JP3141917B2 - Ｄｐｓｋ波適応遅延検波方法 - Google Patents
Ｄｐｓｋ波適応遅延検波方法Info
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- JP3141917B2 JP3141917B2 JP06205047A JP20504794A JP3141917B2 JP 3141917 B2 JP3141917 B2 JP 3141917B2 JP 06205047 A JP06205047 A JP 06205047A JP 20504794 A JP20504794 A JP 20504794A JP 3141917 B2 JP3141917 B2 JP 3141917B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は例えば移動通信に利用
され、Ｍレベル差動位相変調方式、いわゆるＭ相ＤＰＳ
Ｋ（Ｍは２以上の正整数）によるディジタル信号伝送に
おいて、過去の復調系列から最も確からしい状態を推定
しながら復調する遅延検波方法に関する。
され、Ｍレベル差動位相変調方式、いわゆるＭ相ＤＰＳ
Ｋ（Ｍは２以上の正整数）によるディジタル信号伝送に
おいて、過去の復調系列から最も確からしい状態を推定
しながら復調する遅延検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相変調波の復調には同期検波や遅延検
波が広く用いられている。同期検波では、受信側で搬送
波を再生して、それを参照信号として受信波の位相を測
定し、送信符合を判定する。この場合、絶対位相が未知
であるので、送信側では位相の変化に情報を乗せる差動
位相変調（ＤＰＳＫ）を用いるのが一般的である。同期
検波用に再生した参照信号は熱雑音による擾乱を受けに
くいので、優れた誤り率特性が得られるのが特徴である
が、受信波の位相が変動するようなフェージング環境下
では、再生した参照信号の位相がこの変化に追随できな
いため特性が劣化してしまう。
波が広く用いられている。同期検波では、受信側で搬送
波を再生して、それを参照信号として受信波の位相を測
定し、送信符合を判定する。この場合、絶対位相が未知
であるので、送信側では位相の変化に情報を乗せる差動
位相変調（ＤＰＳＫ）を用いるのが一般的である。同期
検波用に再生した参照信号は熱雑音による擾乱を受けに
くいので、優れた誤り率特性が得られるのが特徴である
が、受信波の位相が変動するようなフェージング環境下
では、再生した参照信号の位相がこの変化に追随できな
いため特性が劣化してしまう。
【０００３】一方、従来の遅延検波では、１シンボル時
間だけ遅延した受信波ｚn-1 を参照波としてＲｅ〔ｚn
ｚ* n-1 ｅｘｐ−ｊΔφn 〕を最大とするΔφn ＝Δφ
⌒nを送信シンボルと判定する。ここで、ｚn は受信波
の複素数表現であり、Ｒｅ〔．〕は実数部、* は複素共
役である。したがって、搬送波再生回路が不要なことか
ら、検波回路が簡単になること、フェージング環境下で
同期検波より優れた特性が得られる。
間だけ遅延した受信波ｚn-1 を参照波としてＲｅ〔ｚn
ｚ* n-1 ｅｘｐ−ｊΔφn 〕を最大とするΔφn ＝Δφ
⌒nを送信シンボルと判定する。ここで、ｚn は受信波
の複素数表現であり、Ｒｅ〔．〕は実数部、* は複素共
役である。したがって、搬送波再生回路が不要なことか
ら、検波回路が簡単になること、フェージング環境下で
同期検波より優れた特性が得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、遅延検波では
フェージングのないチャネルでは誤り率特性は同期検波
より劣化する。この発明の目的は、本来の遅延検波の高
速追随性という優れた特徴を確保しつつ、同期検波に近
い誤り率特性を得る適応遅延検波方法を提供することに
ある。特に参照波の適応推定方法と送信シンボルの系列
推定方法とを提供する。
フェージングのないチャネルでは誤り率特性は同期検波
より劣化する。この発明の目的は、本来の遅延検波の高
速追随性という優れた特徴を確保しつつ、同期検波に近
い誤り率特性を得る適応遅延検波方法を提供することに
ある。特に参照波の適応推定方法と送信シンボルの系列
推定方法とを提供する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は以下の
ステップで構成される。 （１）各時点にはその時点の送信位相差を表すＭ個の状
態Δφn がある。時点（ｎ−１）におけるＭ個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点ｎの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
（ｎ−１）で用いた参照信号ｚ＾n-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1
とから、時点ｎで用いる参照信号の推定値ｚ＾n-1 を、
係数λ′を１より小さい正の実数として ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(1) により求める。
ステップで構成される。 （１）各時点にはその時点の送信位相差を表すＭ個の状
態Δφn がある。時点（ｎ−１）におけるＭ個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点ｎの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
（ｎ−１）で用いた参照信号ｚ＾n-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1
とから、時点ｎで用いる参照信号の推定値ｚ＾n-1 を、
係数λ′を１より小さい正の実数として ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(1) により求める。
【０００６】（２）次に、この推定参照信号ｚ＾n-1 を
Δφn だけ位相回転したものを時点ｎにおける受信波の
候補信号として、これと時点ｎの受信波標本ｚn との２
乗誤差 μ（Δφn-1 →Δφn ）＝｜ｚn −ｚ＾n-1 ｅｘｐｊΔφn ｜2 …(2) を、時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 から時点ｎの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
（Δφn-1 →Δφn ）とする。
Δφn だけ位相回転したものを時点ｎにおける受信波の
候補信号として、これと時点ｎの受信波標本ｚn との２
乗誤差 μ（Δφn-1 →Δφn ）＝｜ｚn −ｚ＾n-1 ｅｘｐｊΔφn ｜2 …(2) を、時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 から時点ｎの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
（Δφn-1 →Δφn ）とする。
【０００７】（３）ブランチメトリックμ（Δφn-1 →
Δφn ）を時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックＭ（Δφn-1 ）に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ）を求める。 （４）以上のステップ（１）〜（３）を、時点（ｎ−
１）のＭ個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点ｎの１つ
の状態Δφn について行ってＭ個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点ｎの状態Δφn に至る生き残り系列（パ
ス）の時点（ｎ−１）の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ′）を時点ｎの状態Δφn におけるパスメトリック
Ｈ（Δφn ）としてパスメトリックメモリに記憶する。
Δφn ）を時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックＭ（Δφn-1 ）に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ）を求める。 （４）以上のステップ（１）〜（３）を、時点（ｎ−
１）のＭ個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点ｎの１つ
の状態Δφn について行ってＭ個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点ｎの状態Δφn に至る生き残り系列（パ
ス）の時点（ｎ−１）の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ′）を時点ｎの状態Δφn におけるパスメトリック
Ｈ（Δφn ）としてパスメトリックメモリに記憶する。
【０００８】（５）以上のステップ（１）〜（４）を時
点ｎのＭ個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってＭ個のパスメトリックＨ（Δφn ）を求め、これら
Ｍ個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Ｋだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
点ｎのＭ個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってＭ個のパスメトリックＨ（Δφn ）を求め、これら
Ｍ個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Ｋだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
【０００９】請求項２の発明では請求項１の発明におい
て、時点ｎにおけるＭ個の生き残り系列を求めた後に各
系列を過去に遡って、逐次誤差最小アルゴリズムにより
受信波標本とその推定値との誤差を最小とするよう係数
λ′を適応設定する。従って、時点ｎの各状態に対応し
て１個の係数λ′があることになる。時点ｎにおける状
態Δφn に至るパス上の系列をΔφn-i としたとき（た
だし、ｉ＝０，１，…，ｎ−１）、次の時点（ｎ＋１）
の参照波を推定するための係数λ′（Δφn ）を、次式
で与えられる指数重み２乗平均誤差 Ｊ＝Σβi ｜ｚn-i −ｚ′n-i ｅｘｐ（ｊΔφn-i ）｜2 …(3) Σはｉ＝０からｎ−１まで が最小となすように選ぶ。ここでβは１より小さい忘却
係数である。ｚ′n-i は、過去全ての時点において等し
い係数λ′（Δφn ）を用いて推定したとしたときの時
点（ｎ−ｉ）における推定参照波であり、次式で与えら
れる。
て、時点ｎにおけるＭ個の生き残り系列を求めた後に各
系列を過去に遡って、逐次誤差最小アルゴリズムにより
受信波標本とその推定値との誤差を最小とするよう係数
λ′を適応設定する。従って、時点ｎの各状態に対応し
て１個の係数λ′があることになる。時点ｎにおける状
態Δφn に至るパス上の系列をΔφn-i としたとき（た
だし、ｉ＝０，１，…，ｎ−１）、次の時点（ｎ＋１）
の参照波を推定するための係数λ′（Δφn ）を、次式
で与えられる指数重み２乗平均誤差 Ｊ＝Σβi ｜ｚn-i −ｚ′n-i ｅｘｐ（ｊΔφn-i ）｜2 …(3) Σはｉ＝０からｎ−１まで が最小となすように選ぶ。ここでβは１より小さい忘却
係数である。ｚ′n-i は、過去全ての時点において等し
い係数λ′（Δφn ）を用いて推定したとしたときの時
点（ｎ−ｉ）における推定参照波であり、次式で与えら
れる。
【００１０】 ｚ′n-i ＝（１−λ′（Δφn ））ｚn-1-i ＋λ′（Δφn ）ｚ＾n-2-i ｅｘｐ（ｊΔφn-1-i ） …(4) 式（３）を最小とするλ′（Δφn ）を求めると
【００１１】
【数１】 となる。これを逐次的に得ることができる。すなわち、 λ′（Δφn ）＝Θn （Δφn ）／Ωn （Δφ） Ωn （Δφn ）＝｜ｚn-1 −ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ）｜2 ＋βΩn-1 （Δφn-1 ） Θn （Δφn ）＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｊΔφn ）（ｚn-1 −ｚ＾n- 2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ））* ］＋βΘn-1 （Δφn-1 ） Ω0 （Δφ0 ）＝δ（小さな正実数），Θ0 （Δφ0 ）＝０，ｚ-1＝０，Δφ 0 ＝０ …(6) である。
【００１２】請求項１の発明では、時点毎に生き残りパ
スがＭ個あるが、請求項３の発明では常に１個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項３の発明では以下のステップで構成される。 （１）時点（ｎ−１）で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点ｎのＭ個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点（ｎ−
１）で用いた参照信号ｚ＾n-2 を時点（ｎ−１）の判定
位相差Δφ⌒n-1 だけ位相回転させ、これと受信波標本
ｚn-1 とから、時点ｎに用いる参照信号の推定値ｚ＾
n-1 を、λ′を１より小さい正の実数として ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ）…(7) により求める。
スがＭ個あるが、請求項３の発明では常に１個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項３の発明では以下のステップで構成される。 （１）時点（ｎ−１）で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点ｎのＭ個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点（ｎ−
１）で用いた参照信号ｚ＾n-2 を時点（ｎ−１）の判定
位相差Δφ⌒n-1 だけ位相回転させ、これと受信波標本
ｚn-1 とから、時点ｎに用いる参照信号の推定値ｚ＾
n-1 を、λ′を１より小さい正の実数として ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ）…(7) により求める。
【００１３】（２）この参照信号推定値ｚ＾n-1 をΔφ
n だけ位相回転させて時点ｎにおける受信波の候補と
し、これと受信波標本ｚn との内積の実数値を、時点
（ｎ−１）の状態Δφ⌒n-1 から時点ｎの状態Δφn へ
の遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ（Δφ
n ）とする。 （３）以上のステップ（１）及び（２）を時点ｎにおけ
るＭ個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたＭ個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
n だけ位相回転させて時点ｎにおける受信波の候補と
し、これと受信波標本ｚn との内積の実数値を、時点
（ｎ−１）の状態Δφ⌒n-1 から時点ｎの状態Δφn へ
の遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ（Δφ
n ）とする。 （３）以上のステップ（１）及び（２）を時点ｎにおけ
るＭ個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたＭ個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
【００１４】請求項４の発明では請求項３の発明で時点
ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を求めた後、受信波標
本とその推定値との誤差を最小とする係数λ′を、復号
系列を遡って逐次誤差最小アルゴリズムにより求める。
これは請求項２の発明と同様に求められるが、請求項４
の発明では、生き残りパスが一つしかなく、Δφn の代
りにΔφ⌒n を用いる点が異なるだけである。
ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を求めた後、受信波標
本とその推定値との誤差を最小とする係数λ′を、復号
系列を遡って逐次誤差最小アルゴリズムにより求める。
これは請求項２の発明と同様に求められるが、請求項４
の発明では、生き残りパスが一つしかなく、Δφn の代
りにΔφ⌒n を用いる点が異なるだけである。
【００１５】請求項１及び３の発明において、参照信号
ｚ＾n-1 が時点ｎ−１における信号の推定値になること
を利用して、時点ｎ−１における参照信号を用いて推定
した時点ｎ−１−ｐ（ｐ＝０，１，２，…，ｎ−１）の
参照信号ｚ′n-1-p ＝（ｚ＾ n-1 ｅｘｐ（−ｊ
φn-1 ））ｅｘｐ（ｊφn-1-p ）と、ｚn-1-p との誤差
Ｊが最小となるように逐次誤差最小アルゴリズムにより
参照信号ｚ＾n-1 を推定する。この前記誤差Ｊとして下
記の指数重み２乗平均誤差を用いる。
ｚ＾n-1 が時点ｎ−１における信号の推定値になること
を利用して、時点ｎ−１における参照信号を用いて推定
した時点ｎ−１−ｐ（ｐ＝０，１，２，…，ｎ−１）の
参照信号ｚ′n-1-p ＝（ｚ＾ n-1 ｅｘｐ（−ｊ
φn-1 ））ｅｘｐ（ｊφn-1-p ）と、ｚn-1-p との誤差
Ｊが最小となるように逐次誤差最小アルゴリズムにより
参照信号ｚ＾n-1 を推定する。この前記誤差Ｊとして下
記の指数重み２乗平均誤差を用いる。
【００１６】 Ｊ＝Σλp ｜ｚn-1-p −ｚ′n-1-p ｜2 …(8) Σはｐ＝０からｎ−１まで この誤差Ｊを最小とする推定参照信号ｚ＾n-1 は次式で
与えられる。 ｚ＾n-1 ＝（１−λ）ｚn-1 ／（１−λn ）＋〔１−（１−λ）／ （１−λn ）〕ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(9) λは１より小さい忘却係数である。このように時間とと
もに係数を変化させることにより、高速に参照信号ｚ＾
n-1 を収束させることができる。
与えられる。 ｚ＾n-1 ＝（１−λ）ｚn-1 ／（１−λn ）＋〔１−（１−λ）／ （１−λn ）〕ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(9) λは１より小さい忘却係数である。このように時間とと
もに係数を変化させることにより、高速に参照信号ｚ＾
n-1 を収束させることができる。
【００１７】λ′＝１−（１−λ）／（１−λn ）とお
くと、請求項５の発明となる。つまり請求項５の発明は
各時点での推定誤差の指数重み２乗平均した値Ｊが最小
となるようにｚ＾n-1 を推定している。
くと、請求項５の発明となる。つまり請求項５の発明は
各時点での推定誤差の指数重み２乗平均した値Ｊが最小
となるようにｚ＾n-1 を推定している。
【００１８】
【実施例】図１Ａに請求項１の発明の実施例を示す。入
力端子１１からのＭ相ＤＰＳＫの受信信号ｒ（ｔ）は、
局部発振器１２からの局部信号により準同期検波器１３
でベースバンド信号ｚ（ｔ）に周波数変換される。この
ベースバンド信号ｚ（ｔ）は送信シンボル周期Ｔごとの
時点ｔ＝ｎＴで標本化回路１４において標本化されて標
本値ｚn が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号ｒ（ｔ）の
搬送周波数がｆc で、受信波位相がη（ｔ）のとき、受
信信号ｒ（ｔ）はＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋η
（ｔ））となるが、複素表現ではｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ
ｘｐｊ［２πｆc ｔ＋η（ｔ）］である。準同期検波出
力の複素表現はｚ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅｘｐｊη（ｔ）と
なり、標本値はｚn ＝Ｒn ｅｘｐｊηn となる。Ｍレベ
ル差動位相変調波（Ｍ相ＤＰＳＫ波）の遅延検波では、
各時点毎にＭ個の位相差状態｛２ｍπ／Ｍ；ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１｝を構成する。Ｍ＝４のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図１Ｂに示す（時点（ｎ−１）ま
では生き残りパス（系列）が決定されていて、時点ｎに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る）。ブランチメトリック演算部１５では、一つ前の時
点（ｎ−１）の状態から時点ｎの状態への遷移の確から
しさを表すブランチメトリックを前記式（２）により計
算する。ビタビ複号部１６では、ビタビアルゴリズムに
より逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり前記請
求項１の発明におけるステップ（３）でブランチメトリ
ックをもとに、時点ｎの各状態毎にそれに到達する系列
の確からしさを表すパスメトリックを計算し、ステップ
（４）で時点ｎの各状態へ到達する最も確からしいパス
が一つ手前の時点（ｎ−１）のどの状態から出発してい
るかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリックと
をそれぞれ、パスメモリ１７とパスメトリックメモリ１
８とに記憶する。ステップ（５）で時点ｎのＭ個の状態
の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時点ｋ
だけ遡って、復号シンボルΔφ⌒n-k を出力端子１９に
出力する。参照信号適応推定部２０では、式（１）を演
算して参照信号ｚ＾n-1 を推定してブランチメトリック
演算部１５へ供給する。
力端子１１からのＭ相ＤＰＳＫの受信信号ｒ（ｔ）は、
局部発振器１２からの局部信号により準同期検波器１３
でベースバンド信号ｚ（ｔ）に周波数変換される。この
ベースバンド信号ｚ（ｔ）は送信シンボル周期Ｔごとの
時点ｔ＝ｎＴで標本化回路１４において標本化されて標
本値ｚn が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号ｒ（ｔ）の
搬送周波数がｆc で、受信波位相がη（ｔ）のとき、受
信信号ｒ（ｔ）はＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋η
（ｔ））となるが、複素表現ではｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ
ｘｐｊ［２πｆc ｔ＋η（ｔ）］である。準同期検波出
力の複素表現はｚ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅｘｐｊη（ｔ）と
なり、標本値はｚn ＝Ｒn ｅｘｐｊηn となる。Ｍレベ
ル差動位相変調波（Ｍ相ＤＰＳＫ波）の遅延検波では、
各時点毎にＭ個の位相差状態｛２ｍπ／Ｍ；ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１｝を構成する。Ｍ＝４のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図１Ｂに示す（時点（ｎ−１）ま
では生き残りパス（系列）が決定されていて、時点ｎに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る）。ブランチメトリック演算部１５では、一つ前の時
点（ｎ−１）の状態から時点ｎの状態への遷移の確から
しさを表すブランチメトリックを前記式（２）により計
算する。ビタビ複号部１６では、ビタビアルゴリズムに
より逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり前記請
求項１の発明におけるステップ（３）でブランチメトリ
ックをもとに、時点ｎの各状態毎にそれに到達する系列
の確からしさを表すパスメトリックを計算し、ステップ
（４）で時点ｎの各状態へ到達する最も確からしいパス
が一つ手前の時点（ｎ−１）のどの状態から出発してい
るかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリックと
をそれぞれ、パスメモリ１７とパスメトリックメモリ１
８とに記憶する。ステップ（５）で時点ｎのＭ個の状態
の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時点ｋ
だけ遡って、復号シンボルΔφ⌒n-k を出力端子１９に
出力する。参照信号適応推定部２０では、式（１）を演
算して参照信号ｚ＾n-1 を推定してブランチメトリック
演算部１５へ供給する。
【００１９】請求項２の発明の実施例では参照信号適応
推定部２０で式（６）の演算により、予測係数λ′（Δ
φn ）を適応的に設定する。請求項３の発明の実施例を
図１Ｃに図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示
す。受信波標本ｚn はブランチメトリック演算部２１に
おいて前記請求項３の発明のステップ（２）でブランチ
メトリックμ（Δφn ）が演算され、判定帰還復号部２
２ではステップ（３）でそのＭ個のブランチメトリック
μ（Δφn ）の最大を与える状態Δφ⌒n が求められて
復号シンボルとして出力される。参照信号適応推定部２
３では式（６）を演算して参照信号を推定してブランチ
メトリック演算部２１へ供給する。
推定部２０で式（６）の演算により、予測係数λ′（Δ
φn ）を適応的に設定する。請求項３の発明の実施例を
図１Ｃに図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示
す。受信波標本ｚn はブランチメトリック演算部２１に
おいて前記請求項３の発明のステップ（２）でブランチ
メトリックμ（Δφn ）が演算され、判定帰還復号部２
２ではステップ（３）でそのＭ個のブランチメトリック
μ（Δφn ）の最大を与える状態Δφ⌒n が求められて
復号シンボルとして出力される。参照信号適応推定部２
３では式（６）を演算して参照信号を推定してブランチ
メトリック演算部２１へ供給する。
【００２０】請求項４の発明の実施例では参照信号適応
推定部２３で、次の逐次演算により係数λ′を適応的に
設定する。 λ′＝Θn ／Ωn Ωn ＝｜（ｚn-1 −ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n-1 ）｜
2 ＋βΩn-1 Θn ＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n ）（ｚ
n-1 −ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ））* ］＋βΘ
n-1 Ω0 ＝δ（小さな正実数），Θ0 ＝０，ｚ-1＝０，Δφ
⌒0 ＝０ 請求項５の発明の実施例では図１Ａ又はＣの参照信号適
応推定部２０又は２３で式（１）又は（６）の演算にお
いて、λ′＝１−（１−λ）／（１−λn ）（λは１よ
り小さい正実数）とする。
推定部２３で、次の逐次演算により係数λ′を適応的に
設定する。 λ′＝Θn ／Ωn Ωn ＝｜（ｚn-1 −ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n-1 ）｜
2 ＋βΩn-1 Θn ＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n ）（ｚ
n-1 −ｚ＾n-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ））* ］＋βΘ
n-1 Ω0 ＝δ（小さな正実数），Θ0 ＝０，ｚ-1＝０，Δφ
⌒0 ＝０ 請求項５の発明の実施例では図１Ａ又はＣの参照信号適
応推定部２０又は２３で式（１）又は（６）の演算にお
いて、λ′＝１−（１−λ）／（１−λn ）（λは１よ
り小さい正実数）とする。
【００２１】
【発明の効果】請求項２の発明（β＝１を用いた）を、
４相ＤＰＳＫに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中
の実線（○印）２５に示す。図２の横軸は１ビット当た
りの信号エネルギー対雑音電力密度の比Ｅb ／Ｎ0 であ
る。比較のため、従来の１シンボル遅延検波および同期
検波差動復号をした場合の誤り率のシミュレーション結
果をそれぞれｘ点、＋点で、論理値をそれぞれ曲線２
６，２７で示してある。誤り率０．１％を確保するため
の所要Ｅb ／Ｎ0 の１シンボル位相遅延検波と同期検波
差動復号との差は１．８ｄＢであるが請求項３の発明で
は同期検波差動復号との差を０．２ｄＢ以内に縮めるこ
とができる。
４相ＤＰＳＫに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中
の実線（○印）２５に示す。図２の横軸は１ビット当た
りの信号エネルギー対雑音電力密度の比Ｅb ／Ｎ0 であ
る。比較のため、従来の１シンボル遅延検波および同期
検波差動復号をした場合の誤り率のシミュレーション結
果をそれぞれｘ点、＋点で、論理値をそれぞれ曲線２
６，２７で示してある。誤り率０．１％を確保するため
の所要Ｅb ／Ｎ0 の１シンボル位相遅延検波と同期検波
差動復号との差は１．８ｄＢであるが請求項３の発明で
は同期検波差動復号との差を０．２ｄＢ以内に縮めるこ
とができる。
【００２２】前記４相ＤＰＳＫに請求項２の発明を適用
した場合のレイリーフェージング下の特性を図３中の実
線（○印）３１，３２で示す。横軸は平均Ｅb ／Ｎ0 で
あり、実線３１はｆD Ｔ＝０．０１、実線３２はｆD Ｔ
＝０．０２の場合である。ｆ D Ｔはフェージング変動の
速さを表し、ｆD は最大ドップラー周波数（移動端末機
の移動速度／無線搬送波の波長）、Ｔは１シンボルの長
さである（１／Ｔは伝送速度）。ｆD Ｔ＝０．０１、
０．０２の各場合における従来の１シンボル遅延検波法
の特性をそれぞれ曲線３３，３４で示してある。比較の
ためフェージングが非常に緩慢であるとき（ｆD Ｔ→
０）のときの遅延検波の特性を曲線３５で示す。従来の
遅延検波法では平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくしても誤り率が
ある一定値に近づいてしまい、それ以下にはならない。
ところが、この発明では、平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくすれ
ば誤り率を小さくできる。
した場合のレイリーフェージング下の特性を図３中の実
線（○印）３１，３２で示す。横軸は平均Ｅb ／Ｎ0 で
あり、実線３１はｆD Ｔ＝０．０１、実線３２はｆD Ｔ
＝０．０２の場合である。ｆ D Ｔはフェージング変動の
速さを表し、ｆD は最大ドップラー周波数（移動端末機
の移動速度／無線搬送波の波長）、Ｔは１シンボルの長
さである（１／Ｔは伝送速度）。ｆD Ｔ＝０．０１、
０．０２の各場合における従来の１シンボル遅延検波法
の特性をそれぞれ曲線３３，３４で示してある。比較の
ためフェージングが非常に緩慢であるとき（ｆD Ｔ→
０）のときの遅延検波の特性を曲線３５で示す。従来の
遅延検波法では平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくしても誤り率が
ある一定値に近づいてしまい、それ以下にはならない。
ところが、この発明では、平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくすれ
ば誤り率を小さくできる。
【００２３】このように、請求項２の発明の遅延検波方
法では、フェージング状況に適応して参照信号を推定す
るため、フェージングのあるとき、ないときとも従来の
遅延検波法より誤り率特性が良くなる。４相ＤＰＳＫに
請求項４の発明を適用したときの誤り率特性の計算機シ
ミュレーション結果を図２中の曲線（△印）３７、図３
中の曲線（△印）３８，３９でそれぞれ示す。β＝１と
している。この場合は請求項２の発明より特性は若干劣
化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項３、４の各発明は請求項１、２の各発明よ
り、処理量が格段に少ないという利点がある。
法では、フェージング状況に適応して参照信号を推定す
るため、フェージングのあるとき、ないときとも従来の
遅延検波法より誤り率特性が良くなる。４相ＤＰＳＫに
請求項４の発明を適用したときの誤り率特性の計算機シ
ミュレーション結果を図２中の曲線（△印）３７、図３
中の曲線（△印）３８，３９でそれぞれ示す。β＝１と
している。この場合は請求項２の発明より特性は若干劣
化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項３、４の各発明は請求項１、２の各発明よ
り、処理量が格段に少ないという利点がある。
【００２４】何れの請求項の発明においても、この発明
によれば、特にフェージングがない状況においては、過
去の受信信号及び参照信号をも考慮して参照信号を推定
しているため、より正しい推定が得られ、従来の遅延検
波法より著しく誤り率特性が良くなる。
によれば、特にフェージングがない状況においては、過
去の受信信号及び参照信号をも考慮して参照信号を推定
しているため、より正しい推定が得られ、従来の遅延検
波法より著しく誤り率特性が良くなる。
【図１】Ａは請求項２の発明を適用した検波器の例を示
すブロック図、Ｂは４相ＤＰＳＫ波を請求項１の発明で
検波する場合のトレリス線図、Ｃは請求項４の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
すブロック図、Ｂは４相ＤＰＳＫ波を請求項１の発明で
検波する場合のトレリス線図、Ｃは請求項４の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
【図２】４相ＤＰＳＫに請求項２、４の各発明を適用し
た場合の１ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
１シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
た場合の１ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
１シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
【図３】レイリーフェージング下の図２と同様の各特性
を示す図。
を示す図。
Claims (5)
- 【請求項１】 Ｍレベル差動位相変調（Ｍは２以上の正
整数）の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点ｎ
における受信波標本ｚn を得、 各時点毎にＭ個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点（ｎ−１）のＭ個の状態Δφn-1 から時点ｎの一つの
状態Δφn への遷移の確からしさを表すブランチメトリ
ックを計算し、 そのブランチメトリックを時点（ｎ−１）の各状態Δφ
n-1 におけるパスメトリックに加算して、各状態Δφ
n-1 を経由する候補系列のパスメトリックを求め、 これら各Δφn-1 を経由するＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を選択し、 その選択したΔφn-1 ′を時点ｎの状態Δφn に至る生
き残り系列の時点（ｎ−１）における状態としてパスメ
モリに記憶するとともに、そのパスメトリックを時点ｎ
の状態Δφn におけるパスメトリックとしてパスメトリ
ックメモリに記憶し、これを時点ｎのＭ個の状態につい
て行って、これら記憶した時点ｎ個のパスメトリックの
大小を比較して最小値を与える１つの状態Δφn ′を求
め、その状態Δφn ′を出発点としてパスメモリを一定
時点ｋだけトレースバックし、到達した状態を復号シン
ボルΔφ⌒n-k として出力する遅延検波方法において、 上記選択時に、時点（ｎ−１）で用いた参照信号ｚ＾
n-2 をΔφn-1 だけ位相回転させ、これと受信波標本ｚ
n-1 とから時点ｎで用いる参照信号の推定値ｚn-1 を、
係数λ′を１より小さい正の実数として ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ
（ｊΔφn-1 ） により求め、 この推定参照信号ｚ＾n-1 をΔφn だけ位相回転したも
のと受信波標本ｚn との２乗誤差を、上記ブランチメト
リックとすることを特徴とするＤＰＳＫ波適応遅延検波
方法。 - 【請求項２】 時点ｎにおける上記Ｍ個の状態Δφn に
生き残り系列を求めた後に、受信波標本とその推定値と
の誤差を最小にする係数λ′を、各生き残り系列を遡っ
て逐次誤差最小アルゴリズムにより求めることを特徴と
する請求項１記載のＤＰＳＫ波適応遅延検波方法。 - 【請求項３】 Ｍレベル差動位相変調（Ｍは２以上の正
整数）の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点ｎ
における受信波標本ｚn を得、 各時点毎にＭ個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点（ｎ−１）で符号判定された位相差状態Δφ⌒n-1 か
ら、時点ｎのＭ個の状態Δφn への各遷移の確からしさ
を表すブランチメトリックを求め、 これらＭ個のブランチメトリックの大小を比較して最大
のブランチメトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、こ
れを復号シンボルΔφ⌒n として出力する遅延検波方法
において、 時点（ｎ−１）で用いた参照信号ｚ＾n-2 をΔφ⌒n-1
だけ位相回転させ、これと、受信波標本ｚn-1 とから、
時点ｎの参照信号の推定値ｚ＾n-1 を、λ′を１より小
さい正の実数として、 ｚ＾n-1 ＝（１−λ′）ｚn-1 ＋λ′ｚ＾n-2 ｅｘｐ
（ｊΔφ⌒n-1 ） により求め、 この推定値ｚ＾n-1 をΔφn だけ位相回転させて時点ｎ
における受信波の候補とし、これと受信波標本ｚn との
内積の実数値を、時点（ｎ−１）の状態Δφ⌒n-1 から
時点ｎの状態Δφn への上記ブランチメトリックμ（Δ
φn ）とすることを特徴とするＤＰＳＫ波適応遅延検波
方法。 - 【請求項４】 時点ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を
求めた後に、受信波標本とその推定値との誤差を最小と
する予測係数λ′を、復号系列を遡って逐次誤差最小ア
ルゴリズムにより求めることを特徴とする請求項３記載
のＤＰＳＫ波適応遅延検波方法。 - 【請求項５】 係数λを１より小さい実数として、λ′
をλ′＝１−（１−λ）／（１−λn ）で与えられるよ
うな時点ｎの関数とすることを特徴とする請求項１又は
３の何れかに記載のＤＰＳＫ波適応遅延検波方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06205047A JP3141917B2 (ja) | 1994-08-30 | 1994-08-30 | Ｄｐｓｋ波適応遅延検波方法 |
| DE69532577T DE69532577T2 (de) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Verfahren zur verzögerungsdemodulation von dpsk-wellen mit linearer prädiktion |
| CN95190746A CN1086088C (zh) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | 用于差分相移键控波的线性预测差分检测方法 |
| PCT/JP1995/001517 WO1996005680A1 (fr) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Procede de detection de retard a prediction lineaire des ondes a modulation de phase differentielle (mdpd) |
| EP95926525A EP0723353B1 (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Dpsk wave linear prediction delay detection method |
| US08/600,951 US5654667A (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Linear predictive differential detection method for DPSK waves |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06205047A JP3141917B2 (ja) | 1994-08-30 | 1994-08-30 | Ｄｐｓｋ波適応遅延検波方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870329A JPH0870329A (ja) | 1996-03-12 |
| JP3141917B2 true JP3141917B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=16500574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06205047A Expired - Fee Related JP3141917B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-30 | Ｄｐｓｋ波適応遅延検波方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3141917B2 (ja) |
-
1994
- 1994-08-30 JP JP06205047A patent/JP3141917B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0870329A (ja) | 1996-03-12 |
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