JPH10262090A - 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 - Google Patents
最尤系列推定器及び最尤系列推定方法Info
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- JPH10262090A JPH10262090A JP6673897A JP6673897A JPH10262090A JP H10262090 A JPH10262090 A JP H10262090A JP 6673897 A JP6673897 A JP 6673897A JP 6673897 A JP6673897 A JP 6673897A JP H10262090 A JPH10262090 A JP H10262090A
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信機の等化器等に用いた場合に、変調方法
にかかわらず軟判定で最尤系列推定を行う。 【解決手段】 この最尤系列推定器のビタビ・アルゴリ
ズム処理部331は、受信信号ｙnと推定インパルス応答
｛Ｅhk｝とを用いて、ビタビ・アルゴリズムにより推定
送信シンボルＥanを推定する。送信論理復号器34は推定
送信シンボルＥanを”１”または”０”の値を持つ硬判
定データＥbmに変換する。そして軟判定値変換部333
は、送信論理復号器34から入力された硬判定データＥbm
の”１”または”０”の値に応じて、伝送路推定の推定
誤差enを変換することによって、軟判定値出力ｑmを得
る。
にかかわらず軟判定で最尤系列推定を行う。 【解決手段】 この最尤系列推定器のビタビ・アルゴリ
ズム処理部331は、受信信号ｙnと推定インパルス応答
｛Ｅhk｝とを用いて、ビタビ・アルゴリズムにより推定
送信シンボルＥanを推定する。送信論理復号器34は推定
送信シンボルＥanを”１”または”０”の値を持つ硬判
定データＥbmに変換する。そして軟判定値変換部333
は、送信論理復号器34から入力された硬判定データＥbm
の”１”または”０”の値に応じて、伝送路推定の推定
誤差enを変換することによって、軟判定値出力ｑmを得
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル通信の
受信機において、伝送路の歪みを補償する等化器に適用
できる最尤系列推定器及び最尤系列推定方法に関するも
のである。
受信機において、伝送路の歪みを補償する等化器に適用
できる最尤系列推定器及び最尤系列推定方法に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信の実用化が急
速に進められているが、陸上移動通信では、遅延をとも
なう多数の干渉波の影響と、移動端末自体が高速で移動
することによって、周波数選択性フェージングが発生
し、受信信号波形が著しく歪むため、等化器によってこ
の歪みを補償する必要がある。
速に進められているが、陸上移動通信では、遅延をとも
なう多数の干渉波の影響と、移動端末自体が高速で移動
することによって、周波数選択性フェージングが発生
し、受信信号波形が著しく歪むため、等化器によってこ
の歪みを補償する必要がある。
【０００３】この周波数選択性フェージング発生の問題
については従来から、”J. G. Proakis, FDigital Comm
unications. New York, McGraw-Hill, 1983, pp610-627
（以下、文献１）”，”B. Sklar, Digital Communicat
ions. Prentice Hall, 1988,pp314-338（以下、文献
２）”及び”J. Hagenauer他, A Viterbi Algorithm wi
th Soft-Decision Outputs and its Applications. Pro
ceedings of Globcom '89, pp47.1.1-47.1.7, 1989（以
下、文献３）”等で論じられている。
については従来から、”J. G. Proakis, FDigital Comm
unications. New York, McGraw-Hill, 1983, pp610-627
（以下、文献１）”，”B. Sklar, Digital Communicat
ions. Prentice Hall, 1988,pp314-338（以下、文献
２）”及び”J. Hagenauer他, A Viterbi Algorithm wi
th Soft-Decision Outputs and its Applications. Pro
ceedings of Globcom '89, pp47.1.1-47.1.7, 1989（以
下、文献３）”等で論じられている。
【０００４】最尤系列推定は、周波数選択性フェージン
グのように伝送路の遅延特性と高速フェージングに起因
して歪んだ受信信号波形から、正しい送信データを得る
ための最も有効な等化方式の一つである。
グのように伝送路の遅延特性と高速フェージングに起因
して歪んだ受信信号波形から、正しい送信データを得る
ための最も有効な等化方式の一つである。
【０００５】まず、ディジタル移動通信の送受信機の構
成例及び信号の流れを図３を用いて簡単に説明する。
成例及び信号の流れを図３を用いて簡単に説明する。
【０００６】送信機1では、誤り訂正符号化器11によっ
て、送信する情報データｃmの誤り訂正符号化を行う。
次に送信論理符号化器12によって、この誤り訂正符号化
を施された送信データｂmを送信シンボルａnに変換す
る。そして送信ローパスフィルタ13によって、この送信
シンボルａnを帯域制限して送信複素ベースバンド信号
ｓ（ｔ）を生成する。最後に変調器14によって、この送
信複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を搬送波を用いて変調
し、信号ｓc（ｔ）として送信する。
て、送信する情報データｃmの誤り訂正符号化を行う。
次に送信論理符号化器12によって、この誤り訂正符号化
を施された送信データｂmを送信シンボルａnに変換す
る。そして送信ローパスフィルタ13によって、この送信
シンボルａnを帯域制限して送信複素ベースバンド信号
ｓ（ｔ）を生成する。最後に変調器14によって、この送
信複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を搬送波を用いて変調
し、信号ｓc（ｔ）として送信する。
【０００７】この信号ｓc（ｔ）は伝送路2を通り、信号
ｒc（ｔ）として受信機3に受信される。
ｒc（ｔ）として受信機3に受信される。
【０００８】この受信機3では、この信号ｒc（ｔ）を復
調器31で複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に変換する。さ
らに受信ローパスフィルタ32によって、この複素ベース
バンド信号ｒ（ｔ）を帯域制限して受信複素ベースバン
ド信号ｙ（ｔ）を生成する。そして、受信複素ベースバ
ンド信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングし
て、サンプル値ｙnを得る。等化器33では、周波数選択
性フェージングによる伝送路の特性を補償しながら、こ
のサンプル値ｙnから送信シンボルを推定して推定値Ｅa
nを得る。送信論理復号器34は、この送信シンボルの推
定値Ｅanを送信データＥbmに変換する。この送信データ
Ｅbmは誤り訂正符号化された符号なので、最後に誤り訂
正復号器35で、誤り訂正符号の復号を行い、情報データ
Ｅcmを得る。
調器31で複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に変換する。さ
らに受信ローパスフィルタ32によって、この複素ベース
バンド信号ｒ（ｔ）を帯域制限して受信複素ベースバン
ド信号ｙ（ｔ）を生成する。そして、受信複素ベースバ
ンド信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングし
て、サンプル値ｙnを得る。等化器33では、周波数選択
性フェージングによる伝送路の特性を補償しながら、こ
のサンプル値ｙnから送信シンボルを推定して推定値Ｅa
nを得る。送信論理復号器34は、この送信シンボルの推
定値Ｅanを送信データＥbmに変換する。この送信データ
Ｅbmは誤り訂正符号化された符号なので、最後に誤り訂
正復号器35で、誤り訂正符号の復号を行い、情報データ
Ｅcmを得る。
【０００９】ここでいう誤り訂正符号化とは、通信路で
生じた誤りを軽減するために、組織的な符号化を行うこ
とであり、ディジタル移動通信の場合、畳み込み符号が
多く用いられる。そしてこの畳み込み符号の復号法とし
ては、ビタビ・アルゴリズムが一般に用いられる。
生じた誤りを軽減するために、組織的な符号化を行うこ
とであり、ディジタル移動通信の場合、畳み込み符号が
多く用いられる。そしてこの畳み込み符号の復号法とし
ては、ビタビ・アルゴリズムが一般に用いられる。
【００１０】ビタビ・アルゴリズムは、畳み込み符号の
もつ繰り返し構造を利用して最尤復号を効率的に実行す
る復号方法である。基本的には、トレリス図上で取り得
るビット列と受信ビット列とを比較し、復号時に最も誤
りの少ない経路（最尤パス）を選択することで送信信号
を推定する。
もつ繰り返し構造を利用して最尤復号を効率的に実行す
る復号方法である。基本的には、トレリス図上で取り得
るビット列と受信ビット列とを比較し、復号時に最も誤
りの少ない経路（最尤パス）を選択することで送信信号
を推定する。
【００１１】ここで用いられる、畳み込み符号及びその
復号法であるビタビ・アルゴリズムについては、上記文
献２に記載されているので詳細な説明は省略する。
復号法であるビタビ・アルゴリズムについては、上記文
献２に記載されているので詳細な説明は省略する。
【００１２】このビタビ・アルゴリズムには、大きく分
けて、硬判定と軟判定とがある。硬判定のビタビ・アル
ゴリズムは入力信号を”１”及び”０”の２値として扱
うものであり、軟判定のビタビ・アルゴリズムは”１”
と”０”だけでなく、その中間値も取り扱うようにした
ものである。そして、軟判定のビタビ・アルゴリズムの
方が、多値に基づいて判定を行うので、硬判定に比べて
よい特性を示す。
けて、硬判定と軟判定とがある。硬判定のビタビ・アル
ゴリズムは入力信号を”１”及び”０”の２値として扱
うものであり、軟判定のビタビ・アルゴリズムは”１”
と”０”だけでなく、その中間値も取り扱うようにした
ものである。そして、軟判定のビタビ・アルゴリズムの
方が、多値に基づいて判定を行うので、硬判定に比べて
よい特性を示す。
【００１３】等化器33として用いられる最尤系列推定器
は、ある有限区間での受信信号系列ｙN＝｛ｙ1，ｙ2，
・・・，ｙN｝が得られたときに、伝送路のインパルス
応答ｈ（ｔ）を既知として、ｙNを実現する確率（尤
度）の最も大きい送信シンボル系列ａN＝｛ａ1，ａ2，
・・・，ａN｝を推定するものである。
は、ある有限区間での受信信号系列ｙN＝｛ｙ1，ｙ2，
・・・，ｙN｝が得られたときに、伝送路のインパルス
応答ｈ（ｔ）を既知として、ｙNを実現する確率（尤
度）の最も大きい送信シンボル系列ａN＝｛ａ1，ａ2，
・・・，ａN｝を推定するものである。
【００１４】最尤推定のアルゴリズムとしては、一般に
ビタビ・アルゴリズムを用いる。ただし、最尤系列推定
で用いるビタビ・アルゴリズムは、変調方式によって状
態数とブランチ数が変わる点が、畳み込み符号の復調の
場合と異なる。
ビタビ・アルゴリズムを用いる。ただし、最尤系列推定
で用いるビタビ・アルゴリズムは、変調方式によって状
態数とブランチ数が変わる点が、畳み込み符号の復調の
場合と異なる。
【００１５】例えば畳み込み符号の場合、状態数は２
K-1であり、ある時刻の各状態に、一つ前の時刻の状態
から至る可能性のある遷移（ブランチ）は２つである。
それに対して最尤系列推定の場合、送信シンボルがＭ通
りあるとすると、状態数はＭK-1，ブランチの数はＭと
なる。ここでＫは拘束長と呼ばれ、畳み込み符号の場合
は符号化器の長さ、最尤系列推定の場合は伝送路のイン
パルス応答長である。
K-1であり、ある時刻の各状態に、一つ前の時刻の状態
から至る可能性のある遷移（ブランチ）は２つである。
それに対して最尤系列推定の場合、送信シンボルがＭ通
りあるとすると、状態数はＭK-1，ブランチの数はＭと
なる。ここでＫは拘束長と呼ばれ、畳み込み符号の場合
は符号化器の長さ、最尤系列推定の場合は伝送路のイン
パルス応答長である。
【００１６】図４は、従来の等化器33として用いられる
最尤系列推定器の構成を示したブロック図であり、ビタ
ビ・アルゴリズム処理部331と伝送路推定器332から構成
されている。
最尤系列推定器の構成を示したブロック図であり、ビタ
ビ・アルゴリズム処理部331と伝送路推定器332から構成
されている。
【００１７】伝送路推定器332は、伝送路2のインパルス
応答をビタビ・アルゴリズム処理部331に出力する。こ
の伝送路2のインパルス応答は、実際には既知ではない
ので、伝送路推定器332において、受信信号ｙnと同期系
列等の既知の送信信号及び推定された推定送信シンボル
Ｅanから、または受信信号ｙnと推定された推定送信シ
ンボルＥanから、適応アルゴリズム等により推定され
る。
応答をビタビ・アルゴリズム処理部331に出力する。こ
の伝送路2のインパルス応答は、実際には既知ではない
ので、伝送路推定器332において、受信信号ｙnと同期系
列等の既知の送信信号及び推定された推定送信シンボル
Ｅanから、または受信信号ｙnと推定された推定送信シ
ンボルＥanから、適応アルゴリズム等により推定され
る。
【００１８】ビタビ・アルゴリズム処理部331は、受信
信号ｙnと伝送路推定器332によって推定されたインパル
ス応答｛Ｅhk｝，（ｋ＝０，１，・・・，Ｋ）とを用い
て、ビタビ・アルゴリズムにより送信シンボルの推定を
行う。
信号ｙnと伝送路推定器332によって推定されたインパル
ス応答｛Ｅhk｝，（ｋ＝０，１，・・・，Ｋ）とを用い
て、ビタビ・アルゴリズムにより送信シンボルの推定を
行う。
【００１９】等化器33であるこの最尤系列推定器によっ
て推定された推定送信シンボルＥａｎは、送信論理復号
器３４によって送信データの推定値Ｅbmに変換され、誤
り訂正復号器35に入力される。この等化器33によって推
定された推定送信シンボルＥanは変調方式によって決ま
ったＭ通りの内のいづれか一つである。その為に、送信
論理復号器34で復号される送信データＥbmも、１または
０のいづれかの値、すなわち、硬判定値となる。そし
て、送信データＥbmが硬判定値であるため、誤り訂正復
号器35も硬判定のビタビ・アルゴリズムによって復号を
行う。
て推定された推定送信シンボルＥａｎは、送信論理復号
器３４によって送信データの推定値Ｅbmに変換され、誤
り訂正復号器35に入力される。この等化器33によって推
定された推定送信シンボルＥanは変調方式によって決ま
ったＭ通りの内のいづれか一つである。その為に、送信
論理復号器34で復号される送信データＥbmも、１または
０のいづれかの値、すなわち、硬判定値となる。そし
て、送信データＥbmが硬判定値であるため、誤り訂正復
号器35も硬判定のビタビ・アルゴリズムによって復号を
行う。
【００２０】以上説明したとおり、この等化器33の出力
が硬判定値である為に、後段の処理は硬判定のビタビ・
アルゴリズムによって行われることになる。しかしなが
ら、前述したように、畳み込み符号のビタビ・アルゴリ
ズムは軟判定の方が特性がよいため、等化器33の出力は
軟判定値であることが望ましい。
が硬判定値である為に、後段の処理は硬判定のビタビ・
アルゴリズムによって行われることになる。しかしなが
ら、前述したように、畳み込み符号のビタビ・アルゴリ
ズムは軟判定の方が特性がよいため、等化器33の出力は
軟判定値であることが望ましい。
【００２１】文献３には、硬判定値と同時に軟判定値を
出力するビタビ・アルゴリズムが記載されている。
出力するビタビ・アルゴリズムが記載されている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この文
献３にあるような従来提案されている軟判定型最尤系列
推定器は、１シンボルが１ビットに対応することを前提
とした構成となっている。
献３にあるような従来提案されている軟判定型最尤系列
推定器は、１シンボルが１ビットに対応することを前提
とした構成となっている。
【００２３】より詳細に説明すると、文献３では、ビタ
ビ・アルゴリズムがあるパスを選択した時に、その選択
が誤っているかどうかの確かさを、選択されたパスのパ
スメトリックM(1)と、選択されなかったパスのパスメト
リックM(2)との差として、Δ＝M(2)−M(1)の関数として
解析している。この解析の手法から明らかなように、文
献３に開示されている軟判定型最尤系列推定器は、ブラ
ンチが２つの場合についてのみ解析可能であり、これを
そのまま最尤系列推定器に応用した場合、１シンボルで
１ビットを送信する変調方式にしか対応することができ
ない。
ビ・アルゴリズムがあるパスを選択した時に、その選択
が誤っているかどうかの確かさを、選択されたパスのパ
スメトリックM(1)と、選択されなかったパスのパスメト
リックM(2)との差として、Δ＝M(2)−M(1)の関数として
解析している。この解析の手法から明らかなように、文
献３に開示されている軟判定型最尤系列推定器は、ブラ
ンチが２つの場合についてのみ解析可能であり、これを
そのまま最尤系列推定器に応用した場合、１シンボルで
１ビットを送信する変調方式にしか対応することができ
ない。
【００２４】そして、１シンボルで多ビットを送信す
る、例えばπ／４シフト差動型位相変調（DQPSK）等の
変調方式の場合には、依然として硬判定出力の最尤系列
推定器を用いているため、後段の誤り訂正復号器では硬
判定のビタビ・アルゴリズムを用いるしかなく、誤り訂
正復号器においてビタビ・アルゴリズムを用いることに
よるの特性を、十分に発揮できないという問題点があっ
た。
る、例えばπ／４シフト差動型位相変調（DQPSK）等の
変調方式の場合には、依然として硬判定出力の最尤系列
推定器を用いているため、後段の誤り訂正復号器では硬
判定のビタビ・アルゴリズムを用いるしかなく、誤り訂
正復号器においてビタビ・アルゴリズムを用いることに
よるの特性を、十分に発揮できないという問題点があっ
た。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、この発明の最尤系列推定器は、受信信号から伝送
路のインパルス応答を推定すると共に推定誤差を抽出す
る伝送路推定手段と、伝送路推定手段において推定され
た伝送路の推定インパルス応答を用いて受信信号から推
定送信シンボル系列を最尤推定する最尤系列推定手段
と、軟判定値変換手段を有する。そして、推定誤差の絶
対値を、最尤推定された推定送信シンボル系列を送信符
号化論理に基づいて復号したデータの１または０の値に
応じて変換した値を、軟判定値として出力する構成とし
たものである。
めに、この発明の最尤系列推定器は、受信信号から伝送
路のインパルス応答を推定すると共に推定誤差を抽出す
る伝送路推定手段と、伝送路推定手段において推定され
た伝送路の推定インパルス応答を用いて受信信号から推
定送信シンボル系列を最尤推定する最尤系列推定手段
と、軟判定値変換手段を有する。そして、推定誤差の絶
対値を、最尤推定された推定送信シンボル系列を送信符
号化論理に基づいて復号したデータの１または０の値に
応じて変換した値を、軟判定値として出力する構成とし
たものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】この発明を適用した実施例である
最尤系列推定器を、図１及び図２を用いて説明する。
最尤系列推定器を、図１及び図２を用いて説明する。
【００２７】まず始めに、この第１の実施例の最尤系列
推定器を等化器33aとして利用した、ディジタル移動通
信の送受信機の構成例及び信号の流れを図２を用いて説
明する。なお、ディジタル移動通信の送受信機の構成例
及び信号の流れを説明した図３と同一の構成について
は、同一の符号を付して説明する。
推定器を等化器33aとして利用した、ディジタル移動通
信の送受信機の構成例及び信号の流れを図２を用いて説
明する。なお、ディジタル移動通信の送受信機の構成例
及び信号の流れを説明した図３と同一の構成について
は、同一の符号を付して説明する。
【００２８】送信機1では従来と同様に、誤り訂正符号
化器11によって送信する情報データｃmの誤り訂正符号
化を行い、送信論理符号化器12によって誤り訂正符号化
を施された送信データｂmを送信シンボルａnに変換す
る。そして送信ローパスフィルタ13によって、この送信
シンボルａnを帯域制限して送信複素ベースバンド信号
ｓ（ｔ）を生成し、変調器14によって送信複素ベースバ
ンド信号ｓ（ｔ）を変調して、信号ｓc（ｔ）として送
信する。
化器11によって送信する情報データｃmの誤り訂正符号
化を行い、送信論理符号化器12によって誤り訂正符号化
を施された送信データｂmを送信シンボルａnに変換す
る。そして送信ローパスフィルタ13によって、この送信
シンボルａnを帯域制限して送信複素ベースバンド信号
ｓ（ｔ）を生成し、変調器14によって送信複素ベースバ
ンド信号ｓ（ｔ）を変調して、信号ｓc（ｔ）として送
信する。
【００２９】この信号ｓc（ｔ）は伝送路2を通り、信号
ｒc（ｔ）として受信機3aに受信される。
ｒc（ｔ）として受信機3aに受信される。
【００３０】この受信機3aでは、この信号ｒc（ｔ）を
復調器31で複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に変換する。
さらに受信ローパスフィルタ32によって、この複素ベー
スバンド信号ｒ（ｔ）を帯域制限して受信複素ベースバ
ンド信号ｙ（ｔ）を生成する。そして、受信複素ベース
バンド信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングし
て、サンプル値ｙnを得る。
復調器31で複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に変換する。
さらに受信ローパスフィルタ32によって、この複素ベー
スバンド信号ｒ（ｔ）を帯域制限して受信複素ベースバ
ンド信号ｙ（ｔ）を生成する。そして、受信複素ベース
バンド信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングし
て、サンプル値ｙnを得る。
【００３１】等化器33aでは、周波数選択性フェージン
グによる伝送路特性の歪みを補償しながら、このサンプ
ル値ｙnから推定送信シンボルＥanを推定する。この推
定送信シンボルＥanは送信論理復号器34に送られ、送信
論理復号器34は、この推定送信シンボルＥanを”１”ま
たは”０”の値を持つ硬判定データＥbmに変換して、等
化器33aに返送する。
グによる伝送路特性の歪みを補償しながら、このサンプ
ル値ｙnから推定送信シンボルＥanを推定する。この推
定送信シンボルＥanは送信論理復号器34に送られ、送信
論理復号器34は、この推定送信シンボルＥanを”１”ま
たは”０”の値を持つ硬判定データＥbmに変換して、等
化器33aに返送する。
【００３２】そして等化器33aは、伝送路推定の推定誤
差を、送信論理復号器34から返送されてきた硬判定デー
タＥbmの”１”または”０”の値に応じて変換し、軟判
定値出力ｑmとして誤り訂正復号器35aに送出する。
差を、送信論理復号器34から返送されてきた硬判定デー
タＥbmの”１”または”０”の値に応じて変換し、軟判
定値出力ｑmとして誤り訂正復号器35aに送出する。
【００３３】誤り訂正復号器35aは、入力された軟判定
値出力ｑmを軟判定のビタビ・アルゴリズムによって復
号し、情報データＥcmを得る。
値出力ｑmを軟判定のビタビ・アルゴリズムによって復
号し、情報データＥcmを得る。
【００３４】等化器33aとして用いられるこの最尤系列
推定器は、従来の等化器33と同様に、ある有限区間での
受信信号系列ｙN＝｛ｙ1，ｙ2，・・・，ｙN｝が得られ
たときに、伝送路のインパルス応答ｈ（ｔ）を既知とし
て、ｙNを実現する確率（尤度）の最も大きい送信シン
ボル系列ａN＝｛ａ1，ａ2，・・・，ａN｝を推定するも
のであり、最尤推定のアルゴリズムとしてビタビ・アル
ゴリズムを用いる。しかしながら、等化器33と等化器33
aは、等化器33が硬判定データＥbmのみを出力するのに
対して、等化器33aが最終的に軟判定値出力ｑmを出力で
きる点で、構成が大きく異なる。
推定器は、従来の等化器33と同様に、ある有限区間での
受信信号系列ｙN＝｛ｙ1，ｙ2，・・・，ｙN｝が得られ
たときに、伝送路のインパルス応答ｈ（ｔ）を既知とし
て、ｙNを実現する確率（尤度）の最も大きい送信シン
ボル系列ａN＝｛ａ1，ａ2，・・・，ａN｝を推定するも
のであり、最尤推定のアルゴリズムとしてビタビ・アル
ゴリズムを用いる。しかしながら、等化器33と等化器33
aは、等化器33が硬判定データＥbmのみを出力するのに
対して、等化器33aが最終的に軟判定値出力ｑmを出力で
きる点で、構成が大きく異なる。
【００３５】この実施例の最尤系列推定器は、以下の論
理に基づいて、軟判定値出力ｑmを出力することができ
る。
理に基づいて、軟判定値出力ｑmを出力することができ
る。
【００３６】伝送路推定の推定誤差が大きくなると、伝
送路推定手段における伝送路の推定インパルス応答の推
定精度が悪くなる。このため、この推定インパルス応答
を用いた最尤系列推定手段の推定送信シンボル系列の推
定は、誤り訂正能力が劣化して、誤ってしまう恐れがあ
る。そしてこのような誤った推定送信シンボル系列に基
づいて復号された送信データも誤っている可能性があ
る。
送路推定手段における伝送路の推定インパルス応答の推
定精度が悪くなる。このため、この推定インパルス応答
を用いた最尤系列推定手段の推定送信シンボル系列の推
定は、誤り訂正能力が劣化して、誤ってしまう恐れがあ
る。そしてこのような誤った推定送信シンボル系列に基
づいて復号された送信データも誤っている可能性があ
る。
【００３７】つまり、送信論理復号器から出力された送
信データの確かさは、伝送路推定の推定誤差の大きさと
相関していると考えられる。よって、推定誤差が大きい
場合は判定値の重み付けを相対的に小さくし、逆に推定
誤差が小さい場合は判定値の重み付けを相対的に大きく
することで、軟判定値を求めることができる。
信データの確かさは、伝送路推定の推定誤差の大きさと
相関していると考えられる。よって、推定誤差が大きい
場合は判定値の重み付けを相対的に小さくし、逆に推定
誤差が小さい場合は判定値の重み付けを相対的に大きく
することで、軟判定値を求めることができる。
【００３８】この実施例の最尤系列推定器の動作を、図
１を用いて以下に説明する。
１を用いて以下に説明する。
【００３９】まず、従来の硬判定値に相当する推定送信
シンボルの推定を行う。
シンボルの推定を行う。
【００４０】受信信号ynが入力されるとビタビ・アルゴ
リズム処理部331は、伝送路推定器332において推定され
た伝送路のインパルス応答推定値{Ehk},(k=0,・・・,K)
に基づき、ビタビ・アルゴリズムを用いて、推定送信シ
ンボルの推定を行う。
リズム処理部331は、伝送路推定器332において推定され
た伝送路のインパルス応答推定値{Ehk},(k=0,・・・,K)
に基づき、ビタビ・アルゴリズムを用いて、推定送信シ
ンボルの推定を行う。
【００４１】伝送路推定器332では、受信信号ynとビタ
ビ・アルゴリズム処理部で推定された推定送信シンボル
Eanとから、LMS（Least Mean Square）アルゴリズム等
の適応アルゴリズムを用いて伝送路のインパルス応答を
推定し、新たなインパルス応答推定値としてビタビ・ア
ルゴリズム処理部331に入力する。
ビ・アルゴリズム処理部で推定された推定送信シンボル
Eanとから、LMS（Least Mean Square）アルゴリズム等
の適応アルゴリズムを用いて伝送路のインパルス応答を
推定し、新たなインパルス応答推定値としてビタビ・ア
ルゴリズム処理部331に入力する。
【００４２】送信シンボルの推定値Eanは、送信論理復
号器34にて、１または０の値を持つ硬判定データEbmに
変換される。
号器34にて、１または０の値を持つ硬判定データEbmに
変換される。
【００４３】軟判定値変換部333は、伝送路推定器332か
ら供給される推定誤差enの絶対値を、送信論理復号器34
の出力である硬判定データEbmの１または０に応じて変
換した値を、軟判定値データとして誤り訂正復号器35に
出力する。この変換は先に述べたとおり、最尤系列推定
器の推定精度が、伝送路推定の推定精度に依存している
ことに基づいて行われる。つまり、伝送路推定の推定誤
差の絶対値に反比例していることを利用するものであ
る。
ら供給される推定誤差enの絶対値を、送信論理復号器34
の出力である硬判定データEbmの１または０に応じて変
換した値を、軟判定値データとして誤り訂正復号器35に
出力する。この変換は先に述べたとおり、最尤系列推定
器の推定精度が、伝送路推定の推定精度に依存している
ことに基づいて行われる。つまり、伝送路推定の推定誤
差の絶対値に反比例していることを利用するものであ
る。
【００４４】この変換を、１シンボルでMビットを送信
する変調方式の一例であるQPSKの場合を用いて説明す
る。
する変調方式の一例であるQPSKの場合を用いて説明す
る。
【００４５】QPSKでは、１シンボルで２ビットを送信し
ており、その２ビットを（bm_i, bm_q）と定義すること
ができる。この時、Ebm_iの軟判定値 qm_iと、Ebm_qの
軟判定値 qm_qは、 Ebm_i = 0 の時、qm_i = Q[+f(en)] Ebm_i = 1 の時、qm_i = Q[-f(en)] Ebm_q = 0 の時、qm_q = Q[+f(en)] Ebm_q = 1 の時、qm_q = Q[-f(en)] のように求めることができる。なお、ここでQ[・]は量
子化器を表す。
ており、その２ビットを（bm_i, bm_q）と定義すること
ができる。この時、Ebm_iの軟判定値 qm_iと、Ebm_qの
軟判定値 qm_qは、 Ebm_i = 0 の時、qm_i = Q[+f(en)] Ebm_i = 1 の時、qm_i = Q[-f(en)] Ebm_q = 0 の時、qm_q = Q[+f(en)] Ebm_q = 1 の時、qm_q = Q[-f(en)] のように求めることができる。なお、ここでQ[・]は量
子化器を表す。
【００４６】そしてf(en)は、推定誤差とその信頼度の
換算関数で、例えば、以下のように定義する。
換算関数で、例えば、以下のように定義する。
【００４７】
【数１】
【００４８】なお、ここではαは正数の固定値係数で、
スケーリングに使用している。
スケーリングに使用している。
【００４９】以上の実施例で説明した最尤系列推定器
は、ビタビ・アルゴリズム処理部及び伝送路推定器に依
存しないので、これらの実施例の構成以外の構成にも適
用することができる。
は、ビタビ・アルゴリズム処理部及び伝送路推定器に依
存しないので、これらの実施例の構成以外の構成にも適
用することができる。
【００５０】例えば、図１で説明した構成以外に、ビタ
ビ・アルゴリズム処理部の入力に整合フィルタを設けた
構成や、伝送路推定器の入力に推定送信シンボルを用い
ずにビタビ・アルゴリズム処理部の状態毎に伝送路を推
定する構成、あるいは受信入力信号をシンボル間隔Ｔで
はなくＴより小さい間隔（例えばＴ／２）でサンプリン
グして処理する構成等にも適用することが可能である。
ビ・アルゴリズム処理部の入力に整合フィルタを設けた
構成や、伝送路推定器の入力に推定送信シンボルを用い
ずにビタビ・アルゴリズム処理部の状態毎に伝送路を推
定する構成、あるいは受信入力信号をシンボル間隔Ｔで
はなくＴより小さい間隔（例えばＴ／２）でサンプリン
グして処理する構成等にも適用することが可能である。
【００５１】更に言えば、１シンボル当たり１ビットの
位相変調の場合にも、本発明は適用可能である。
位相変調の場合にも、本発明は適用可能である。
【００５２】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、この発明を
適用した最尤系列推定器は、伝送路推定における推定誤
差の絶対値を硬判定値に応じて変換した値を軟判定値と
して出力するようにしたので、変調方法にかかわらず軟
判定出力を得ることができる。したがって、この最尤系
列推定器を受信機の等化器として用いれば、１シンボル
で多ビットを送信する変調方式においても、後段の誤り
訂正復号器において軟判定ビタビ・アルゴリズムを用い
ることができ、誤り訂正復号後の誤り率を低減する効果
が得られる。
適用した最尤系列推定器は、伝送路推定における推定誤
差の絶対値を硬判定値に応じて変換した値を軟判定値と
して出力するようにしたので、変調方法にかかわらず軟
判定出力を得ることができる。したがって、この最尤系
列推定器を受信機の等化器として用いれば、１シンボル
で多ビットを送信する変調方式においても、後段の誤り
訂正復号器において軟判定ビタビ・アルゴリズムを用い
ることができ、誤り訂正復号後の誤り率を低減する効果
が得られる。
【図１】この発明の実施例の最尤系列推定器の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】この実施例の最尤系列推定器を等化器33aとし
て用いた場合の、ディジタル移動通信の送受信機の構成
例、及び信号の流れを示したブロック図である。
て用いた場合の、ディジタル移動通信の送受信機の構成
例、及び信号の流れを示したブロック図である。
【図３】従来から存在するディジタル移動通信の送受信
機の構成例、及び信号の流れを示したブロック図であ
る。
機の構成例、及び信号の流れを示したブロック図であ
る。
【図４】従来から等化器33として用いられる最尤系列推
定器の構成を示したブロック図である。
定器の構成を示したブロック図である。
1 送信機 2 伝送路 3，3a 受信機 11 誤り訂正符号化器 12 送信論理符号化器 13 送信ローパスフィルタ 14 変調器 31 復調器 32 受信ローパスフィルタ 33，33a 等化器 34 送信論理復号器 35，35a 誤り訂正復号器 331 ビタビ・アルゴリズム処理部 332 伝送路推定器 333 軟判定値変換部
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号から伝送路のインパルス応答を
推定すると共に推定誤差を抽出する伝送路推定手段と、 前記伝送路推定手段において推定された前記伝送路の推
定インパルス応答を用いて前記受信信号から推定送信シ
ンボル系列を最尤推定する最尤系列推定手段と、 前記最尤推定された推定送信シンボル系列を送信符号化
論理に基づいて復号したデータの１または０の値に応じ
て、前記推定誤差の絶対値を変換した値を軟判定値とし
て出力する軟判定値変換手段と、を有することを特徴と
する最尤系列推定器。 - 【請求項２】 （ａ）受信信号から伝送路のインパルス
応答を求め、 （ｂ）前記伝送路のインパルス応答を用いて受信信号か
ら推定送信シンボル系列を最尤推定し、 （ｃ）前記伝送路推定インパルス応答の推定誤差を抽出
し、 （ｄ）前記最尤推定された推定送信シンボル系列を送信
符号化論理に基づいて復号してデータを作成し、 （ｅ）前記復号したデータの値に応じて前記推定誤差の
絶対値を変換して軟判定値とすることを特徴とする最尤
系列推定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6673897A JPH10262090A (ja) | 1997-03-19 | 1997-03-19 | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6673897A JPH10262090A (ja) | 1997-03-19 | 1997-03-19 | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10262090A true JPH10262090A (ja) | 1998-09-29 |
Family
ID=13324532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6673897A Withdrawn JPH10262090A (ja) | 1997-03-19 | 1997-03-19 | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10262090A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002009315A1 (fr) * | 2000-07-24 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Appareil recepteur et procede de reception pour communication radio |
| JP2003509899A (ja) * | 1999-09-10 | 2003-03-11 | エリクソン インコーポレイテッド | 結合された等化及び復号技術 |
| WO2004019514A1 (ja) * | 2002-08-23 | 2004-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | データ受信装置およびデータ受信方法 |
| KR100644952B1 (ko) * | 1999-03-17 | 2006-11-13 | 파이오니아 가부시키가이샤 | 디지털 신호 수신 시스템용 판정 귀환형 등화기 |
-
1997
- 1997-03-19 JP JP6673897A patent/JPH10262090A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100644952B1 (ko) * | 1999-03-17 | 2006-11-13 | 파이오니아 가부시키가이샤 | 디지털 신호 수신 시스템용 판정 귀환형 등화기 |
| JP2003509899A (ja) * | 1999-09-10 | 2003-03-11 | エリクソン インコーポレイテッド | 結合された等化及び復号技術 |
| WO2002009315A1 (fr) * | 2000-07-24 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Appareil recepteur et procede de reception pour communication radio |
| WO2004019514A1 (ja) * | 2002-08-23 | 2004-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | データ受信装置およびデータ受信方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040601 |