JP3285775B2 - 通信システム - Google Patents
通信システムInfo
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- JP3285775B2 JP3285775B2 JP27052496A JP27052496A JP3285775B2 JP 3285775 B2 JP3285775 B2 JP 3285775B2 JP 27052496 A JP27052496 A JP 27052496A JP 27052496 A JP27052496 A JP 27052496A JP 3285775 B2 JP3285775 B2 JP 3285775B2
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- transmission power
- signal
- time
- fading
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/04—TPC
- H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
- H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、例えば、ＣＤＭＡ通信方式に従う通信システムに適
用し得るものである。
し、例えば、ＣＤＭＡ通信方式に従う通信システムに適
用し得るものである。
【０００２】
【従来の技術】デジタル移動無線通信方式において、フ
ェージングは、ＳＮＲの低下や波形ひずみ等を引き起こ
し、通信品質を低下させる。
ェージングは、ＳＮＲの低下や波形ひずみ等を引き起こ
し、通信品質を低下させる。
【０００３】ＣＤＭＡ通信システム等のスペクトル拡散
通信方式においては、マルチパスによる周波数選択性フ
ェージングや、移動局が基地局に対して高速移動するこ
とにより生じるフェージングが問題となる。
通信方式においては、マルチパスによる周波数選択性フ
ェージングや、移動局が基地局に対して高速移動するこ
とにより生じるフェージングが問題となる。
【０００４】この問題を解決し、通信品質を向上させる
ための方法として、下記文献に記載されているような移
動局側から基地局への無線伝送を行なう際に、移動局側
で送信電力制御（リバースリンクパワーコントロール）
を行なうことにより基地局側での受信レベルを一定に保
つ方法が知られている。
ための方法として、下記文献に記載されているような移
動局側から基地局への無線伝送を行なう際に、移動局側
で送信電力制御（リバースリンクパワーコントロール）
を行なうことにより基地局側での受信レベルを一定に保
つ方法が知られている。
【０００５】文献『Andrew J. Viterbi 著、「CDMA Pri
nciples of Spread Spectrum Communication」、pp.113
-119、Addison Wesley発行、1995年』このリバースリン
クパワーコントロール方法を用いた無線通信システムの
概略構成を図２に示している。
nciples of Spread Spectrum Communication」、pp.113
-119、Addison Wesley発行、1995年』このリバースリン
クパワーコントロール方法を用いた無線通信システムの
概略構成を図２に示している。
【０００６】基地局１には、フェージングの影響を受け
た信号が与えられ、この受信信号がデジタル復調器１０
においてデジタル復調されて受信データ信号に変換さ
れ、電力測定回路（ＰＯＷ）１１によって、変換された
受信データ信号のパワー（受信電力レベル）が測定さ
れ、電力制御情報生成回路１２に与えられる。電力制御
情報生成回路１２においては、減算器１３によって、そ
の受信電力レベルと、目標レベル保持部（Ｍ）１４に保
持されている目標電力レベルとの差分が得られ、量子化
回路（Ｑ）１５によって、その差信号に基づいて、移動
局２での送信電力を上げる、又は、下げるを指示する１
ビットの送信電力制御情報が形成され、この送信電力制
御情報が、デジタル変調器１６において送信データに多
重された後、デジタル変調されて移動局２に向けて送信
される。
た信号が与えられ、この受信信号がデジタル復調器１０
においてデジタル復調されて受信データ信号に変換さ
れ、電力測定回路（ＰＯＷ）１１によって、変換された
受信データ信号のパワー（受信電力レベル）が測定さ
れ、電力制御情報生成回路１２に与えられる。電力制御
情報生成回路１２においては、減算器１３によって、そ
の受信電力レベルと、目標レベル保持部（Ｍ）１４に保
持されている目標電力レベルとの差分が得られ、量子化
回路（Ｑ）１５によって、その差信号に基づいて、移動
局２での送信電力を上げる、又は、下げるを指示する１
ビットの送信電力制御情報が形成され、この送信電力制
御情報が、デジタル変調器１６において送信データに多
重された後、デジタル変調されて移動局２に向けて送信
される。
【０００７】移動局２においては、伝搬路を介して到達
した基地局からの受信信号がデジタル復調器２０によっ
てデジタル復調され、それによって得られた受信データ
信号中から送信電力制御情報が分離されて送信電力制御
回路２１内の逆量子化回路（Ｑ−１）２２に与えられ、
この逆量子化回路２２から、例えば、電力を増やすので
あれば＋０．５ｄＢ、減らすのであれば−０．５ｄＢの
電力変更ステップが出力される。これが、加算器２３に
よって、１サンプル遅延回路（ｚ−１）２４からのそれ
までの電力制御値に加算されて新たな電力制御値が形成
され、線形領域変換回路（ＥＸＰ）２５によって、線形
領域での電力制御値に変換されて可変増幅器である送信
電力増幅器（Ａ）２６の制御端子に印加され、基地局１
に向かう送信信号の電力が制御される。
した基地局からの受信信号がデジタル復調器２０によっ
てデジタル復調され、それによって得られた受信データ
信号中から送信電力制御情報が分離されて送信電力制御
回路２１内の逆量子化回路（Ｑ−１）２２に与えられ、
この逆量子化回路２２から、例えば、電力を増やすので
あれば＋０．５ｄＢ、減らすのであれば−０．５ｄＢの
電力変更ステップが出力される。これが、加算器２３に
よって、１サンプル遅延回路（ｚ−１）２４からのそれ
までの電力制御値に加算されて新たな電力制御値が形成
され、線形領域変換回路（ＥＸＰ）２５によって、線形
領域での電力制御値に変換されて可変増幅器である送信
電力増幅器（Ａ）２６の制御端子に印加され、基地局１
に向かう送信信号の電力が制御される。
【０００８】以上の処理は、受信電力レベルと目標電力
レベルの差を１ビットで量子化して伝送し、移動局２側
で積分することでフェージング信号を復元し、この逆の
特性で可変増幅器２６を制御することにより、フェージ
ングの信号をキャンセルしてると解釈できる。また、こ
のことはフェージング信号が短時間ではほとんど変動し
ないことを利用している。
レベルの差を１ビットで量子化して伝送し、移動局２側
で積分することでフェージング信号を復元し、この逆の
特性で可変増幅器２６を制御することにより、フェージ
ングの信号をキャンセルしてると解釈できる。また、こ
のことはフェージング信号が短時間ではほとんど変動し
ないことを利用している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
方法は、フェージング信号が短時間ではほとんど変動し
ないという仮定のもとに制御を行なうため、移動局が高
速移動する際に生じるような急激なフェージング変動に
送信電力制御が追従することができなかった。
方法は、フェージング信号が短時間ではほとんど変動し
ないという仮定のもとに制御を行なうため、移動局が高
速移動する際に生じるような急激なフェージング変動に
送信電力制御が追従することができなかった。
【００１０】また、移動局側の送信電力制御には、基地
局側からの送信電力制御情報を必要とするが、基地局か
ら移動局まで送信電力制御情報が伝送される際には処理
遅延が存在し、処理遅延が大きくなるほどこの処理遅延
の間にフェージングが大きく変動してしまうため、この
場合も、従来の送信電力制御方法では追従性が悪くな
る。
局側からの送信電力制御情報を必要とするが、基地局か
ら移動局まで送信電力制御情報が伝送される際には処理
遅延が存在し、処理遅延が大きくなるほどこの処理遅延
の間にフェージングが大きく変動してしまうため、この
場合も、従来の送信電力制御方法では追従性が悪くな
る。
【００１１】送信電力制御の誤差が大きくなるほど通信
品質は劣化するため、このような問題を改善する送信電
力制御方法が必要とされている。
品質は劣化するため、このような問題を改善する送信電
力制御方法が必要とされている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明は、第１の通信装置が、第２の通信装置から
の受信電力を測定し、測定された受信電力と目標電力と
の差に応じた送信電力制御情報を生成し、第２の通信装
置が、第１の通信装置から送信された送信電力制御情報
に応じて送信電力を制御する通信システムにおいて、上
記第１の通信装置が、(1) 受信電力レベルを測定する電
力測定手段と、(2) 測定された受信電力レベルから目標
電力レベルの差を求める目標レベル減算手段と、(3) こ
の目標レベル減算手段から出力された差信号を、量子化
された過去の送信電力制御情報の系列に応じて分散が１
となるように正規化して２ビット以上の符号に量子化
し、送信電力制御情報として出力する量子化手段と、
(4)この量子化手段から出力された送信電力制御情報を
逆量子化し、この逆量子化された差信号をフェージング
信号に変換し、このフェージング信号の系列に基づい
て、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過した
ときのフェージング信号の推定値と、現時刻から１単位
時間だけ経過したときのフェージング信号の推定値とを
予測する局部送信電力制御手段と、(5)上記電力測定手
段から出力された受信電力レベルに、上記局部送信電力
制御手段から出力された、現時刻から時間Ｄだけ経過し
たときのフェージング信号の推定値を加算する加算手段
と、(6)この加算手段の出力から、上記局部送信電力制
御手段から出力された、現時刻から１単位時間だけ経過
したときのフェージング信号の推定値を減算し、減算後
の信号を受信電力レベルとして、上記目標レベル減算手
段に与える減算手段とを有し、上記第２の通信装置が、
(1) 第１の通信装置から与えられた送信電力制御情報を
逆量子化し、この逆量子化された差信号をフェージング
信号に変換し、このフェージング信号の系列に基づい
て、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過した
ときのフェージング信号の推定値を予測する送信電力制
御手段と、(2) 目標電力レベルに、送信電力制御手段か
らの、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過し
たときのフェージング信号の推定値を加算して、電力制
御値を形成する加算手段とを有することを特徴とする。
本発明により、第２の通信装置において、送信電力の制
御系での処理遅延時間Ｄだけ先のフェージングを予測
し、第１の通信装置への送信電力に反映させることがで
きるため、処理遅延の影響が緩和される。また、予測処
理によっているので、積分処理により電力制御量を形成
する場合に比べて、フェージングの速い変動にも追従す
ることができる。
め、本発明は、第１の通信装置が、第２の通信装置から
の受信電力を測定し、測定された受信電力と目標電力と
の差に応じた送信電力制御情報を生成し、第２の通信装
置が、第１の通信装置から送信された送信電力制御情報
に応じて送信電力を制御する通信システムにおいて、上
記第１の通信装置が、(1) 受信電力レベルを測定する電
力測定手段と、(2) 測定された受信電力レベルから目標
電力レベルの差を求める目標レベル減算手段と、(3) こ
の目標レベル減算手段から出力された差信号を、量子化
された過去の送信電力制御情報の系列に応じて分散が１
となるように正規化して２ビット以上の符号に量子化
し、送信電力制御情報として出力する量子化手段と、
(4)この量子化手段から出力された送信電力制御情報を
逆量子化し、この逆量子化された差信号をフェージング
信号に変換し、このフェージング信号の系列に基づい
て、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過した
ときのフェージング信号の推定値と、現時刻から１単位
時間だけ経過したときのフェージング信号の推定値とを
予測する局部送信電力制御手段と、(5)上記電力測定手
段から出力された受信電力レベルに、上記局部送信電力
制御手段から出力された、現時刻から時間Ｄだけ経過し
たときのフェージング信号の推定値を加算する加算手段
と、(6)この加算手段の出力から、上記局部送信電力制
御手段から出力された、現時刻から１単位時間だけ経過
したときのフェージング信号の推定値を減算し、減算後
の信号を受信電力レベルとして、上記目標レベル減算手
段に与える減算手段とを有し、上記第２の通信装置が、
(1) 第１の通信装置から与えられた送信電力制御情報を
逆量子化し、この逆量子化された差信号をフェージング
信号に変換し、このフェージング信号の系列に基づい
て、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過した
ときのフェージング信号の推定値を予測する送信電力制
御手段と、(2) 目標電力レベルに、送信電力制御手段か
らの、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過し
たときのフェージング信号の推定値を加算して、電力制
御値を形成する加算手段とを有することを特徴とする。
本発明により、第２の通信装置において、送信電力の制
御系での処理遅延時間Ｄだけ先のフェージングを予測
し、第１の通信装置への送信電力に反映させることがで
きるため、処理遅延の影響が緩和される。また、予測処
理によっているので、積分処理により電力制御量を形成
する場合に比べて、フェージングの速い変動にも追従す
ることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】（Ａ）第１の実施形態 以下、本発明による通信システムを、基地局及び移動局
からなる移動体通信システムに適用した第１の実施形態
を図面を参照しながら詳述する。
からなる移動体通信システムに適用した第１の実施形態
を図面を参照しながら詳述する。
【００１４】図１は、この第１の実施形態の移動体通信
システムのリバースリンクパワーコントロール方法に係
る電力制御構成を示すブロック図であり、上述した図２
との同一、対応部分には同一符号を付して示している。
システムのリバースリンクパワーコントロール方法に係
る電力制御構成を示すブロック図であり、上述した図２
との同一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００１５】まず、基地局１Ａのリバースリンクパワー
コントロール方法に係る電力制御構成及びその動作につ
いて説明する。
コントロール方法に係る電力制御構成及びその動作につ
いて説明する。
【００１６】基地局１Ａにおいて、移動局２Ａの送信電
力を制御するための構成部分としては、デジタル復調器
１０、電力測定回路（ＰＯＷ）１１、電力制御情報生成
回路３０及びデジタル変調器１６が該当する。
力を制御するための構成部分としては、デジタル復調器
１０、電力測定回路（ＰＯＷ）１１、電力制御情報生成
回路３０及びデジタル変調器１６が該当する。
【００１７】デジタル復調器１０には、フェージングの
影響を受けた移動局２Ａからの受信信号が入力され、こ
の受信信号をデジタル復調してその復調データ信号ＲBS
（ｉ）（ｉはサンプル番号を表す０より大きな整数；情
報シンボル周期に対応したサンプル番号）を、図示しな
い復調データ信号の処理回路に与えると共に、電力測定
回路１１にも与える。
影響を受けた移動局２Ａからの受信信号が入力され、こ
の受信信号をデジタル復調してその復調データ信号ＲBS
（ｉ）（ｉはサンプル番号を表す０より大きな整数；情
報シンボル周期に対応したサンプル番号）を、図示しな
い復調データ信号の処理回路に与えると共に、電力測定
回路１１にも与える。
【００１８】電力測定回路１１は、復調データ信号ＲBS
（ｉ）から、受信レベル情報（移動局２Ａの送信電力情
報）として、その電力Ｐ（ｎ）［ｄＢ］を測定する。電
力測定回路１１は、具体的には、デジタル復調器１０を
通して情報シンボル周期３２ＫＨｚ毎に出力された復調
データ信号ＲBS（ｉ）を入力とし、(1) 式に示すよう
に、その２０サンプル毎の２乗平均をデシベルに変換し
たものを電力Ｐ（ｎ）として算出する。
（ｉ）から、受信レベル情報（移動局２Ａの送信電力情
報）として、その電力Ｐ（ｎ）［ｄＢ］を測定する。電
力測定回路１１は、具体的には、デジタル復調器１０を
通して情報シンボル周期３２ＫＨｚ毎に出力された復調
データ信号ＲBS（ｉ）を入力とし、(1) 式に示すよう
に、その２０サンプル毎の２乗平均をデシベルに変換し
たものを電力Ｐ（ｎ）として算出する。
【００１９】 Ｐ（ｎ）＝１０log１０（Σ ＲBS（ｉ−ｋ）２ ／２０） …(1) ここで、平均に供するサンプル数２０は、送信電力制御
周期と情報シンボル周期により決定されたもので、この
実施形態の場合、送信電力制御を１．６ＫＨｚ（３２ｋ
Ｈｚ／２０）の周期で行なうこととしている。また、ｎ
は電力制御のサンプル時刻を表す。(1) 式における総和
Σは、（ｎ−１）×２０＋１からｎ×２０についてであ
る。
周期と情報シンボル周期により決定されたもので、この
実施形態の場合、送信電力制御を１．６ＫＨｚ（３２ｋ
Ｈｚ／２０）の周期で行なうこととしている。また、ｎ
は電力制御のサンプル時刻を表す。(1) 式における総和
Σは、（ｎ−１）×２０＋１からｎ×２０についてであ
る。
【００２０】受信電力Ｐ（ｎ）を算出するための平均方
法としては、重み付き平均や指数平滑による方法等を用
いることも可能である。
法としては、重み付き平均や指数平滑による方法等を用
いることも可能である。
【００２１】電力制御情報生成回路３０は、減算器３
１、目標レベル保持部（Ｍ）３２、量子化回路（Ｑ）３
３及びスケール適応回路（Ｓ）３４から構成されてい
る。
１、目標レベル保持部（Ｍ）３２、量子化回路（Ｑ）３
３及びスケール適応回路（Ｓ）３４から構成されてい
る。
【００２２】減算器３１及び目標レベル保持部３２は、
測定された移動局の送信電力Ｐ（ｎ）から目標レベルＭ
［ｄＢ］を減算する目標レベル減算回路を構成してお
り、減算後の信号Ｅ（ｎ）は量子化回路３３に与えられ
る。すなわち、(2) 式に示すように、受信電力Ｐ（ｎ）
と目標電力Ｍ（ｎ）との差信号Ｅ（ｎ）［ｄＢ］が算出
される。なお、通話品質がある許容範囲に収まるよう
に、目標電力Ｍ（ｎ）は任意に設定されるものであり、
常時は、固定値である。基地局１Ａ及び移動局２Ａで、
目標電力を予め授受する通信システムもあるが、電力制
御を行なう際には、固定値として取り扱われる。
測定された移動局の送信電力Ｐ（ｎ）から目標レベルＭ
［ｄＢ］を減算する目標レベル減算回路を構成してお
り、減算後の信号Ｅ（ｎ）は量子化回路３３に与えられ
る。すなわち、(2) 式に示すように、受信電力Ｐ（ｎ）
と目標電力Ｍ（ｎ）との差信号Ｅ（ｎ）［ｄＢ］が算出
される。なお、通話品質がある許容範囲に収まるよう
に、目標電力Ｍ（ｎ）は任意に設定されるものであり、
常時は、固定値である。基地局１Ａ及び移動局２Ａで、
目標電力を予め授受する通信システムもあるが、電力制
御を行なう際には、固定値として取り扱われる。
【００２３】 Ｅ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−Ｍ（ｎ） …(2) 量子化回路３３は、差信号Ｅ（ｎ）を、スケール適応回
路３４からのスケール（量子化ステップ）Ｓ（ｎ）（後
述するように差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差にほぼ等しい）
を使用して分散が１となるように正規化し、その後、図
３の図表に従って、量子化値ＰＣ（ｎ）を得て、送信電
力制御情報としてスケール適応回路３４及びデジタル変
調器１６に出力する。
路３４からのスケール（量子化ステップ）Ｓ（ｎ）（後
述するように差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差にほぼ等しい）
を使用して分散が１となるように正規化し、その後、図
３の図表に従って、量子化値ＰＣ（ｎ）を得て、送信電
力制御情報としてスケール適応回路３４及びデジタル変
調器１６に出力する。
【００２４】なお、量子化値ＰＣ（ｎ）が「０１」は移
動局２Ａでの送信電力がかなり大きいことを意味し、量
子化値ＰＣ（ｎ）が「００」は移動局２Ａでの送信電力
が大きいことを意味し、量子化値ＰＣ（ｎ）が「１０」
は移動局２Ａでの送信電力が小さいことを意味し、量子
化値ＰＣ（ｎ）が「１１」は移動局２Ａでの送信電力が
かなり小さいことを意味している。
動局２Ａでの送信電力がかなり大きいことを意味し、量
子化値ＰＣ（ｎ）が「００」は移動局２Ａでの送信電力
が大きいことを意味し、量子化値ＰＣ（ｎ）が「１０」
は移動局２Ａでの送信電力が小さいことを意味し、量子
化値ＰＣ（ｎ）が「１１」は移動局２Ａでの送信電力が
かなり小さいことを意味している。
【００２５】スケール適応回路３４は、現在から過去に
わたる６サンプルの量子化値ＰＣ（ｎ）、…、ＰＣ（ｎ
−５）を利用して、以下のようにして、スケールＳ（ｎ
＋１）を出力する。まず、図４の図表に従って、２ビッ
トの量子化値ＰＣ（ｎ）を、正負の大きさを表す値Ｆ
（ＰＣ（ｎ））に変換し、その後、(3) 式に従って、そ
の絶対値の平均ｍ（ｎ）を求める。最後に、(4) 式に従
って、次の時刻でのスケールＳ（ｎ＋１）を求める。な
お、(3) 式における総和Σは、ｋが０から５についてで
ある。
わたる６サンプルの量子化値ＰＣ（ｎ）、…、ＰＣ（ｎ
−５）を利用して、以下のようにして、スケールＳ（ｎ
＋１）を出力する。まず、図４の図表に従って、２ビッ
トの量子化値ＰＣ（ｎ）を、正負の大きさを表す値Ｆ
（ＰＣ（ｎ））に変換し、その後、(3) 式に従って、そ
の絶対値の平均ｍ（ｎ）を求める。最後に、(4) 式に従
って、次の時刻でのスケールＳ（ｎ＋１）を求める。な
お、(3) 式における総和Σは、ｋが０から５についてで
ある。
【００２６】 ｍ（ｎ）＝ Σ ｜Ｆ（ＰＣ（ｎ−ｋ））｜／６ …(3) Ｓ（ｎ＋１）＝Ｓ（ｎ）×２（（ｍ（ｎ）−１．５）／４） …(4) スケールＳ（ｎ）が適正な場合、量子化値ＰＣ（ｎ）の
系列は４つの符号をランダムにとりうるため、絶対値平
均ｍ（ｎ）は１．５付近の値をとる。この場合、スケー
ルＳ（ｎ）は、差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差にほぼ等しく
なり、次の時刻のスケールＳ（ｎ＋１）は、現時刻での
スケールＳ（ｎ）と等しくなるように更新される。
系列は４つの符号をランダムにとりうるため、絶対値平
均ｍ（ｎ）は１．５付近の値をとる。この場合、スケー
ルＳ（ｎ）は、差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差にほぼ等しく
なり、次の時刻のスケールＳ（ｎ＋１）は、現時刻での
スケールＳ（ｎ）と等しくなるように更新される。
【００２７】スケールＳ（ｎ）が、差信号Ｅ（ｎ）の標
準偏差に比べて小さい場合、量子化値ＰＣ（ｎ）の系列
は、「０１」、「１１」の値を多くとり、絶対値平均ｍ
（ｎ）は１．５より大きくなるため、次の時刻のスケー
ルＳ（ｎ＋１）は現時刻でのスケールＳ（ｎ）に比べて
大きくなるように更新される。
準偏差に比べて小さい場合、量子化値ＰＣ（ｎ）の系列
は、「０１」、「１１」の値を多くとり、絶対値平均ｍ
（ｎ）は１．５より大きくなるため、次の時刻のスケー
ルＳ（ｎ＋１）は現時刻でのスケールＳ（ｎ）に比べて
大きくなるように更新される。
【００２８】スケールＳ（ｎ）が、差信号Ｅ（ｎ）の標
準偏差に比べて大きい場合、この逆の動作をすることに
より、次の時刻のスケールＳ（ｎ＋１）は現時刻でのス
ケールＳ（ｎ）に比べて小さくなるように更新される。
準偏差に比べて大きい場合、この逆の動作をすることに
より、次の時刻のスケールＳ（ｎ＋１）は現時刻でのス
ケールＳ（ｎ）に比べて小さくなるように更新される。
【００２９】以上のように、スケールＳ（ｎ＋１）は常
に差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差に等しくなるように適応的
に更新される。
に差信号Ｅ（ｎ）の標準偏差に等しくなるように適応的
に更新される。
【００３０】なお、スケールの更新に利用するサンプル
数（すなわち６サンプル）や、次時刻のスケールへの更
新量に影響を与える(4) 式における「４」等のパラメー
タは、電力制御のフェージングに対する追従スピードに
影響するものであり、この第１の実施形態では経験的に
求めた値を使用している。
数（すなわち６サンプル）や、次時刻のスケールへの更
新量に影響を与える(4) 式における「４」等のパラメー
タは、電力制御のフェージングに対する追従スピードに
影響するものであり、この第１の実施形態では経験的に
求めた値を使用している。
【００３１】デジタル変調器１６は、量子化回路３３か
ら出力された２ビットの量子化値ＰＣ（ｎ）を、送信電
力制御情報として、送信データに多重化した後、デジタ
ル変調して移動局２Ａに向けて送信する。
ら出力された２ビットの量子化値ＰＣ（ｎ）を、送信電
力制御情報として、送信データに多重化した後、デジタ
ル変調して移動局２Ａに向けて送信する。
【００３２】次に、移動局２Ａのリバースリンクパワー
コントロール方法に係る電力制御構成及びその動作につ
いて説明する。
コントロール方法に係る電力制御構成及びその動作につ
いて説明する。
【００３３】移動局２Ａにおいて、送信電力を制御する
ための構成部分としては、デジタル復調器２０、送信電
力制御回路４０、目標レベル保持部（Ｍ）２８、加算器
２７、線形領域変換回路２５及び送信電力増幅器２６が
該当する。
ための構成部分としては、デジタル復調器２０、送信電
力制御回路４０、目標レベル保持部（Ｍ）２８、加算器
２７、線形領域変換回路２５及び送信電力増幅器２６が
該当する。
【００３４】送信電力制御回路４０は、逆量子化回路
（Ｑ−１）４１、スケール適応回路（Ｓ）４２、加算器
４３、フィルタ回路（Ｐ）４４及び予測係数算出回路
（ＡＰ）４５から構成されている。
（Ｑ−１）４１、スケール適応回路（Ｓ）４２、加算器
４３、フィルタ回路（Ｐ）４４及び予測係数算出回路
（ＡＰ）４５から構成されている。
【００３５】デジタル復調器２０は、基地局１Ａからの
受信信号をデジタル復調し、その復調データ信号におい
て、送信電力制御周期（０．６２５msec＝１／１．６ｋ
Ｈｚ）毎に挿入されている送信電力制御情報としての２
ビットの量子化値ＰＣ（ｎ）の系列を分離して、スケー
ル適応回路４２及び逆量子化回路４１に与える。
受信信号をデジタル復調し、その復調データ信号におい
て、送信電力制御周期（０．６２５msec＝１／１．６ｋ
Ｈｚ）毎に挿入されている送信電力制御情報としての２
ビットの量子化値ＰＣ（ｎ）の系列を分離して、スケー
ル適応回路４２及び逆量子化回路４１に与える。
【００３６】スケール適応回路４２は、基地局１Ａのス
ケール適応回路３４と同様な処理を行ない、過去の６サ
ンプルの量子化値ＰＣ（ｎ−１）、…、ＰＣ（ｎ−６）
を利用して、スケールＳ（ｎ）を形成して逆量子化回路
４１に入力する。
ケール適応回路３４と同様な処理を行ない、過去の６サ
ンプルの量子化値ＰＣ（ｎ−１）、…、ＰＣ（ｎ−６）
を利用して、スケールＳ（ｎ）を形成して逆量子化回路
４１に入力する。
【００３７】逆量子化回路４１は、デジタル復調器２０
からの量子化値ＰＣ（ｎ）と、スケール適応回路４２か
らのスケールＳ（ｎ）とから、図５の図表に示すよう
に、基地局１Ａでの受信レベルと目標レベルとの差信号
Ｅ（ｎ）に対応する逆量子化された差信号Ｅｑ（ｎ）を
得て加算器４３に出力する。
からの量子化値ＰＣ（ｎ）と、スケール適応回路４２か
らのスケールＳ（ｎ）とから、図５の図表に示すよう
に、基地局１Ａでの受信レベルと目標レベルとの差信号
Ｅ（ｎ）に対応する逆量子化された差信号Ｅｑ（ｎ）を
得て加算器４３に出力する。
【００３８】フィルタ回路４４は、後述する加算器４３
から時刻毎に出力され、内部管理している時刻ｎから時
刻ｎ−ｐ＋１までのフェージング信号の復元信号Ｘｑ
（ｎ）、Ｘｑ（ｎ−１）、…、Ｘｑ（ｎ−ｐ＋１）と、
予測係数算出回路４５から与えられたｐ個の時刻ｎにお
ける係数Ａ1（ｎ）、Ａ2（ｎ）、…、Ａp（ｎ）とか
ら、(5)式に示す線形予測により、時刻ｎにおいて次時
刻ｎ＋１のフェージング信号の予測値Ｘｅ（ｎ＋１|
ｎ）を生成して加算器４３に与える。なお、(5)式にお
ける総和Σは、ｋが１からｐについてである。
から時刻毎に出力され、内部管理している時刻ｎから時
刻ｎ−ｐ＋１までのフェージング信号の復元信号Ｘｑ
（ｎ）、Ｘｑ（ｎ−１）、…、Ｘｑ（ｎ−ｐ＋１）と、
予測係数算出回路４５から与えられたｐ個の時刻ｎにお
ける係数Ａ1（ｎ）、Ａ2（ｎ）、…、Ａp（ｎ）とか
ら、(5)式に示す線形予測により、時刻ｎにおいて次時
刻ｎ＋１のフェージング信号の予測値Ｘｅ（ｎ＋１|
ｎ）を生成して加算器４３に与える。なお、(5)式にお
ける総和Σは、ｋが１からｐについてである。
【００３９】 Ｘｅ（ｎ＋１｜ｎ） ＝−（Σ Ａk （ｎ）×Ｘｑ（ｎ−ｋ＋１）） …(5) さらに、フィルタ回路４４は、(5) 式で表されるフェー
ジング信号の推定値を巡回的に利用して、(6) 式によっ
て、時刻ｎより時間Ｄだけ後の時刻ｎ＋Ｄのフェージン
グ信号の推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜ｎ）を求めて加算器２７
に出力する。(6) 式における第１番目の総和Σはｋが１
からｊについてであり、第２番目の総和Σはｋがｊ＋１
からｐについてである。また、ｊは２〜Ｄである。
ジング信号の推定値を巡回的に利用して、(6) 式によっ
て、時刻ｎより時間Ｄだけ後の時刻ｎ＋Ｄのフェージン
グ信号の推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜ｎ）を求めて加算器２７
に出力する。(6) 式における第１番目の総和Σはｋが１
からｊについてであり、第２番目の総和Σはｋがｊ＋１
からｐについてである。また、ｊは２〜Ｄである。
【００４０】 Ｘｅ（ｎ＋ｊ｜ｎ） ＝−（Σ Ａk （ｎ）×Ｘｅ（ｎ＋ｊ−ｋ｜ｎ） ＋Σ Ａk （ｎ）×Ｘｑ（ｎ−ｋ＋ｊ＋１）） …(6) ここで、時間Ｄは、基地局１Ａの電力測定回路１１が電
力を測定してから、移動局２Ａの送信電力増幅器２６の
増幅率が変化するまでの処理遅延に相当する時間に選定
しておけば良い。伝搬路での伝搬遅延は、基地局１Ａや
移動局２Ａでの処理遅延に比べて非常に小さく、従っ
て、この時間Ｄは設計段階でほぼ正しく決定することが
できる。なお、処理遅延時間Ｄの大半は、デジタル変調
器１６において、送信データに、送信電力制御情報を盛
り込むための待ち時間である。
力を測定してから、移動局２Ａの送信電力増幅器２６の
増幅率が変化するまでの処理遅延に相当する時間に選定
しておけば良い。伝搬路での伝搬遅延は、基地局１Ａや
移動局２Ａでの処理遅延に比べて非常に小さく、従っ
て、この時間Ｄは設計段階でほぼ正しく決定することが
できる。なお、処理遅延時間Ｄの大半は、デジタル変調
器１６において、送信データに、送信電力制御情報を盛
り込むための待ち時間である。
【００４１】予測係数算出回路４５は、フィルタ回路４
４が使用する線形予測係数Ａ1 （ｎ）、Ａ2 （ｎ）、
…、Ａp （ｎ）を、以下のようにして形成する。
４が使用する線形予測係数Ａ1 （ｎ）、Ａ2 （ｎ）、
…、Ａp （ｎ）を、以下のようにして形成する。
【００４２】予測係数算出回路４５は、まず、後述する
加算器４３から時刻毎に出力され、内部管理するフェー
ジングの復元信号Ｘｑ（ｎ）、Ｘｑ（ｎ−１）、…に基
づいて、(7) 式に従って、自己相関値Ｒxx（０）、Ｒxx
（１）、…、Ｒxx（ｐ）を算出する。(7) 式において、
Ｔは０、１、…、ｐであり、総和Σはｋが０〜６３につ
いてである。
加算器４３から時刻毎に出力され、内部管理するフェー
ジングの復元信号Ｘｑ（ｎ）、Ｘｑ（ｎ−１）、…に基
づいて、(7) 式に従って、自己相関値Ｒxx（０）、Ｒxx
（１）、…、Ｒxx（ｐ）を算出する。(7) 式において、
Ｔは０、１、…、ｐであり、総和Σはｋが０〜６３につ
いてである。
【００４３】 Ｒxx（Ｔ）＝ Σ Ｘｑ（ｎ−ｋ）×Ｘｑ（ｎ−ｋ−Ｔ）／６４ …(7) その後、予測係数算出回路４５は、線形予測法について
既に導き出されている(8) 式に示す連立方程式を解くこ
とにより、予測係数Ａ1 （ｎ）〜Ａp （ｎ）を求めて、
フィルタ回路４４に与える。
既に導き出されている(8) 式に示す連立方程式を解くこ
とにより、予測係数Ａ1 （ｎ）〜Ａp （ｎ）を求めて、
フィルタ回路４４に与える。
【００４４】
【数１】 なお、上記連立方程式を直接解くことに代え、上記連立
方程式を解くため高速解法として一般的に知られている
レビンソンダービン法、バーグ法等の線形予測係数を求
める方法を利用するようにしても良い。また、さらに処
理を少なくするためにＬＭＳアルゴリズムによる係数の
更新方法も利用可能である。
方程式を解くため高速解法として一般的に知られている
レビンソンダービン法、バーグ法等の線形予測係数を求
める方法を利用するようにしても良い。また、さらに処
理を少なくするためにＬＭＳアルゴリズムによる係数の
更新方法も利用可能である。
【００４５】加算器４３は、(9) 式に示すように、フィ
ルタ回路４４からの次時刻ｎ＋１のフェージング信号の
予測値Ｘｅ（ｎ＋１｜ｎ）と、逆量子化回路４１からの
時刻ｎ＋１での逆量子化された差信号Ｅｑ（ｎ＋１）と
を加算し、時刻ｎ＋１におけるフェージング信号の復元
信号Ｘｑ（ｎ＋１）を得て、フィルタ回路４４及び予測
係数算出回路４５に出力する。
ルタ回路４４からの次時刻ｎ＋１のフェージング信号の
予測値Ｘｅ（ｎ＋１｜ｎ）と、逆量子化回路４１からの
時刻ｎ＋１での逆量子化された差信号Ｅｑ（ｎ＋１）と
を加算し、時刻ｎ＋１におけるフェージング信号の復元
信号Ｘｑ（ｎ＋１）を得て、フィルタ回路４４及び予測
係数算出回路４５に出力する。
【００４６】 Ｘｑ（ｎ＋１）＝Ｅｑ（ｎ＋１）＋Ｘｅ（ｎ＋１｜ｎ） …(9) フィルタ回路４４から出力された、時刻ｎより時間Ｄだ
け後の時刻ｎ＋Ｄのフェージング信号の推定値Ｘｅ（ｎ
＋Ｄ｜ｎ）は、加算器２７に与えられる。加算器２７
は、この推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜ｎ）に目標レベル保持部
（Ｍ）２８に保持されている目標電力レベルＭ（ｎ＋
Ｄ）を加算して、時刻ｎ＋Ｄにおける当該移動局２Ａか
らの送信信号がフェージングの影響を受けた後の電力レ
ベルを算出する。
け後の時刻ｎ＋Ｄのフェージング信号の推定値Ｘｅ（ｎ
＋Ｄ｜ｎ）は、加算器２７に与えられる。加算器２７
は、この推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜ｎ）に目標レベル保持部
（Ｍ）２８に保持されている目標電力レベルＭ（ｎ＋
Ｄ）を加算して、時刻ｎ＋Ｄにおける当該移動局２Ａか
らの送信信号がフェージングの影響を受けた後の電力レ
ベルを算出する。
【００４７】そして、線形領域変換回路２５は、この逆
特性で、送信電力を制御すべく、その出力を、(10)式に
従って、送信電力増幅器２６での増幅率Ａ（ｎ＋Ｄ）に
変換して送信電力増幅器２６の制御端子に印加する。線
形領域変換回路２５までの処理はデシベル表記の値を処
理しているため、この線形領域変換回路２５が必要とな
っている。
特性で、送信電力を制御すべく、その出力を、(10)式に
従って、送信電力増幅器２６での増幅率Ａ（ｎ＋Ｄ）に
変換して送信電力増幅器２６の制御端子に印加する。線
形領域変換回路２５までの処理はデシベル表記の値を処
理しているため、この線形領域変換回路２５が必要とな
っている。
【００４８】 Ａ（ｎ＋Ｄ）＝１０（（（−Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜ｎ）＋Ｍ（ｎ＋Ｄ））／１０） …(10) 以上のように、第１の実施形態によれば、基地局におけ
る電力測定から、その測定電力に応じた移動局の電力制
御が実行されるまでの処理遅延時間Ｄを考慮し、移動局
において、時刻ｎ−Ｄのときに時刻ｎでのフェージング
信号Ｘ（ｎ）の推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）を形成して、
その時刻ｎでのフェーシング（ほぼＸ（ｎ）に等しい）
を打ち消すよう送信電力制御を行なうので、このような
予測をしない場合に比べてフェージング信号に対して良
好な追従特性を持っており、高品質な通信を提供するこ
とができる。
る電力測定から、その測定電力に応じた移動局の電力制
御が実行されるまでの処理遅延時間Ｄを考慮し、移動局
において、時刻ｎ−Ｄのときに時刻ｎでのフェージング
信号Ｘ（ｎ）の推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）を形成して、
その時刻ｎでのフェーシング（ほぼＸ（ｎ）に等しい）
を打ち消すよう送信電力制御を行なうので、このような
予測をしない場合に比べてフェージング信号に対して良
好な追従特性を持っており、高品質な通信を提供するこ
とができる。
【００４９】ここで、電力制御情報として、２ビットの
情報を用いて段階数を従来より高めているので、予測精
度を良好なものとすることができ、上記効果を有効に発
揮させることができる。また、２ビットの電力制御情報
に量子化する際にも、スケールを適応的に変化させてい
るので、この点でも、時間Ｄ後のフェージング信号の予
測精度を高めることができ、上記効果を有効に発揮させ
ることができる。
情報を用いて段階数を従来より高めているので、予測精
度を良好なものとすることができ、上記効果を有効に発
揮させることができる。また、２ビットの電力制御情報
に量子化する際にも、スケールを適応的に変化させてい
るので、この点でも、時間Ｄ後のフェージング信号の予
測精度を高めることができ、上記効果を有効に発揮させ
ることができる。
【００５０】（Ｂ）第２の実施形態 次に、本発明による通信システムを、基地局及び移動局
でなる移動体通信システムに適用した第２の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
でなる移動体通信システムに適用した第２の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
【００５１】図６は、この第２の実施形態の移動体通信
システムのリバースリンクパワーコントロール方法に係
る電力制御構成を示すブロック図であり、上述した第１
の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号
を付して示している。
システムのリバースリンクパワーコントロール方法に係
る電力制御構成を示すブロック図であり、上述した第１
の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号
を付して示している。
【００５２】第２の実施形態の移動局２Ｂの構成及び機
能は、第１の実施形態の移動局２Ａの構成及び機能と同
様であるのでその説明は省略し、以下では、第２の実施
形態の基地局１Ｂについて説明する。
能は、第１の実施形態の移動局２Ａの構成及び機能と同
様であるのでその説明は省略し、以下では、第２の実施
形態の基地局１Ｂについて説明する。
【００５３】第２の実施形態の基地局１Ｂは、第１の実
施形態の基地局１Ａに比較して、主として、電力制御情
報生成回路５０の内部構成が異なっている。この電力制
御情報生成回路５０は、第１の実施形態の電力制御情報
生成回路３０の構成要素に加えて、局部送信電力制御回
路６０、時間Ｄ遅延回路５１、加算器５２及び減算器５
３を有しており、目標レベルとの差信号の符号化に、い
わゆる予測符号化の概念を導入したものである。
施形態の基地局１Ａに比較して、主として、電力制御情
報生成回路５０の内部構成が異なっている。この電力制
御情報生成回路５０は、第１の実施形態の電力制御情報
生成回路３０の構成要素に加えて、局部送信電力制御回
路６０、時間Ｄ遅延回路５１、加算器５２及び減算器５
３を有しており、目標レベルとの差信号の符号化に、い
わゆる予測符号化の概念を導入したものである。
【００５４】局部送信電力制御回路６０は、移動局２Ｂ
の送信電力制御回路４０と同一の構成を有する。すなわ
ち、局部送信電力制御回路６０は、逆量子化回路（Ｑ
−１）６１、スケール適応回路（Ｓ）３４、加算器６
３、フィルタ回路（Ｐ）６４及び予測係数算出回路（Ａ
Ｐ）６５から構成されており、量子化回路３３の出力符
号ＰＣ（ｎ）の系列を入力として、移動局２Ｂの送信電
力制御回路４０と同一の動作を行なうものである。
の送信電力制御回路４０と同一の構成を有する。すなわ
ち、局部送信電力制御回路６０は、逆量子化回路（Ｑ
−１）６１、スケール適応回路（Ｓ）３４、加算器６
３、フィルタ回路（Ｐ）６４及び予測係数算出回路（Ａ
Ｐ）６５から構成されており、量子化回路３３の出力符
号ＰＣ（ｎ）の系列を入力として、移動局２Ｂの送信電
力制御回路４０と同一の動作を行なうものである。
【００５５】なお、スケール適応回路３４については、
量子化回路３３が利用するものが、そのまま、局部送信
電力制御回路６０の構成要素になっている。
量子化回路３３が利用するものが、そのまま、局部送信
電力制御回路６０の構成要素になっている。
【００５６】局部送信電力制御回路６０は、形成した時
刻ｎにおける時刻ｎ＋Ｄのフェージング信号推定値Ｘｅ
（ｎ＋Ｄ｜ｎ）を時間Ｄ遅延回路５１に与えると共に、
形成した時刻ｎ−１における時刻ｎのフェージング信号
推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−１）を減算器５３に減算入力とし
て与える。
刻ｎにおける時刻ｎ＋Ｄのフェージング信号推定値Ｘｅ
（ｎ＋Ｄ｜ｎ）を時間Ｄ遅延回路５１に与えると共に、
形成した時刻ｎ−１における時刻ｎのフェージング信号
推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−１）を減算器５３に減算入力とし
て与える。
【００５７】時間Ｄ遅延回路５１は、入力信号を時間Ｄ
だけ遅延させて出力するものである。従って、時間Ｄ遅
延回路５１にフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜
ｎ）が入力されている時刻ｎでは、時間Ｄ遅延回路５１
からフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）が出力
されており、このフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ
−Ｄ）が加算器５２に与えられる。
だけ遅延させて出力するものである。従って、時間Ｄ遅
延回路５１にフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ＋Ｄ｜
ｎ）が入力されている時刻ｎでは、時間Ｄ遅延回路５１
からフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）が出力
されており、このフェージング信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ
−Ｄ）が加算器５２に与えられる。
【００５８】この第２の実施形態においては、電力測定
回路１１の出力Ｐ（ｎ）が加算器５２に与えられる。加
算器５２は、時間Ｄ遅延回路５１からのフェージング信
号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）と、電力測定回路１１の出
力Ｐ（ｎ）とを加算し、その加算結果を減算器５３に与
える。この加算処理により、移動局２Ｂにおける電力制
御信号−Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）がキャンセルされて減算器
５３に与えられる。
回路１１の出力Ｐ（ｎ）が加算器５２に与えられる。加
算器５２は、時間Ｄ遅延回路５１からのフェージング信
号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）と、電力測定回路１１の出
力Ｐ（ｎ）とを加算し、その加算結果を減算器５３に与
える。この加算処理により、移動局２Ｂにおける電力制
御信号−Ｘｅ（ｎ｜ｎ−Ｄ）がキャンセルされて減算器
５３に与えられる。
【００５９】減算器５３は、加算器５２の出力から、１
時刻前の情報より予測したこの時刻ｎでのフェージング
信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−１）を減算し、その減算結果
を減算器３１に与える。減算器３１以降の処理は、第１
の実施形態と同様である。
時刻前の情報より予測したこの時刻ｎでのフェージング
信号推定値Ｘｅ（ｎ｜ｎ−１）を減算し、その減算結果
を減算器３１に与える。減算器３１以降の処理は、第１
の実施形態と同様である。
【００６０】上記減算器５３による減算処理は、実際の
フェージング信号とその推定値（予測値）との減算であ
るので、その減算結果は、フェージングの影響がほとん
ど除去されたダイナミックレンジが小さいものとなる。
従って、減算器３１以降で符号化してもその量子化誤差
は小さいものとなる。
フェージング信号とその推定値（予測値）との減算であ
るので、その減算結果は、フェージングの影響がほとん
ど除去されたダイナミックレンジが小さいものとなる。
従って、減算器３１以降で符号化してもその量子化誤差
は小さいものとなる。
【００６１】この第２の実施形態によっても、基本的な
技術思想は、第１の実施形態と同様であるので、第１の
実施形態と同様な効果を奏するが、以下に述べるよう
に、より一段とその効果は高いものである。
技術思想は、第１の実施形態と同様であるので、第１の
実施形態と同様な効果を奏するが、以下に述べるよう
に、より一段とその効果は高いものである。
【００６２】すなわち、測定電力から、移動局２Ｂでの
予測処理に基づく電力制御分の影響を除いた後、基地局
１Ｂでの予測処理によってフェージングの影響を取り除
き、その後、目標レベルとの差分を量子化するようにし
たので、量子化誤差がより減少し、移動局２Ｂでのフェ
ージング信号の復元及び予測精度が向上するため、第１
の実施形態以上に良好な追従性を実現でき、高い通信品
質を提供することができる。
予測処理に基づく電力制御分の影響を除いた後、基地局
１Ｂでの予測処理によってフェージングの影響を取り除
き、その後、目標レベルとの差分を量子化するようにし
たので、量子化誤差がより減少し、移動局２Ｂでのフェ
ージング信号の復元及び予測精度が向上するため、第１
の実施形態以上に良好な追従性を実現でき、高い通信品
質を提供することができる。
【００６３】（Ｃ）他の実施形態 上記実施形態においては、量子化後の符号が２ビットの
ものを示したが、３ビット以上の符号に量子化するもの
であっても良い。また、量子化ステップ（スケール）
も、上記実施形態と異なって固定のものであっても良
い。
ものを示したが、３ビット以上の符号に量子化するもの
であっても良い。また、量子化ステップ（スケール）
も、上記実施形態と異なって固定のものであっても良
い。
【００６４】また、上記実施形態においては、時刻ｎに
おいて時間Ｄだけの後のフェージング信号の推定値を、
線形予測により得るものを示したが、時刻ｎまでの過去
のフェージング信号の変化を１次関数や２次関数等の関
数で近似し、その近似関数を利用して時刻ｎにおいて時
間Ｄだけの後のフェージング信号を予測するようにして
も良い。例えば、１次関数や２次関数を近似関数とした
場合には、フィルタ回路４４が利用する係数の算出方法
に、最小２乗法が適用されることになる。
おいて時間Ｄだけの後のフェージング信号の推定値を、
線形予測により得るものを示したが、時刻ｎまでの過去
のフェージング信号の変化を１次関数や２次関数等の関
数で近似し、その近似関数を利用して時刻ｎにおいて時
間Ｄだけの後のフェージング信号を予測するようにして
も良い。例えば、１次関数や２次関数を近似関数とした
場合には、フィルタ回路４４が利用する係数の算出方法
に、最小２乗法が適用されることになる。
【００６５】さらに、上記実施形態は、ＣＤＭＡ通信方
式に従う移動体通信システムを意識してなされたもので
あるが、ＴＤＭＡ通信方式やＦＤＭＡ通信方式等の他の
通信方式に従う移動体通信システムに本発明を適用する
ことができる。また、通信する２局が共に移動局である
通信システムや、通信する２局が共に固定局である通信
システムにも本発明を適用することができる。
式に従う移動体通信システムを意識してなされたもので
あるが、ＴＤＭＡ通信方式やＦＤＭＡ通信方式等の他の
通信方式に従う移動体通信システムに本発明を適用する
ことができる。また、通信する２局が共に移動局である
通信システムや、通信する２局が共に固定局である通信
システムにも本発明を適用することができる。
【００６６】
【発明の効果】以上のように、本発明の通信システムに
おいては、送信電力の制御を実際に行なう第２の通信装
置が、対向する第１の通信装置が電力を測定してから自
装置が電力制御を実行するまでの処理遅延時間Ｄを考慮
し、現在時刻より時間Ｄだけ未来の時刻のフェージング
信号の推定値を形成して、その未来時刻でのフェーシン
グを打ち消すよう送信電力制御を行なうので、このよう
な予測をしない場合に比べてフェージング信号に対して
良好な追従特性を持っており、高品質な通信を提供する
ことができる。
おいては、送信電力の制御を実際に行なう第２の通信装
置が、対向する第１の通信装置が電力を測定してから自
装置が電力制御を実行するまでの処理遅延時間Ｄを考慮
し、現在時刻より時間Ｄだけ未来の時刻のフェージング
信号の推定値を形成して、その未来時刻でのフェーシン
グを打ち消すよう送信電力制御を行なうので、このよう
な予測をしない場合に比べてフェージング信号に対して
良好な追従特性を持っており、高品質な通信を提供する
ことができる。
【図１】第１の実施形態の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】従来の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態の量子化回路の処理説明用の図
表である。
表である。
【図４】第１の実施形態のスケール適応回路の処理説明
用の図表である。
用の図表である。
【図５】第１の実施形態の逆量子化回路の処理説明用の
図表である。
図表である。
【図６】第２の実施形態の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１Ａ、１Ｂ…基地局（第１の通信装置）、２Ａ、２Ｂ…
移動局（第２の通信装置）、１１…電力測定回路、２５
…線形領域変換回路、２６…送信電力増幅器、２７、４
３、５２、６３…加算器、２８、３２…目標レベル保持
部、３０、５０…電力制御情報生成回路、３１、５３…
減算器、３３…量子化回路、３４、４２…スケール適応
回路、４０…送信電力制御回路、４１、６１…逆量子化
回路、４４、６４…フィルタ回路、４５、６５…予測係
数算出回路、５１…時間Ｄ遅延回路。
移動局（第２の通信装置）、１１…電力測定回路、２５
…線形領域変換回路、２６…送信電力増幅器、２７、４
３、５２、６３…加算器、２８、３２…目標レベル保持
部、３０、５０…電力制御情報生成回路、３１、５３…
減算器、３３…量子化回路、３４、４２…スケール適応
回路、４０…送信電力制御回路、４１、６１…逆量子化
回路、４４、６４…フィルタ回路、４５、６５…予測係
数算出回路、５１…時間Ｄ遅延回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−223113（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−18960（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−234435（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−18727（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−233334（ＪＰ，Ａ) 齊藤忠夫，移動通信ハンドブック，日 本，オーム社，1995年11月15日，ｐ７− ８ 齊藤忠夫、立川敬二、「移動通信ハン ドブック」、第１版第１刷、オーム社、 平成７年11月15日、ｐ．７ー (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/24 - 7/26 102 H04Q 7/00 - 7/38 H04B 1/707 H04B 7/005 H04J 13/04
Claims (2)
- 【請求項１】 第１の通信装置が、第２の通信装置から
の受信電力を測定し、測定された受信電力と目標電力と
の差に応じた送信電力制御情報を生成し、上記第２の通
信装置が、上記第１の通信装置から送信された送信電力
制御情報に応じて送信電力を制御する通信システムにお
いて、上記第１の通信装置は、 受信電力レベルを測定する電力測定手段と、 測定された受信電力レベルから目標電力レベルの差を求
める目標レベル減算手段と、 この目標レベル減算手段から出力された差信号を、量子
化された過去の送信電力制御情報の系列に応じて分散が
１となるように正規化して２ビット以上の符号に量子化
し、送信電力制御情報として出力する量子化手段と、 上記量子化手段から出力された送信電力制御情報を逆量
子化し、この逆量子化された差信号をフェージング信号
に変換し、このフェージング信号の系列に基づいて、現
時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過したときの
フェージング信号の推定値と、現時刻から１単位時間だ
け経過したときのフェージング信号の推定値とを予測す
る局部送信電力制御手段と、 上記電力測定手段から出力された受信電力レベルに、上
記局部送信電力制御手段から出力された、現時刻から時
間Ｄだけ経過したときのフェージング信号の推定値を加
算する加算手段と、 この加算手段の出力から、上記局部送信電力制御手段か
ら出力された、現時刻から１単位時間だけ経過したとき
のフェージング信号の推定値を減算し、減算後の信号を
受信電力レベルとして、上記目標レベル減算手段に与え
る減算手段とを有し、 上記第２の通信装置が、 上記第１の通信装置から与えられた送信電力制御情報を
逆量子化し、この逆量子化された差信号をフェージング
信号に変換し、このフェージング信号の系列に 基づい
て、現時刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過した
ときのフェージング信号の推定値を予測する送信電力制
御手段と、 目標電力レベルに、上記送信電力制御手段からの、現時
刻から電力制御系での処理時間Ｄだけ経過したときのフ
ェージング信号の推定値を加算して、電力制御値を形成
する加算手段とを有する ことを特徴とする通信システ
ム。 - 【請求項２】 上記第２の通信装置の上記送信電力制御
手段は、上記第１の通信装置から与えられた送信電力制
御情報の系列に応じて、逆量子化のスケールを適応的に
変化させることで、分散が１となるように送信電力制御
情報を逆量子化させるものであることを特徴とする請求
項１に記載の通信システム。
Priority Applications (5)
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| 齊藤忠夫，移動通信ハンドブック，日本，オーム社，１９９５年１１月１５日，ｐ７−８ |
| 齊藤忠夫、立川敬二、「移動通信ハンドブック」、第１版第１刷、オーム社、平成７年１１月１５日、ｐ．７ー |
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