求的处理量远低于第一个实施例，因为在每个时间点上的保留路径的数量被限定为仅一个。第三实施例

在上面描述的第一和第二实施例中，参考信号

是通过在仅两个前面的时间点的样值Z_n-1和Z_n-2线性预测衰落变化而产生的。为了这个缘故，衰落变化的跟踪特性是理想的，但是当衰落变化非常小的时候，误码率与利用相干检测可获得的相比则变坏了。将对差分检测方法的各实施例予以描述，这些方法适合于根据所有在前面的时间点的样值产生要在当前时间使用的参考信号

，该参考信号是利用含有用于紧前面的时间(n-1)的参考信号

的递归公式予以表示的。

利用第三个实施例的方法的差分检测器电路的总构置是与描述在图1的构置相同的，因此，将参照图1描述第三实施例。参考信号自适应估算部分15、转移度量计算部分16和维特比解码部分17的基本操作是与第一实施例相同，以及表示在M＝4的情况下的状态转换的格状图也与图2所示的相同。这里不对这些方框15、16、17的一般描述予以重复，对该第三实施例的方法将描述如下：

第三实施例的方法包括如下步骤：

(a)在每个时间点上存在表示该点的传输相位差的M个状态Δφ_n。在从时间(n-1)的M个相位差状态Δφ_n-1中选择一个最可能到达在时间n各状态Δφ_n之一的一个状态转换的情况中，在时间(n-1)的参数信号

被相位旋转Δφ_n-1，并且该相位旋转的信号和在时间(n-1)的接收信号的样值按下列式子用来计算在时间n要被用于参考信号的估算值 ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)---\left(12\right)$ 系数λ是一个实数。

(b)接下来，估算的参考信号

被相位旋转Δφ_n，以得到在时间n的接收信号样值的候选值，且该候选值与在时间n的接收信号样值的平方误差(由下面的式子给出)被用作表示从时间(n-1)的状态Δφ_n-1向在时间n的状态Δφ_n转换的似然性的转移度量μ(Δφ_n-1→Δφ_n)。 $\mathrm{\μ}(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\→\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n)={|Z_n-{\hat{Z}}_{n-1}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)|}^2---\left(13\right)$

(c)该μ(Δφ_n-1-Δφ_n)转移度量被加到在时间(n-1)的状态Δφ_n-1的路径度量H(Δφ_n-1)上，以得到通过状态Δφ_n-1的一个候选序列的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)。

(d)对于相应于在时间(n-1)的所有M个状态Δφ_n-1的在时间n的每个状态Δφ_n执行上述步骤(a)到(c)，以得到对于M个候选序列的M个路径度量H。而后该M个路径度量H在幅度方面被进行比较，并计算出提供最小值的状态Δφ′_n-1。这一状态被作为在时间n到达状态Δφ_n的在时间(n-1)的保留序列(路径)的状态被存储在路径存储器17P，并且同时，其路径度量H(Δφ_n|Δφ′_n-1)作为在时间n的状态Δφ_n的路径度量H(Δφ_n)被存储在度量存储器17M中。

(e)对于在时间n的M个状态的每一个执行上述步骤(a)到(d)，得到M个路径度量H(Δφ_n)，该路径度量在幅度方面被比较并计算提供最小值的状态Δφ′_n。该路径存储器被从状态Δφ′_n往回跟踪固定数目k的时间点，并将由此到达的状态作为解码的符号Δ φ_n-k予以输出。

在上面描述的第三实施例中，和第一实施例的情况一样，预测系数λ也可以通过计算在时间n的M个保留路径和往回跟踪每个序列来自适应地设置，以便利用递归误差最小化算法使接收信号样值与其线性预测值之间的误差最小。在这样一种情况下，一个预测系数λ被确定，用于在时间n的每个状态。令Δφ′_n-i(其中i＝0、1、……、n-1)表示在时间n到达状态Δφ_n的路径的序列，在下一个时间(n-1)使用的估算参考信号的预测系数λ(Δφ_n)以这种方式被选择，使得通过下面的式子给出的指数加权的均方差最小， $J=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i{|Z_{n-i}-{\hat{Z}}_{n-i}^{\′}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-i}^{\′}\right)|}^2----\left(14\right)$

其中β是等于或小于1的忽略因子，

是假设在所有前面的时间点的预测系数λ(Δφ_n)是相同的情况下在时间(n-i)得到的估算的参考信号。该估算参考信号由下式给出： ${\hat{Z}}_{n-i}^{\′}=\{1+\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)\}{Z}_{n-1-i}-\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right){\hat{Z}}_{n-2-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-i}^{\′}\right)---\left(15\right)$ 使式(14)最小的预测系数λ(Δφ_n)由下面式子给出：

λ(Δφ_n)＝ $\mathrm{Re}\left\{\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i\right[Z_{n-i}-Z_{n-1-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-i}^{\′}\right)]$ $\×[Z_{n-1-i}-{\hat{Z}}_{n-2-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-i}^{\′}\right){]}^{*}\exp (-\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-i}^{\′})\}$ $\÷\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^i{|Z_{n-1-i}-{\hat{Z}}_{n-2-i}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-i}^{\′}\right)|}^2---\left(16\right)$

正如前文对于第一实施例所描述的那样，由式(16)表示预测系数λ(Δφ_n)可以按照下式递归地计算：

λ(Δφ_n)＝Θ_n(Δφ_n)/Ω_n(Δφ_n) ${\mathrm{\Ω}}_n\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)={|Z_{n-1}-{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}^{\′}\right)|}^2+\mathrm{\β}{\mathrm{\Ω}}_{n-1}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}^{\′}\right)$ ${\mathrm{\Θ}}_n\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)=\mathrm{Re}\left\{\right[Z_n-Z_{n-1}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)\left]\right[Z_{n-1}-{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}^{\′}\right){]}^{*}\}+\mathrm{\β}{\mathrm{\Θ}}_{n-1}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}^{\′}\right)$

Ω₀(Δφ₀)＝δ(一个小的正实数)、Θ₀(Δφ₀)＝0，Z_-1＝0和Δφ₀＝0  (17)因此得到的对于时间n的每个状态的预测系数λ(Δφ_n)被用于在步骤(a)中按式(12)计算对于在下一个时间(n-1)的样值Z_n+1的参考信号

图7以方框图形式表示在应用第三实施例的差分检测方法到预测系数λ的自适应确定的情况下的参考信号的自适应估算部分15、转移度量计算部分16和维特比解码部分17。这个例子还被设计来按照图3的情况利用方程(15)到(17)直接进行计算。在参考信号估算部分15中的Ω计算部分P10、Θ计算部分P20和λ计算P部分P30与图3所示那些部分相同，除了Ω计算部分的乘法器P12是用来自参考信号计算部分15R的参考信号

代替在时间(n-1)的样值Z_n-1来馈送的之外，还除了给参考信号计算部分15R设置一个存储器R16，存储在该存储器的紧前面的参考信号

被从中馈送到乘法器R12，代替施加到R12上的在时间(n-2)的样值Z_n-2之外。在存储器R16中暂时存储有由式(12)表示的在步骤(a)中为所有状态Δφ_n-1计算的估算的参考信号候选值

。在维特比解码部分17的比较/选择部分17C确定提供到在时间n的相应各状态的最小路径度量的在时间(n-1)的状态Δφ′_n-1之后，对应于这些状态的

作为估算的参考信号 φ_n)被存储在存储器R16中，其他信息被从其中擦掉。第四实施例

第四实施例试图与第二实施例一样，通过限制在第三实施例的在每个时间n的保留路径的数量M为一来简化该序列估算算法。使用在这个方法中的差分检测器电路的基本配置与在图4中所描述的一样，并利用判决反馈解码算法代替维特比解码算法。这个实施例的方法包括在下面描述的各个步骤。

(a)当判决在时间n的M个状态Δφ_n的哪一个最可能从在时间(n-1)判决的相位差状态Δ φ_n-1到达时，在时间(n-1)使用的参考信号

被相位旋转在时间(n-1)的判决的相位差Δ φ_n-1，并且在时间n被使用的参考信号的估算值

通过将预测系数λ设置为一个实数情况的下列式子从相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1中来计算： ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_n-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right)---\left(18\right)$

(b)这个参考信号估算值 被相位旋转Δφ_n，以得到在时间n的接收信号候选值，并且接收信号候选值与接收信号样值Z_n的内积实数值被利用作为表示从时间(n-1)的状态Δφ_n-1向时间n的状态Δ φ_n-1转换的似然性的转移度量μ(Δφ_n)。

(c)对于在时间n的所有M个状态Δφ_n执行上述步骤(a)和(b)，而后在幅度方面对产生的M个转移度量进行比较并计算提供最大转移度量的状态，并作为解码的符号Δ φ_n予以输出。

另外在上述第四实施例中，使接收信号样值与其估算值之间的误差最小的预测系数λ可以在得到在时间小的解码符号Δ φ_n以后，利用往回跟踪该解码的序列的递归误差最小化来计算。第四实施例的方案区别于第三实施例的预测系数自适应估算方案之处在于，在每个时间点上的保留路径数目仅为一个，还在于利用Δ φ_n代替Δφ_n。如上所述，预测系数λ通过在参考信号自适应估算部分15中的下列逆归计算自适应地获得的：

λ＝Θ_n/Ω_n ${\mathrm{\Ω}}_n={|Z_{n-1}-{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right)|}^2+\mathrm{\β}{\mathrm{\Ω}}_{n-1}$ ${\mathrm{\Θ}}_n=\mathrm{Re}\left\{\right[Z_n-Z_{n-1}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_n\right)\left]\right[Z_{n-1}-{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right){]}^{*}\}+{\mathrm{\β\Θ}}_{n-1}$

Ω₀＝δ(一个小的正实数)，Θ₀＝0、Z_-1＝0、Δφ₀＝0在第三和第四实施例的预测系数自适应估算中，通过利用参考信号

变为在时间n的一个信号估算值这样一个事实，参考信号

用递归误差最化算法以这种方式被估算，即使得利用在时间(n-1)的参考信号估算的以下的在时间(n-1-p)的参考信号与接收信号样值Z_n-1-p之间的误差最小： ${\hat{Z}}_{n-1-p}^{\′}=\left\{{\hat{Z}}_{n-1}\exp \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)\right\}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1-p}\right)$ 其中p＝0、1、2、……n-1。由下式给出的指数加权的均方差被用作误差J： $J=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}^p{|Z_{n-1-p}-{\hat{Z}}_{n-1-p}^{\′}|}^2---\left(19\right)$ 使误差J最小的估算的参考信号

由下式给出： ${\hat{Z}}_{n-1}=\{(1-\mathrm{\β})/(1-{\mathrm{\β}}^n)\}{Z}_{n-1}+\{1-(1-\mathrm{\β})/(1-{\mathrm{\β}}^n)\}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)---\left(20\right)$ 其中β是等于或小于1的正忽略因子。通过类似这样随时间改变该因子时，参考信号

可被快速收敛。然后，通过设置λ＝-1+(1-β)/(1-βⁿ)还有可能以这种方式来估算信号

使得在每个时间点上的估算误差的指数加权均方差J最小。

在图8中，由实线(带白圈标记的)45表示当在第三实施例中自适应更新预测系数的差分检测方法被应用到四相DPSK方案时，在无衰落环境下对误码率性能的计算机模拟结果。在这种例子中，β＝1。在图8中横坐标代表每比特信号能量对噪声功率谱密度的比E_b/N₀。为了比较，图中有利用点×和+标记的分别在常规的一个符号差分检测和相干检测、差分解码的情况下的误码率模拟结果和其由曲线46与47表示的理论值。为实现0.1％的误码率，一个符号相位差检测与相干检测、差分解码所必需的E_b/N₀之间的差是1.8dB，但是在本发明的第三实施例中该差可被减小到0.2dB或更小。

在图9中，由实线(带白圈标记的)51和52表示当在第三实施例应用到上述DPSK方案时在瑞利衰落环境下的误码率性能。横坐标表示平均E_b/N₀比。实线51表示f_DT＝0.01的情况和实线52表示f_DT＝0.02的情况，其中f_DT表示衰落变化的速率、f_D表示最大多普勒频率(移动终端的移动速度/无线载波的波长)及T表示一个符号的长度(其中1/T是传输速率)。曲线53和54表示分别在f_DT＝0.01和0.02的情况下，由常规的一个符号差分检测方法实现的性能。为了比较，图中由曲线55表示当衰落变化非常慢(f_DT→0)的情况下，利用差分检测方法得到的性能。利用常规的差分检测方法，即使平均E_b/N₀被设置得很大，误码率趋近于一个误差最低值而不能再变小。然而，本发明允许通过设置高的平均E_b/N₀比来减小误码率。

如上所述，按照第三实施例的差分检测方法按照接收信号的衰落环境下估算参考信号，和因此与常规差分检测方法相比，更多地改善了误码率性能，而无论是否存在衰落与否。

在应用按照本发明的第四实施例的差分检测方法到四相DPSK方案的对误码率性能的计算机模拟结果由图8中的曲线57(用三角标记的)和由图9中的曲线58和59(用三角标记的)来表示。这里设置β＝1。在这个例子中，其性能稍低于第三实施例的情况，但优于常规差分检测方法的情况。第四实施例的方法具有所需的处理量远低于第三实施例所需要的这样一个优点。

在按照本发明的各实施例中的任何一个中，参考信号是考虑到特别是在无衰落环境下的前面的接收信号和参考信号被估算的，与利用常规的差分检测方法可得到的相比较，这保证了精确的估算和显著地改善了误码率。

Claims (9)

1.一种用于M级的差分相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，所述方法包括以下步骤：

(a)利用发送的符号周期对接收的信号进行取样，以得到在一系列时间点n的接收信号样值Z_n；

(b)将在时间(n-2)的接收的信号样值Z_n-2的相位旋转M个状态的一个Δφ_n-1，并根据在时间(n-1)的相位旋转信号和接收的信号样值，利用将预测系数λ为实数的下列公式，计算在时间(n-1)的含有在时间n的衰落变化的接收信号样值Z_n-1的线性预测值 ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right)$

(c)将所述线性预测值

的相位旋转Δφ并计算相位在时间n的相位旋转信号和接收信号样值Z_n之间的平方误差， $\mathrm{\μ}(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\→\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_n)={|Z_n-{\hat{Z}}_{n-1}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_n\right)|}^2$

作为表示从在时间(n-1)的状态Δφ_n-1向在时间n的状态Δφ_n的转换的似然性的转移度量；

(d)将所述转移度量加到时间(n-1)的状态Δφ_n-1的转移度量H(Δφ_n-1)上，以得到通过该状态Δφ_n-1的候选序列的路径度量；

(e)对于在时间(n-1)的所有M个状态Δφ_n-1，对在时间n的一个状态Δφ_n，重复上述步骤(b)到(d)，以得到对于M个候选序列的各路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)，在幅度上比较M个路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)，计算提供最小路径度量的状态Δφ′_n-1，将其作为当在时间n到达状态Δφ_n的保留路径上的在时间(n-1)的状态，存储在路径存储器中，并将其路径度量H(Δφ_n|Δφ′_n-1)作为在时间n的状态Δφ_n中的路径度量H(Δφ_n)，存储在度量存储器中；以及

(f)对在时间n的所有M个状态Δφ_n重复步骤(b)到(e)，以得到M个路径度量，在幅度方面比较M个路径度量，计算提供最小路径度量的状态Δφ′_n，在状态Δφ′_n开始通过固定数目k个时间点往回跟踪该路径存储器，和因此作为一个解码的符号Δ φ_n-k输出该所到达的状态。

2.如权利要求1的方法，其中所述步骤(f)包括一个计算预测系数λ的步骤，该步骤在对时间n的所述M个状态Δφ_n计算保留路径以后，通过利用递归误差最小化算法，往回跟踪每个保留序列，使接收信号样值与其线性预测值之间的误差最小。

3.一种用于M级差分相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，所述方法包括以下步骤：

(a)利用发送的符号周期取样接收的信号，以得到在时间n的接收信号样值Z_n；

(b)将在时间n的接收信号样值Z_n-2的相位旋转在紧前面的时间(n-1)判决的相位差状态Δ φ_n-1，并根据该相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1利用设置预测系数λ为实数的下列公式计算含有在时间n的衰落变化的在时间(n-1)的接收信号样值的线性预测值

${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{Z}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right);$

(c)将所述线性预测值

的相位旋转Δφ_n，以得到在时间n的接收信号候选值；并计算接收信号候选值和接收信号样值Z_n的内积的实数值，作为从在时间(n-1)的状态Δφ_n-1向在时间n的状态Δφ_n转换的转移度量μ(Δφ_n)；和

(d)对在时间n的所有M个状态Δφ_n重复上述步骤(b)和(c)，在幅度方面比较所产生的M个转移度量，计算提供最大转移度量的状态Δφ_n，并作为解码的符号Δ φ_n将其输出。

4.如权利要求3的方法，其中所述步骤(d)包括计算预测系数λ的步骤，该步骤在计算在时间n的所述解码的符号Δ φ_n以后，通过利用递归误差最小算法往回跟踪解码的序列，使接收信号样值与其线性预测值之间的误差最小。

5.一种用于M级差分相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，所述方法包括以下步骤：

(a)利用发送的符号周期取样接收的信号，以得到在时间n的接收信号样值；

(b)将用于时间(n-1)的参考信号 的相位旋转Δφ_n-1；并根据相位旋转的信号和接收信号的样值Z_n-1利用设置预测系数λ为实数的下列公式计算要被用于时间n的估算值

${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n-1}\right);$

(c)计算来自所述估算的参考信号 的信号相位旋转Δφ_n与接收信号样值Z_n之间的平方误差，作为转移度量；

(d)将所述转移度量加到时间(n-1)的状态Δφ_n-1的路径度量H(Δφ_n-1)上，以得到通过状态Δφ_n-1的候选序列的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n-1)；

(e)对与在时间n的一个状态Δφ_n有关的在时间(n-1)的所有M个状态Δφ_n-1重复所述步骤(b)到(d)，以得到对于M个候选序列的M个路径度量；计算提供最小路径度量的状态Δφ′_n-1，将其作为在时间n到达状态Δφ_n的在时间(n-1)的保留路径的状态存储在路径存储器中，并将保留路径的路径度量H(Δφ_n|Δφ_n′)作为在时间n的状态Δφ_n的路径度量H(Δφ_n)存储在度量存储器中；和

(f)对在时间n的所有M个状态Δφ_n重复所述步骤(b)到(e)，以得到M个路径度量；在幅度方面比较该M个路径度量；计算提供最小路径度量的状态Δφ_n′；从状态Δφ_n′对所述路径存储器往回跟踪固定数目K的时间点，并将由此到达的状态作为解码的符号Δ φ_n-k输出。

6.如权利要求5的方法，其中所述步骤(f)包括一个计算预测系数λ的步骤，该步骤在计算到时间n的所述M个状态Δφ_n的保留路径以后，通过利用递归误差最小化算法往回跟踪每个保留序列，使接收信号样值与其线性预测之间的误差最小。

7.一种用于M级差分相位调制信号的差分检测方法，M是等于或大于3的整数，所述方法包括以下步骤：

(a)利用发送的符号周期取样一个接收信号，得到在时间n的接收信号的样值；

(b)将在时间n的参考信号的相位旋转一个在紧前面的时间(n-1)判决的相位差状态Δ φ_n-1，并根据该相位旋转信号和接收信号样值Z_n-1利用设置预测系数λ为实数的下列公式计算在时间n的参考信号的估算值 ${\hat{Z}}_{n-1}=(1+\mathrm{\λ})Z_{n-1}-\mathrm{\λ}{\hat{Z}}_{n-2}\exp \left(j{\mathrm{\Δ}\stackrel{-}{\mathrm{\φ}}}_{n-1}\right);$

(c)将所述估算值

的相位旋转Δφ_n，以得到在时间n的接收信号的候选值；并计算接收信号的候选值和接收信号样值Z_n的内积的实数，作为从时间(n-1)的状态Δ φ_n-1变换到时间n的状态Δφ_n的转换度量；和

(d)对在时间n的所有M个状态Δφ_n重复所述步骤(b)和(c)，在幅度上比较得到的M个转移度量，计算提供最大转移度量的一个状态Δφ_n，并将其作为解码的符号Δ φ_n输出。

8.如权利要求7的方法，其中所述步骤(d)包括计算预测系数λ的步骤，该步骤在计算所述在时间n的解码符号Δ φ_n以后，通过利用递归误差最小化算法往回跟踪一个解码的序列，使接收信号样值与其线性预测值之间的误差最小。

9.如权利要求5或7的方法，还包括计算作为时间n的函数的所述预测系数λ的步骤，其中λ是利用系数β设置为等于或小于1的一个正值通过下列公式给出的：

λ＝-1+(1-β)/(1-βⁿ)。

Images