JP3141916B2 - Dpsk波線形予測遅延検波方法 - Google Patents
Dpsk波線形予測遅延検波方法Info
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- JP3141916B2 JP3141916B2 JP06186098A JP18609894A JP3141916B2 JP 3141916 B2 JP3141916 B2 JP 3141916B2 JP 06186098 A JP06186098 A JP 06186098A JP 18609894 A JP18609894 A JP 18609894A JP 3141916 B2 JP3141916 B2 JP 3141916B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は例えば移動通信に利用
され、Mレベル差動位相変調方式、いわゆるM相DPS
K(Mは正整数)によるディジタル信号伝送において、
過去の復調系列から最も確からしい状態を推定しながら
復調する遅延検波方法に関する。移動通信では電波が建
物などで反射されて受信されるため、移動しながら送受
信すると、受信波にはマルチパスフェージングが発生
し、これが伝送誤りの原因になる。遅延検波では同期検
波に比較して、このようなフェージングチャネルで優れ
た誤り率特性が得られるが、それでも、フェージングが
速くなると、受信波に現われる不規則位相回転のために
誤りが発生する。
され、Mレベル差動位相変調方式、いわゆるM相DPS
K(Mは正整数)によるディジタル信号伝送において、
過去の復調系列から最も確からしい状態を推定しながら
復調する遅延検波方法に関する。移動通信では電波が建
物などで反射されて受信されるため、移動しながら送受
信すると、受信波にはマルチパスフェージングが発生
し、これが伝送誤りの原因になる。遅延検波では同期検
波に比較して、このようなフェージングチャネルで優れ
た誤り率特性が得られるが、それでも、フェージングが
速くなると、受信波に現われる不規則位相回転のために
誤りが発生する。
【0002】さて、1シンボル時間前の受信波zn-1 を
参照波としてRe[zn z* n-1 exp−jΔφn ]を
最大とするΔφ⌒n を送信シンボルと判定するのが従来
の遅延検波である。ここで、zn は受信波の複素数表現
であり、Re[.]は実数部、*は複素共役である。フ
ェージングによって不規則な位相回転があると、znと
zn-1 との位相角が送信位相差と異なった値となるため
に、誤りが発生しやすくなる。
参照波としてRe[zn z* n-1 exp−jΔφn ]を
最大とするΔφ⌒n を送信シンボルと判定するのが従来
の遅延検波である。ここで、zn は受信波の複素数表現
であり、Re[.]は実数部、*は複素共役である。フ
ェージングによって不規則な位相回転があると、znと
zn-1 との位相角が送信位相差と異なった値となるため
に、誤りが発生しやすくなる。
【0003】一方ビタビアルゴリズムを用いて逐次的最
大系列推定を行う遅延検波により、同期検波差動復号に
誤り率を近ずけることが直交遅延検波を対象として
「D.Makrakis and K.Feher,
“Optimal non coherent det
ection of PSK signals,”El
ectronics Letters,vol.26,
pp.398−400,March 1990」で提案
されている。
大系列推定を行う遅延検波により、同期検波差動復号に
誤り率を近ずけることが直交遅延検波を対象として
「D.Makrakis and K.Feher,
“Optimal non coherent det
ection of PSK signals,”El
ectronics Letters,vol.26,
pp.398−400,March 1990」で提案
されている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この提案され
ている方法によると、フェージングが速くなると、受信
波に現われる不規則位相回転のため、誤り率がかえって
劣化するという問題があった。
ている方法によると、フェージングが速くなると、受信
波に現われる不規則位相回転のため、誤り率がかえって
劣化するという問題があった。
【0005】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明は以下の
ステップで構成される。 (1)各時点にはその時点の送信位相差を表すM個の状
態Δφn がある。時点(n−1)におけるM個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点nの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
(n−2)における受信波標本zn-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点(n−1)の受信波標本zn-1
とから、予測された時点nにおけるフェージング変動を
含む時点(n−1)の受信波標本zn-1 の線形予測値z
^n-1 を、予測係数λを実数として z^n-1 =(1+
λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφn-1 ) …(1) により求める。
ステップで構成される。 (1)各時点にはその時点の送信位相差を表すM個の状
態Δφn がある。時点(n−1)におけるM個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点nの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
(n−2)における受信波標本zn-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点(n−1)の受信波標本zn-1
とから、予測された時点nにおけるフェージング変動を
含む時点(n−1)の受信波標本zn-1 の線形予測値z
^n-1 を、予測係数λを実数として z^n-1 =(1+
λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφn-1 ) …(1) により求める。
【0006】(2)次に、この線形予測値z^n-1 をΔ
φn だけ位相回転したものを時点nにおける受信波の候
補信号として、これと時点nの受信波標本zn との2乗
誤差 μ(Δφn-1 →Δφn )=|zn −z^n-1 expjΔφn |2 …(2) を、時点(n−1)の状態Δφn-1 から時点nの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
(Δφn-1 →Δφn )とする。
φn だけ位相回転したものを時点nにおける受信波の候
補信号として、これと時点nの受信波標本zn との2乗
誤差 μ(Δφn-1 →Δφn )=|zn −z^n-1 expjΔφn |2 …(2) を、時点(n−1)の状態Δφn-1 から時点nの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
(Δφn-1 →Δφn )とする。
【0007】(3)ブランチメトリックμ(Δφn-1 →
Δφn )を時点(n−1)の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックM(Δφn-1 )に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックH(Δφn |Δφ
n-1 )を求める。 (4)以上のステップ(1)〜(3)を、時点(n−
1)のM個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点nの1つ
の状態Δφn について行ってM個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらM個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点nの状態Δφn に至る生き残り系列(パ
ス)の時点(n−1)の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックH(Δφn |Δ
φn-1 ′)を時点nの状態Δφn におけるパスメトリッ
クH(Δφn )としてパスメトリックメモリに記憶す
る。
Δφn )を時点(n−1)の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックM(Δφn-1 )に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックH(Δφn |Δφ
n-1 )を求める。 (4)以上のステップ(1)〜(3)を、時点(n−
1)のM個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点nの1つ
の状態Δφn について行ってM個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらM個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点nの状態Δφn に至る生き残り系列(パ
ス)の時点(n−1)の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックH(Δφn |Δ
φn-1 ′)を時点nの状態Δφn におけるパスメトリッ
クH(Δφn )としてパスメトリックメモリに記憶す
る。
【0008】(5)以上のステップ(1)〜(4)を時
点nのM個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってM個のパスメトリックH(Δφn )を求め、これら
M個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Kだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
点nのM個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってM個のパスメトリックH(Δφn )を求め、これら
M個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Kだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
【0009】そして時点nにおけるM個の生き残り系列
を求めた後に各系列を過去に遡って、逐次誤差最小アル
ゴリズムにより受信波標本とその線形予測値との誤差を
最小とするよう予測係数λを適応設定する。従って、時
点nの各状態に対応して1個の予測係数があることにな
る。時点nにおける状態Δφn に至るパス上の系列をΔ
φn-i としたとき(ただし、i=0,1,…,n−
1)、次の時点(n+1)の参照波を予測するための予
測係数λ(Δφn )を、次式で与えられる指数重み2乗
平均誤差 J=Σβi |zn-i −z^n-i ′exp(jΔφn-i )|2 …(3) Σはi=0からn−1まで を最小とするように選ぶ。ここでβは1以下の忘却係数
である。z^n-i ′は、過去全ての時点において等しい
予測係数λ(Δφn )を用いて予測したとしたときの時
点(n−i)における予測参照波であり、次式で与えら
れる。
を求めた後に各系列を過去に遡って、逐次誤差最小アル
ゴリズムにより受信波標本とその線形予測値との誤差を
最小とするよう予測係数λを適応設定する。従って、時
点nの各状態に対応して1個の予測係数があることにな
る。時点nにおける状態Δφn に至るパス上の系列をΔ
φn-i としたとき(ただし、i=0,1,…,n−
1)、次の時点(n+1)の参照波を予測するための予
測係数λ(Δφn )を、次式で与えられる指数重み2乗
平均誤差 J=Σβi |zn-i −z^n-i ′exp(jΔφn-i )|2 …(3) Σはi=0からn−1まで を最小とするように選ぶ。ここでβは1以下の忘却係数
である。z^n-i ′は、過去全ての時点において等しい
予測係数λ(Δφn )を用いて予測したとしたときの時
点(n−i)における予測参照波であり、次式で与えら
れる。
【0010】 z^n-i ′=(1+λ(Δφn ))zn-1-i −λ(Δφn )zn-2-i exp(jΔφn-1-i ) …(4) 式(3)を最小とするλ(Δφn )を求めると
【0011】
【数1】 となる。これを逐次的に得ることができる。すなわち、 λ(Δφn )=Θn (Δφn )/Ωn (Δφ) Ωn (Δφn )=|zn-1 −zn-2 exp(jΔφn-1 )|2 +βΩn-1 (Δφn-1 ) Θn (Δφn )=Re[(zn −zn-1 exp(jΔφn )(zn-1 −zn-2 exp(jΔφn-1 ))* ]+βΘn-1 (Δφn-1 ) Ω0 (Δφ0 )=δ(小さな正実数),Θ0 (Δφ0 )=0,z-1=0,Δφ 0 =0 …(6) である。
【0012】請求項1の発明では、時点毎に生き残りパ
スがM個あるが、請求項2の発明では常に1個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項2の発明では以下のステップで構成される。 (1)時点(n−1)で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点nのM個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点(n−
2)における受信波標本zn-2 をΔφ⌒n-1 だけ位相回
転させ、これと受信波標本zn-1 とから、予測した時点
nにおけるフェージング変動を含む時点(n−1)の受
信波標本zn-1 の線形予測値zn-1 を、λを実数として z^n-1 =(1+λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφ⌒n-1 ) …(7) により求める。
スがM個あるが、請求項2の発明では常に1個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項2の発明では以下のステップで構成される。 (1)時点(n−1)で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点nのM個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点(n−
2)における受信波標本zn-2 をΔφ⌒n-1 だけ位相回
転させ、これと受信波標本zn-1 とから、予測した時点
nにおけるフェージング変動を含む時点(n−1)の受
信波標本zn-1 の線形予測値zn-1 を、λを実数として z^n-1 =(1+λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφ⌒n-1 ) …(7) により求める。
【0013】(2)この線形予測値z^n-1 をΔφn だ
け位相回転させて時点nにおける受信波の候補とし、こ
れと受信波標本zn との内積の実数値を、時点(n−
1)の状態Δφ⌒n-1 から時点nの状態Δφn への遷移
の確からしさを表すブランチメトリックμ(Δφn )と
する。 (3)以上のステップ(1)及び(2)を時点nにおけ
るM個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたM個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
け位相回転させて時点nにおける受信波の候補とし、こ
れと受信波標本zn との内積の実数値を、時点(n−
1)の状態Δφ⌒n-1 から時点nの状態Δφn への遷移
の確からしさを表すブランチメトリックμ(Δφn )と
する。 (3)以上のステップ(1)及び(2)を時点nにおけ
るM個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたM個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
【0014】そして時点nにおける復号シンボルΔφ⌒
n を求めた後、受信波標本とその線形予測値との誤差を
最小とする予測係数λを、復号系列を遡って逐次誤差最
小アルゴリズムにより求める。これは請求項1の発明と
同様に求められるが、請求項2の発明では、生き残りパ
スが一つしかなく、Δφn の代りにΔφ⌒n を用いる点
が異なるだけである。
n を求めた後、受信波標本とその線形予測値との誤差を
最小とする予測係数λを、復号系列を遡って逐次誤差最
小アルゴリズムにより求める。これは請求項1の発明と
同様に求められるが、請求項2の発明では、生き残りパ
スが一つしかなく、Δφn の代りにΔφ⌒n を用いる点
が異なるだけである。
【0015】
【作用】時点(n−2)における受信波標本zn-2 をΔ
φn-1 だけ位相回転させれば、時点(n−1)における
受信信号が得られるはずであるが、時点(n−2)にお
けるフェージングの影響が残っている。そこで請求項1
の発明では時点(n−1)でのフェージングの影響を含
む受信波標本zn-1 と、時点(n−2)におけるフェー
ジングの影響を含むΔφn-1 だけ位相回転させたzn-2
とから式(1)により時点nでのフェージング変動を線
形予測した不規則回転位相と、時点(n−1)の信号位
相Δφn-1 との和の位相をもつ、時点(n−1)の受信
信号の予測値z^n-1 が求められ、従って、z^n-1 を
Δφn だけ位相回転したものとznとの差は、Δφn が
正しければ、時点nでのフェージング変動の影響を受け
ないものとなる。
φn-1 だけ位相回転させれば、時点(n−1)における
受信信号が得られるはずであるが、時点(n−2)にお
けるフェージングの影響が残っている。そこで請求項1
の発明では時点(n−1)でのフェージングの影響を含
む受信波標本zn-1 と、時点(n−2)におけるフェー
ジングの影響を含むΔφn-1 だけ位相回転させたzn-2
とから式(1)により時点nでのフェージング変動を線
形予測した不規則回転位相と、時点(n−1)の信号位
相Δφn-1 との和の位相をもつ、時点(n−1)の受信
信号の予測値z^n-1 が求められ、従って、z^n-1 を
Δφn だけ位相回転したものとznとの差は、Δφn が
正しければ、時点nでのフェージング変動の影響を受け
ないものとなる。
【0016】
【実施例】図1Aに請求項1の発明の実施例を示す。入
力端子11からのM相DPSKの受信信号r(t)は、
局部発振器12からの局部信号により準同期検波器13
でベースバンド信号z(t)に周波数変換される。この
ベースバンド信号z(t)は送信シンボル周期Tごとの
時点t=nTで標本化回路14において標本化されて標
本値z n が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号r(t)の
搬送周波数がf c で、受信波位相がη(t)のとき、受
信信号r(t)はR(t)cos(2πf c t+η
(t))となるが、複素表現ではr(t)=R(t)e
xpj[2πf c t+η(t)]である。準同期検波出
力の複素表現はz(t)=R(t)expjη(t)と
なり、標本値はz n =R n expjη n となる。Mレベ
ル差動位相変調波(M相DPSK波)の遅延検波では、
各時点毎にM個の位相差状態{2mπ/M;m=0,
1,…,M−1}を構成する。M=4のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図1Bに示す(時点(n−1)ま
では生き残りパス(系列)が決定されていて、時点nに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る)。
力端子11からのM相DPSKの受信信号r(t)は、
局部発振器12からの局部信号により準同期検波器13
でベースバンド信号z(t)に周波数変換される。この
ベースバンド信号z(t)は送信シンボル周期Tごとの
時点t=nTで標本化回路14において標本化されて標
本値z n が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号r(t)の
搬送周波数がf c で、受信波位相がη(t)のとき、受
信信号r(t)はR(t)cos(2πf c t+η
(t))となるが、複素表現ではr(t)=R(t)e
xpj[2πf c t+η(t)]である。準同期検波出
力の複素表現はz(t)=R(t)expjη(t)と
なり、標本値はz n =R n expjη n となる。Mレベ
ル差動位相変調波(M相DPSK波)の遅延検波では、
各時点毎にM個の位相差状態{2mπ/M;m=0,
1,…,M−1}を構成する。M=4のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図1Bに示す(時点(n−1)ま
では生き残りパス(系列)が決定されていて、時点nに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る)。
【0017】ブランチメトリック演算部15では、一つ
前の時点(n−1)の状態から時点nの状態への遷移の
確からしさを表すブランチメトリックを前記式(2)に
より計算する。ビタビ複号部16では、ビタビアルゴリ
ズムにより逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり
前記請求項1の発明におけるステップ(3)でブランチ
メトリックをもとに、時点nの各状態毎にそれに到達す
る系列の確からしさを表すパスメトリックを計算しステ
ップ(4)で時点nの各状態へ到達する最も確からしい
パスが一つ手前の時点(n−1)のどの状態から出発し
ているかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリッ
クとをそれぞれ、パスメモリ17とパスメトリックメモ
リ18とに記憶する。ステップ(5)で時点nのM個の
状態の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時
点だけ遡って、復号シンボルを出力端子19に出力す
る。参照信号適応予測部20では、式(1)を演算して
フェージングによる受信波の変動を加味した参照信号を
予測してブランチメトリック演算部15へ供給する。そ
して参照信号適応予測部20で式(6)の演算により、
予測係数λ(Δφ n )を適応的に設定する。
前の時点(n−1)の状態から時点nの状態への遷移の
確からしさを表すブランチメトリックを前記式(2)に
より計算する。ビタビ複号部16では、ビタビアルゴリ
ズムにより逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり
前記請求項1の発明におけるステップ(3)でブランチ
メトリックをもとに、時点nの各状態毎にそれに到達す
る系列の確からしさを表すパスメトリックを計算しステ
ップ(4)で時点nの各状態へ到達する最も確からしい
パスが一つ手前の時点(n−1)のどの状態から出発し
ているかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリッ
クとをそれぞれ、パスメモリ17とパスメトリックメモ
リ18とに記憶する。ステップ(5)で時点nのM個の
状態の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時
点だけ遡って、復号シンボルを出力端子19に出力す
る。参照信号適応予測部20では、式(1)を演算して
フェージングによる受信波の変動を加味した参照信号を
予測してブランチメトリック演算部15へ供給する。そ
して参照信号適応予測部20で式(6)の演算により、
予測係数λ(Δφ n )を適応的に設定する。
【0018】請求項2の発明の実施例を図1Cに図1A
と対応する部分に同一符号を付けて示す。受信波標本z
n はブランチメトリック演算部21において前記請求項
2の発明のステップ(2)でブランチメトリックμ(Δ
φn )が演算され、判定帰還復号部22ではステップ
(3)でそのM個のブランチメトリックμ(Δφn )の
最大を与える状態Δφ⌒n が求められて復号シンボルと
して出力される。参照信号適応予測部23では式(6)
を演算してフェージングによる受信波の変動を加味した
参照信号を予測してブランチメトリック演算部21へ供
給する。
と対応する部分に同一符号を付けて示す。受信波標本z
n はブランチメトリック演算部21において前記請求項
2の発明のステップ(2)でブランチメトリックμ(Δ
φn )が演算され、判定帰還復号部22ではステップ
(3)でそのM個のブランチメトリックμ(Δφn )の
最大を与える状態Δφ⌒n が求められて復号シンボルと
して出力される。参照信号適応予測部23では式(6)
を演算してフェージングによる受信波の変動を加味した
参照信号を予測してブランチメトリック演算部21へ供
給する。
【0019】そして参照信号適応予測部20で、次の逐
次演算により予測係数λを適応的に設定する。 λ=Θn /Ωn Ωn =|(zn-1 −zn-2 exp(iΔφ⌒n-1 )|2
+βΩn-1 Θn =Re[(zn −zn-1 exp(iΔφ⌒n )(z
n-1 −zn-2 exp(jΔφ⌒n-1 ))* ]+βΘn-1 Ω0 =δ(小さな正実数),Θ0 =0,z-1=0,Δφ
⌒0 =0
次演算により予測係数λを適応的に設定する。 λ=Θn /Ωn Ωn =|(zn-1 −zn-2 exp(iΔφ⌒n-1 )|2
+βΩn-1 Θn =Re[(zn −zn-1 exp(iΔφ⌒n )(z
n-1 −zn-2 exp(jΔφ⌒n-1 ))* ]+βΘn-1 Ω0 =δ(小さな正実数),Θ0 =0,z-1=0,Δφ
⌒0 =0
【0020】
【発明の効果】請求項1の発明(β=1を用いた)を、
4相DPSKに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図2中
の実線25に示す。図2の横軸は1ビット当たりの信号
エネルギー対雑音電力密度の比Eb /N0 である。比較
のため、従来の1シンボル遅延検波および同期検波差動
復号により誤り率のシミュレーション結果をそれぞれ曲
線26,27で示してある。誤り率0.1%を確保する
ための所要Eb /N0 の1シンボル位相遅延検波と同期
検波差動復号との差は1.8dBであるが請求項2の発
明と同期検波差動復号との差を0.6dB以内に縮める
ことができる。
4相DPSKに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図2中
の実線25に示す。図2の横軸は1ビット当たりの信号
エネルギー対雑音電力密度の比Eb /N0 である。比較
のため、従来の1シンボル遅延検波および同期検波差動
復号により誤り率のシミュレーション結果をそれぞれ曲
線26,27で示してある。誤り率0.1%を確保する
ための所要Eb /N0 の1シンボル位相遅延検波と同期
検波差動復号との差は1.8dBであるが請求項2の発
明と同期検波差動復号との差を0.6dB以内に縮める
ことができる。
【0021】前記4相DPSKに請求項2の発明を適用
した場合のレイリーフェージング下の特性を図3中の実
線31,32で示す。横軸は平均Eb /N0 であり、実
線31はfD T=0.01、実線32はfD T=0.0
4の場合である。fD Tはフェージング変動の速さを表
し、fD は最大ドップラー周波数(移動端末機の移動速
度/無線搬送波の波長)、Tは1シンボルの長さである
(1/Tは伝送速度)。fD T=0.01、0.04の
各場合における従来の1シンボル遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線33,34で示してある。比較のためフェー
ジングが非常に緩慢であるとき(fD T→0)のときの
同期検波差動復号法および従来の遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線35,36で示す。従来の遅延検波法では平
均Eb /N0 を大きくしても誤り率がある一定値に近づ
いてしまい、それ以下にはならない。ところが、この発
明では、平均Eb /N0 を大きくすれば誤り率を小さく
できる。
した場合のレイリーフェージング下の特性を図3中の実
線31,32で示す。横軸は平均Eb /N0 であり、実
線31はfD T=0.01、実線32はfD T=0.0
4の場合である。fD Tはフェージング変動の速さを表
し、fD は最大ドップラー周波数(移動端末機の移動速
度/無線搬送波の波長)、Tは1シンボルの長さである
(1/Tは伝送速度)。fD T=0.01、0.04の
各場合における従来の1シンボル遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線33,34で示してある。比較のためフェー
ジングが非常に緩慢であるとき(fD T→0)のときの
同期検波差動復号法および従来の遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線35,36で示す。従来の遅延検波法では平
均Eb /N0 を大きくしても誤り率がある一定値に近づ
いてしまい、それ以下にはならない。ところが、この発
明では、平均Eb /N0 を大きくすれば誤り率を小さく
できる。
【0022】このように、請求項1の発明の遅延検波方
法では、予測係数を受信波のフェージング状況に適応し
て変えることができるため、フェージングのあるとき、
ないときとも従来の遅延検波法より誤り率特性が良くな
る。4相DPSKに請求項2の発明を適用したときの誤
り率特性の計算機シミュレーション結果を図2中の曲線
37、図3中の曲線38,39でそれぞれ示す。β=1
としている。この場合は請求項1の発明より特性は若干
劣化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項2の発明は請求項1の発明より、処理量が格
段に少ないという利点がある。
法では、予測係数を受信波のフェージング状況に適応し
て変えることができるため、フェージングのあるとき、
ないときとも従来の遅延検波法より誤り率特性が良くな
る。4相DPSKに請求項2の発明を適用したときの誤
り率特性の計算機シミュレーション結果を図2中の曲線
37、図3中の曲線38,39でそれぞれ示す。β=1
としている。この場合は請求項1の発明より特性は若干
劣化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項2の発明は請求項1の発明より、処理量が格
段に少ないという利点がある。
【図1】Aは請求項1の発明を適用した検波器の例を示
すブロック図、Bは4相DPSK波を請求項1の発明で
検波する場合のトレリス線図、Cは請求項2の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
すブロック図、Bは4相DPSK波を請求項1の発明で
検波する場合のトレリス線図、Cは請求項2の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
【図2】4相DPSKに請求項1、2の各発明を適用し
た場合の1ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
1シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
た場合の1ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
1シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
【図3】レイリーフェージング下の図2と同様の各特性
を示す図。
を示す図。
Claims (2)
- 【請求項1】 Mレベル差動位相変調(Mは3以上の正
整数)の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点n
における受信波標本zn を得、 各時点毎にM個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点(n−1)のM個の状態Δφn-1 から時点nの一つの
状態Δφn への遷移の確からしさを表すブランチメトリ
ックを計算し、 そのブランチメトリックを時点(n−1)の各状態Δφ
n-1 におけるパスメトリックに加算して、各状態Δφ
n-1 を経由する候補系列のパスメトリックを求め、 これら各Δφn-1 を経由するM個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を選択し、 その選択したΔφn-1 ′を時点nの状態Δφn に至る生
き残り系列の時点(n−1)における状態としてパスメ
モリに記憶するとともに、そのパスメトリックを時点n
の状態Δφn におけるパスメトリックとしてパスメトリ
ックメモリに記憶し、これを時点nのM個の状態につい
て行って、これら記憶した時点n個のパスメトリックの
大小を比較して最小値を与える1つの状態Δφn ′を求
め、その状態Δφn ′を出発点としてパスメモリを一定
時点kだけトレースバックし、到達した状態を復号シン
ボルΔφ⌒n-k として出力する遅延検波方法において、 上記選択時に、時点(n−2)における受信波標本z
n-2 をΔφn-1 だけ位相回転させ、これと受信波標本z
n-1 とから時点nにおける予測したフェージング変動を
含む時点(n−1)の受信波標本の線形予測値z^n-1
を、予測係数λを実数として z^n-1 =(1+λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφ
n-1 ) により求め、 この線形予測値z^n-1 をΔφn だけ位相回転したもの
と受信波標本zn との2乗誤差を、上記ブランチメトリ
ックとし、 時点nにおける上記M個の状態Δφ n に至る生き残り系
列を求めた後に、受信波標本とその線形予測値との誤差
を最小にする上記予測係数λを、各生き残り系列を遡っ
て逐次誤差最小アルゴリズムにより求める、 ことを特徴とするDPSK波線形予測遅延検波方法。 - 【請求項2】 Mレベル差動位相変調(Mは2以上の正
整数)の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点n
における受信波標本zn を得、 各時点毎にM個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点(n−1)で符号判定された位相差状態Δφ⌒n-1 か
ら、時点nのM個の状態Δφn への各遷移の確からしさ
を表すブランチレトリックを求め、 これらM個のブランチメトリックの大小を比較して最大
のブランチメトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、こ
れを復号シンボルΔφ⌒n として出力する遅延検波方法
において、 時点(n−2)における受信標本zn-2 をΔφ⌒n-1 だ
け位相回転させ、これと、受信波標本zn-1 とから、予
測された時点nにおけるフェージング変動を含む時点
(n−1)の受信波標本の線形予測値z^n-1 を、予測
係数λを実数として、 z^n-1 =(1+λ)zn-1 −λzn-2 exp(jΔφ
⌒n-1 ) により求め、この線形予測値z^n-1 をΔφn だけ位相
回転させて時点nにおける受信波の候補とし、これと受
信波標本zn との内積の実数値を、時点(n−1)の状
態Δφ⌒n-1 から時点nの状態Δφn への上記ブランチ
メトリックμ(Δφn )とし、 時点nにおける復号シンボルΔφ⌒ n を求めた後に、受
信波標本とその線形予測値との誤差を最小とする上記予
測係数λを、復号系列を遡って逐次誤差最小アルゴリズ
ムにより求める、 ことを特徴とするDPSK波線形予測遅延検波方法。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06186098A JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Dpsk波線形予測遅延検波方法 |
CN95190746A CN1086088C (zh) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | 用于差分相移键控波的线性预测差分检测方法 |
DE69532577T DE69532577T2 (de) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Verfahren zur verzögerungsdemodulation von dpsk-wellen mit linearer prädiktion |
PCT/JP1995/001517 WO1996005680A1 (fr) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Procede de detection de retard a prediction lineaire des ondes a modulation de phase differentielle (mdpd) |
US08/600,951 US5654667A (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Linear predictive differential detection method for DPSK waves |
EP95926525A EP0723353B1 (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Dpsk wave linear prediction delay detection method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06186098A JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Dpsk波線形予測遅延検波方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0851463A JPH0851463A (ja) | 1996-02-20 |
JP3141916B2 true JP3141916B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=16182337
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP06186098A Expired - Fee Related JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Dpsk波線形予測遅延検波方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3141916B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6947748B2 (en) | 2000-12-15 | 2005-09-20 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
JP4213466B2 (ja) | 2000-12-15 | 2009-01-21 | アダプティックス インコーポレイテッド | 適応クラスタ構成及び切替による多重キャリア通信 |
-
1994
- 1994-08-08 JP JP06186098A patent/JP3141916B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0851463A (ja) | 1996-02-20 |
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