KR19980032429A - 무선통신 시스템 - Google Patents

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KR19980032429A
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quantization
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KR1019970049769A
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야마노치하루
시라키유이치
세키네키요키
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사와무라시코우
오끼뎅끼고오교오가부시끼가이샤
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Abstract

본 발명의 목적은 페이딩의 변화를 추종할 수 있는 무선통신 시스템을 제공하는 데에 있다. 상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 무선통신 시스템에서의 송신장치는 수신장치에 의해 통지된 현재 시간에서의 페이딩의 상태를 나타내는 페이딩 상태 신호에 근거하여 특정한 시간 주기후에 페이딩의 상태를 예측한다.

Description

무선통신 시스템
본 발명은 통신장치 및 통신시스템에 관한 것으로, 특히, CDMA(Code Division Multiplex) 통신방식에 따르는 이동국 및 기지국을 포함하는 통신 시스템에 관한 것이다.
디지털 이동 무선통신방식에 있어서, 페이딩(fading)은 SNR(Signal -to-Noise Ratio)를 저하시켜서 통신품질을 저하시킨다. CDMA 통신시스템 등의 스펙트럼 확산통신방식에서는 다중경로에 의한 주파수 선택성 페이딩과, 이동국이 기지국에 대하여 고속 이동함으로 생기는 페이딩이 문제가 된다.
이 문제를 해결하고, 통신품질을 향상시키기 위한 방법으로서, 이하의 문헌에 기재되어 있는 것과 같은 이동국측으로부터 기지국으로의 무선전송을 행할 때에, 이동국측에서 송신전력을 제어(리버스 링크 전력 제어(reverse linkage power control))하여 기지국 측에서의 수신레벨을 일정하게 유지하는 방법이 알려져 있다.
문헌으로서, 『Andrew J. Viterbi저, ' CDMA Principles of Spread Spectrum Communication', pp. 113-119, Addison Wesley 발행, 1995년』이 있다.
이 리버스 링크 전력 제어방법을 사용한 무선통신 시스템은 도 2에 나타나 있다. 기지국(1)에는, 페이딩의 영향을 받은 신호가 제공되고, 이 수신신호는 디지털 복조기(10)에 의해 수신된 데이터 신호를 복조하고, 복조된 수신 데이터 신호의 전력(수신 전력 레벨)은 전력측정회로(POW)(11)에 의해서 측정된다. 측정된 전력은 전력 제어 정보생성회로(12)에 제공된다. 전력 제어 정보 생성회로(12)에 있어서, 감산기(13)에 의해서, 그 수신 전력 레벨과 목표 레벨 유지부(M(14))에 유지된 목표 전력 레벨과의 차이를 계산한다. 이 차이신호에 따라서, 이동국(2)에서의 송신전력을 상승시키거나, 하강시키는 것을 지시하는 1비트의 송신전력 제어정보가 형성된다. 이 송신전력 제어정보가 디지털 변조기(16)에 의해 송신데이터와 다중화된 후, 디지털 변조되어 이동국(2)에 송신된다.
이동국(2)에서는 기지국으로부터 전파로를 통해 도달한 수신신호가 복조된다. 송신 전력 제어 정보는 획득된 수신 데이터 신호로부터 분리되고, 수신 데이터 신호는 역양자화회로(inverse quantization circuit)(Q-1)(22)에 제공된다. 이 역양자화회로(22)는 예를 들어, 전력을 증가시키기 위해 ＋0.5 dB, 감소시키기 위해 - 0.5 dB의 전력변경 신호를 출력한다. 이 출력된 신호는, 한 개의 샘플 지연회로(Z-1()(24)로부터 출력된 전류 전력 제어값에 가산되어, 새로운 전력 제어값을 형성한다. 선형 영역 변환회로(EXP)(25)에 의해서 선형영역에서의 전력 제어값으로 변환되어, 가변증폭기인 송신 전력 증폭기(A)(26)의 제어단자에 인가된다. 그것에 의해 기지국(1)으로 향하는 송신신호의 전력이 제어된다.
요약하면, 상기 처리에 있어서, 수신전력레벨과 목표전력레벨의 차를 1비트로 양자화하여 전송하고, 전송된 신호는 적분법을 이용하여 페이딩신호를 복원하고, 이 처리의 역(逆)의 특성으로 가변증폭기(26)를 제어함으로써 페이딩의 신호를 소거한다. 또, 이 처리는 페이딩신호가 단시간동안은 변동하지 않는다고 가정한다. 여기서, 페이딩 신호는 페이딩의 특성을 나타낸다. 이 페이딩 신호는 기지국의 수신전력 Pb대 이동국의 전송전력 Pm의 비, 즉, 페이딩 신호 X = (수신전력 Pb)/(전송전력 Pm)로서 정의된다. 이 페이딩 신호는 시간에 의해 변동함으로, 페이딩 신호의 함수는 X(n)로서 정의되고, 여기서, n은 시간을 나타낸다.
그러나, 이 가정 하에서는 전송 전력제어가 이동국의 고속 이동시 발생하는 급격한 페이딩의 변동을 추종할 수 없다.
또, 이동국측의 송신 전력 제어에는 기지국 측으로부터의 송신 전력 제어정보를 필요로 하지만, 기지국으로부터의 송신 전력 제어 정보가 이동국에 도달하기까지는 처리지연 기간이 존재한다. 처리지연이 커질수록 페이딩이 크게 발생하기 때문에, 이 경우도, 종래의 송신 전력 제어방법은 그러한 페이딩을 완전히 추종할 수 없어, 송신전력제어의 오차가 커질수록 통신품질은 열화한다고 하는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 안테나 전파로에서 페이딩의 변화를 추종할 수 있고, 예측된 페이딩에 필요한 전기전력을 이용하여 신호를 송신하는 무선통신 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명의 제 1관점에 따른 무선통신 시스템은 안테나 전파로를 통해서 수신장치에 제 1의 신호를 송신하는 송신장치와, 안테나 전파로를 통해서 페이딩의 영향을 받은 제 2의 신호를 수신하는 수신장치를 구비하고, 상기 송신장치는 수신장치에 의해서 통지된 현재 시간에서의 페이딩 상태 신호에 근거하여 특정시간후의 페이딩의 상태를 예측하기 위한 예측수단, 예측된 페이딩 상태에 근거하여 제 1신호를 증폭하기 위한 증폭수단 및, 제 1신호를 송신하기 위한 송신수단을 구비하고, 상기 수신장치는 제 2신호를 수신하기 위한 수신수단, 현재 시간에서의 페이딩의 상태를 나타내는 페이딩 상태 신호를 생성하기 위한 생성수단 및, 페이딩 상태 신호를 송신장치에 통지하기 위한 통지수단을 구비한다.
본 발명은 본 발명의 바람직한 실시예의 첨부도면과 본 명세서의 상세한 설명으로부터 보다 완전하게 이해할 수 있을 것이다. 그러나, 본 발명은 특정 실시예에 제한되지 않는다.
도 1은 제 1실시예의 통신 시스템의 구성을 나타내는 블록도.
도 2는 종래의 구성을 나타내는 블록도.
도 3은 제 1실시예의 양자화 회로의 처리설명용의 도표.
도 4는 제 1실시예의 스케일 적응회로의 처리설명용의 도표.
도 5는 제 1실시예의 역양자화회로의 처리설명용의 도표.
도 6은 한 개의 연립 방정식을 나타낸 도면.
도 7은 제 2실시예의 통신 시스템의 구성을 나타낸 블록도.
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1A,1B : 기지국 2B : 이동국
11 : 전력 측정회로 25 : 선형 영역 변환회로
26 : 송신 전력 증폭기 27,43,52,63 : 가산기
28,32 : 목표 레벨 유지부 30,50 : 전력 제어 정보 생성회로
31,53 : 감산기 33 : 양자화회로
34,42 : 스케일 적응회로 40 : 송신 전력 제어회로
41,61 : 역양자화회로 44,64 : 필터회로
45,65 : 예측 계수 산출회로 51 : 시간 D 지연회로
제 1실시예
이하, 본 발명에 따른 통신시스템 및 통신장치를 이동체 통신 시스템 기지국 및 이동국에 적용한 제 1실시예를 도면을 참조하면서 설명한다.
도 1은 제 1실시예의 이동 통신 시스템의 리버스 링크 전력 제어방법에 관한 전력제어를 나타낸 도면이다. 여기서, 도 2와 동일한 부분에는 동일한 참조부호를 부착한다.
우선, 기지국(1A)의 리버스 링크 전력 제어방법에 관한 전력제어 구성에 대해서 설명한다. 기지국(1A)은 이동국(2A)의 송신전력을 제어하기 위해, 디지털 복조기(10), 전력측정회로(POW)(11), 전력 제어 정보 생성회로(30) 및 디지털 변조기(16)를 구비한다.
디지털 복조기(10)에는 페이딩의 영향을 받은 이동국(2A)으로부터의 수신신호가 입력되어, 이 수신신호를 복조한다. 또한, 그 복조된 데이터 신호 RBS(i) (i는 샘플번호를 나타내는 0보다 큰 정수, 즉 심벌주기에 대응한 샘플번호)는, 복조된 데이터 신호의 처리부(미도시)뿐만 아니라, 전력측정회로(11)에도 제공된다.
전력측정회로(11)는 인코딩 데이터 신호 RBS(i)를 이용하여 수신레벨정보(이동국(2A)의 전송전력정보)의 전력P(n)[dB]를 측정한다. 전력측정회로(11)는 예를 들면, 디지털 복조기(10)를 통해서 정보심벌주기 32KHz마다 출력된 복조 데이터 신호RBS(i)를 입력신호라고 가정하고, 수학식 1에 나타낸 바와 같이 20샘플마다의 2승평균을 데시벨(dB)로 변환한 전력P(n)를 산출한다.
여기서, 평균적으로 20개의 샘플수는 송신전력 제어주기와 심벌주기에 의해 결정된다. 따라서, 송신전력 제어를 1.6KHz (32kHz/20)의 주기로 행한다. 또, n은 전력제어의 샘플시간을 나타낸다. 수학식 l에서의 합계 Σ는 (n - 1)×20 + 1에서 n×20까지 계산된다. 수신전력P(n)를 산출하기 위해, 무게평균(weighted mean) 또는 지수평활(exponential smoothing)을 사용한다.
전력제어 정보 생성회로(30)는 감산기(31), 목표 레벨 유지부(M)(32), 양자화회로(Q)(33) 및 스케일 적응회로(S)(34)로 구성되어 있다.
감산기(31) 및 목표 레벨 유지부(32)는 측정된 이동국의 송신전력P(n)부터 목표레벨 M[dB]를 감산하는 감산회로를 구성하고, 감산된 신호E(n)를 양자화회로(33)에 제공된다. 즉, 수학식 2에 나타낸 바와 같이, 수신전력P(n)과 목표전력M(n)의 차신호E(n) [dB]가 산출된다. 또, 통신품질이 허용범위에 유지되도록 목표전력M(n)이 결정되는데, 통상 고정값으로 결정된다. 기지국(1A) 및 이동국(2A)사이에 목표전력을 미리 송수신하는 통신 시스템도 있지만, 전력제어를 행할 때, 목표전력은 고정값으로 취급된다.
E(n)=P(n)-M(n)
양자화회로(33)는 스케일 적응회로(34)로부터의 스케일(양자화스텝)S(n)(후술한 것과 같이 차신호E(n)의 표준편차와 거의 같음)를 사용하여 분산이 1이 되도록 차신호E(n)를 정규화한다. 다음에, 도 3에 따라서, 양자화값PC(n)을 구하고, 송신전력 제어정보로서 스케일 적응회로(34) 및 디지털 변조기(16)에 출력한다. 여기서, '01'의 양자화 값 PC(n)는 이동국(2A)의 송신전력이 매우 큰 것을 의미하고, '00'의 양자화 값 PC(n)는 이동국(2A)의 송신전력이 큰 것을 의미하며, '01'의 양자화 값 PC(n)는 이동국(2A)의 송신전력이 작은 것을 의미하고, '11'의 양자화 값PC(n)은 이동국(2A)의 송신전력이 매우 작은 것을 의미한다.
스케일 적응회로(34)는 지금까지의 6개의 샘플의 양자화 값PC(n),…, PC(n-5)를 이용하여 스케일S(n+1)를 출력한다. 우선, 도 4에 따라서, 2비트의 양자화 값PC(n)을 정부(正負)의 크기를 나타내는 값 F(PC(n))로 변환한다. 그 후, 수학식 3에 따라서, 그 절대치의 평균m(n)을 구한다. 마지막으로, 수학식 4에 따라서, 다음 시간에서의 스케일S(n+1)를 구한다. 또, 수학식 3에서의 합계 Σ 는 0∼5에 관한 것이다.
스케일S(n)가 적당하면, 양자화 값 PC(n)의 계열은 4개의 부호를 임의로 취할 수 있다. 따라서, 절대치 평균m(n)은 1.5부근의 값을 취한다. 이 경우, 스케일S(n)는 차신호E(n)의 표준편차와 거의 같게 되어, 다음 시간의 스케일S(n+1)는 현재 시간의 스케일S(n)와 같게 되도록 갱신된다.
스케일S(n)가 표준편차보다 작은 경우, 양자화 값 PC(n)의 계열은 '01' 및 '1'의 값을 자주 취하므로, 절대치 평균m(n)은 1.5보다 크다. 따라서, 다음 시간의 스케일S(n+1)는 현재 시간의 스케일S(n)보다 크게 되도록 갱신된다.
반대로, 스케일S(n)가 차신호E(n)의 표준편차보다 큰 경우, 교체되는 동작에 의해 다음 시간의 스케일S(n+1)은 현재 시간에서의 스케일S(n)보다 작게 되도록 갱신된다.
상술한 바와 같이, 스케일S(n+1)는 항상 차신호E(n)의 표준편차와 같게 되도록 갱신된다.
게다가, 스케일의 갱신에 이용하는 샘플수(즉, 6개의 샘플)와 다음 시간의 스케일의 갱신량에 영향을 주는 수학식 4에서의 '4'와 같은 파라미터는 페이딩에 대한 전력제어의 추종 속도를 결정하고, 이 제 1실시예에서는 경험적으로 구한 값을 사용한다.
디지털 변조기(16)는 양자화회로(33)로부터 출력된 2비트의 양자화 값PC(n)을 송신전력 제어정보로서 송신데이터와 다중화한 후, 다중화된 값을 디지털 변조하여 이동국(2A)에 송신한다.
다음에, 이동국(2A)의 리버스 링크 전력 제어방법에 관한 전기전력 제어구성 및 그 동작에 관해서 설명한다.
이동국(2A)에서, 송신전력을 제어하기 위한 구성부분 중에서, 디지털 복조기(20), 송신 전력 제어회로(40), 목표레벨 유지부(M)(28), 가산기(27), 선형 영역 변환회로(25) 및 송신전력 증폭기(26)가 있다.
송신 전력 제어회로(40)는, 역양자화회로(Q-1)(41), 스케일 적응회로(S)(42), 가산기(43), 필터회로(P)(44) 및 예측계수 산출회로(AP)(45)로 구성되어 있다.
디지털 복조기(20)는, 기지국(1A)으로부터의 수신신호를 디지털 복조하고, 그 복조된 데이터 신호로부터 송신전력 제어주기(0.625msec=1/1.6kHz)마다 송신전력 제어정보로서의 2비트의 양자화 값 PC(n)의 계열을 분리하여, 스케일 적응회로(42) 및 역양자화회로(41)에 제공한다.
스케일 적응회로(42)는 기지국(1A)의 스케일 적응회로(34)와 같은 동작을 행하고, 과거의 6개 샘플의 양자화 값 PC(n-1),…, PC(n - 6)을 이용하여 스케일S(n)를 형성한 후, 역양자화회로(41)에 출력한다.
역양자화회로(41)는 디지털 복조기(20)로부터 출력된 양자화 값PC(n)과 스케일 적응회로(42)로부터 출력된 스케일S(n)로부터 도 5에 도시한 바와 같이, 기지국(1A)에서의 수신레벨과 목표레벨 사이의 차신호E(n)에 대응하는 역양자화된 차신호Eq(n)를 구하여, 가산기(43)에 출력한다.
필터회로(44)는 후술하는 가산기(43)로부터 주기적으로 출력된 시간n과 시간 n-p＋1 사이의 페이딩 신호의 복원신호 Xq(n), Xq(n-1),…, Xq(n-p＋1)와, 예측계수 산출회로(45)로부터 주어진 시간 n에서의 p개의 계수 A1(n), A2(n),…, Ap(n)를 이용하여, 수학식 5에 나타낸 바와 같이, 선형예측에 의해, 시간 n에서 다음시간 n＋1의 페이딩 신호의 예측신호 Xe(n＋1｜n)를 생성한다. 또, 필터회로(44)는 가산기(43)에 그 결과를 제공한다. 또, 수학식 5에서의 합계 Σ는 1∼p로부터 획득된 k에 관한 것이다.
Xe(n+1｜n)=-(ΣAk(n)×Xq(n-k＋1))
또, 필터회로(44)는, 수학식 5에 나타낸 페이딩 신호의 추정치를 이용하여, 수학식 6에 의해서 시간 n후에 시간 D를 나타내는 시간 n+D의 페이딩 신호의 추정치 Xe(n + D｜n)를 산출한 후, 가산기(27)에 출력한다. 수학식 6에서의 첫 번째의 합계 Σ는 1∼j로부터 획득된 k에 관한 것이고, 두 번째의 합계 Σ 는 j＋1∼p로부터 획득된 k에 관한 것이다. 여기서, j는 2∼D의 범위에 있다.
여기서, 시간 D는 기지국(1A)의 전력측정회로(11)가 전력을 측정한 후, 이동국(2A)의 송신전력 증폭기(26)의 증폭율이 변화하기까지의 처리지연에 해당하는 시간이도록 결정된다. 전파채널에 의한 전파지연은 기지국(1A) 또는 이동국(2A)에 의한 전파의 처리지연보다 매우 작다. 따라서, 이 시간D는 설계단계에서 거의 정확하게 결정될 수 있다. 또, 처리지연시간D의 대부분은 디지털 변조기(16)에 의해서, 송신데이터에, 송신전력 제어정보를 놓기 위한 대기시간이다.
예측계수 산출회로(45)는 필터회로(44)에 사용되는 선형 예측 계수A1(n), A2(n),…, Ap(n)를, 아래와 같이 생성한다.
예측계수 산출회로(45)는 페이딩의 복원신호 Xq(n), Xq(n - 1) 등에 근거하여, 수학식 7에 따라 자기상관 값 Rxx(0),Rxx(1),…, Rxx(p)를 산출한다. 수학식 7식에서, T는 0, 1, …, p이고, 합계 Σ 는 0∼63으로부터 획득된 k에 관한 것이다.
Rxx(T)=ΣXq(n-k)×Xq(n-k-T)/64
그 후, 예측 계수 산출회로(45)는 선형 예측법으로부터 유추된 수학식 8의 연립방정식을 풀어서, 예측계수Al(n)∼Ap(n)를 구한 후, 필터회로(44)에 제공한다.
또, 도 6의 연립방정식을 직접 해독하는 대신에, 연립방정식의 고속 해법으로서 알려져 있으며, 선형 예측 계수를 구하는 라빈손다빈법(Rabinson-Davin method) 및 베이그법(vague method)을 이용할 수 있다. 또, 처리량을 감소시키기 위해서 LMS(Least Mean Square) 알고리즘에 의한 계수의 갱신방법도 이용할 수 있다.
가산기(43)는 수학식 8에 나타낸 바와 같이, 필터회로(44)로부터의 다음시간 n＋1에서의 페이딩 신호의 예측값 Xe(n＋1｜n)과 역양자화회로(41)로부터의 시간 n＋1에서의 역양자화된 차신호 Eq(n+1)를 가산하여, 시간 n+1에서의 페이딩 신호의 복원신호 Xq(n＋1)를 필터회로(44) 및 예측계수 산출회로(45)에 출력한다.
Xq(n＋1)=Eq(n＋1)+Xe(n＋1｜n)
필터회로(44)로부터 출력된 시간 n＋D에서의 페이딩 신호의 추정치 Xe(n＋D｜n)는 가산기(27)에 제공된다. 가산기(27)는 이 추정치Xe(n＋D｜n)와 목표레벨 유지부(M)(28)에 유지되어 있는 목표전력 레벨M(n＋D)을 가산하여, 시간 n＋D에서 페이딩의 영향을 받은 송신신호 전력레벨을 산출한다.
그리고, 선형영역 변환회로(25)는 상술한 역의 특성으로 송신전력을 제어하도록 수학식 9에 따라서, 전기전력 레벨을 송신전력 증폭기(26)에서의 증폭율 A(n+D)를 나타내는 신호로 변환하고, 송신전력 증폭기(26)의 제어 단자에 그 신호를 인가한다. 선형영역 변환회로(25)전에 dB 표기의 값이 처리되기 때문에, 이 선형영역 변환회로(25)가 필요하다.
A(n＋D)=10((-Xe(n＋D｜n)＋M(n＋D))/10)
상술한 바와 같이, 제 1실시예에 의하면, 기지국에서의 전력측정으로부터 그 측정전력에 따른 이동국의 전력제어가 실행되기까지의 기간인 처리지연시간D를 고려하여, 이동국은 시간 n-D에서의 페이딩 신호X(n)의 추정치 Xe(n｜n-D)를 생성하여, 그 시간 n에서의 페이딩(거의 X(n)와 같음)을 억제하도록 송신전력제어를 행한다. 따라서, 제 1실시예의 통신장치는 이러한 예측없이 종래의 통신장치보다 정확하게 페이딩의 변화를 추종할 수 있어, 고품질의 통신을 제공할 수 있다.
또한, 전력 제어 정보로서, 종래보다 큰 2비트의 정보를 사용하여 예측정밀도를 향상시킬 수 있어, 상기 효과를 효율적으로 발휘할 수 있다. 비슷하게, 스케일을 적응가능하게 변화시킬 수 있어, 예측정밀도를 향상시킬 수 있다.
제 2실시예
다음에, 본 발명에 의한 제 2실시예의 통신장치 및 통신시스템을 도면을 참조하면서 설명한다.
도 7은, 이 제 2의 실시예의 이동체 통신시스템의 리버스 링크 전력 제어방법에 관한 전력제어 구성을 나타낸 블록도이고, 상술한 제 1실시예의 도 1과 동일하며 대응부분에는 동일한 참조부호를 부착한다.
제 2실시예의 이동국(2B)의 구성 및 기능은 제 1실시예의 이동국(2A)의 구성 및 기능과 동일하다. 따라서, 제 2실시예에서는 기지국(1B)에 관해서 상세히 설명한다.
제 2실시예의 기지국(1B)에 있어서, 전력 제어 정보 생성회로(50)의 내부구성은 제 1실시예의 기지국(1A)과 다르게 되어 있다. 이 전력 제어 정보 생성회로(50)는 제 1실시예의 전력 제어 정보 생성회로(30)의 구성요소에 덧붙여, 국부 송신 전력 제어회로(60), 시간 D 지연회로(51), 가산기(52) 및 감산기(53)를 구비하고, 목표레벨의 차신호의 부호화에 예측부호화를 도입한 것이다.
국부 송신 전력 제어회로(60)는 이동국(2B)의 송신 전력 제어회로(40)와 동일한 구성을 갖는다. 즉, 국부 송신 전력 제어회로(60)는 역양자화회로(Q-1)(61), 스케일 적응회로(S)(34), 가산기(63), 필터회로(P)(64) 및 예측 계수 산출회로(AP)(65)로 구성되고, 이동국(2B)의 송신 전력 제어회로(40)와 동일한 동작을 행한다.
또, 양자화회로(33)에 의해 사용되는 스케일 적응회로(34)는 국부 송신 전력 제어회로(60)의 구성요소 중의 하나이다.
국부 송신 전력 제어회로(60)는 형성한 시간 n에서 시간 n＋D의 페이딩 신호의 추정치 Xe(n＋D｜n)를 시간 D 지연회로(51)에 제공하는 동시에, 시간 n-1에서 시간 n의 페이딩 신호의 추정치 Xe(n｜n-1)를 제공한다.
시간 D 지연회로(51)는 입력신호를 시간 D만큼 지연시켜서 출력한다. 따라서, 시간 D 지연회로(51)에 페이딩 신호 추정치 Xe(n＋D｜n)가 입력되는 시간 n에서, 시간 D 지연회로(51)로부터 페이딩 신호 추정치 Xe(n｜n-D)가 출력되고, 이 페이딩 신호의 추정치 Xe(n｜n-D)가 가산기(52)에 제공된다.
다음에, 전력 측정회로(11)로부터의 출력 P(n)가 가산기(52)에 제공된다. 가산기(52)는, 시간 D 지연회로(51)로부터의 페이딩 신호의 추정치 Xe(n｜n-D)와 전력 측정회로(11)로부터의 출력 P(n)를 가산하고, 그 가산결과를 감산기(53)에 제공한다. 이 가산처리에 의해, 이동국(2B)에서의 전력 제어 신호 Xe(n｜n-D)가 소거된 후, 감산기(53)에 제공된다.
감산기(53)는 가산기(52)의 출력으로부터 예측한 시간 n에서 페이딩 신호의 추정치 Xe(n｜n-1)를 감산하고, 그 감산결과를 감산기(31)에 제공한다. 감산기(31) 이후의 처리는 제 1실시예와 동일하다.
상기 감산기(53)는 실제의 페이딩 신호와 그 추정치 사이의 감산을 수행하여, 페이딩의 영향이 거의 제거된 다이내믹 레인지(dynamic range)에서 나머지가 적은 것으로 된다. 따라서, 부호화시 그 양자화 오차는 적은 것으로 될 수 있다.
제 2실시예의 통신 시스템은 제 1실시예와 동일한 효과에 덧붙여 이하의 다른 효과를 나타낼 수 있다. 즉, 측정된 전기전력으로부터, 이동국(2B)에서의 예측처리에 근거한 전력제어분의 영향을 제거하고, 기지국(1B)에서의 예측처리에 의해서 페이딩의 영향을 제거한 후, 목표레벨과의 차이를 양자화하여, 양자화 오차를 저하시킨다. 이것에 의해 이동국(2B)에서의 페이딩 신호의 복원 및 예측정밀도가 향상된다. 따라서, 전파로의 실제의 상태, 즉 제어하에서 증폭된 구성요소없이 예측에 따라 수신된 신호를 받기 때문에, 제 2실시예의 통신 시스템은 제 1실시예의 통신 시스템과 비교하여 보다 정확하게 페이딩의 변화를 추종할 수 있다.
다른 실시예
상기 실시예는 양자화 부호에 대하여 2비트를 나타내지만, 다수의 비트를 이용할 수도 있다. 또, 양자화 스텝(스케일)은 고정된 것이 좋다.
또, 상기 실시예에서, 시간 n까지의 과거의 페이딩 신호의 변화를 1차함수 또는 2차 함수로 근사화할 수 있어, 시간 n에서 시간 D후의 페이딩 신호를 예측한다. 예를 들어, 1차함수 또는 2차함수에 대하여, 필터회로(44)를 이용하는 계수의 산출방법에, 최소 2승법(2乘法)이 적용된다.
본 발명은 TDMA 통신방식 및 FDMA 통신방식과 같은 다른 통신방식에 따른 이동체 통신 시스템에 적용될 수 있다. 또, 본 발명은 2개의 통신국이 양쪽 이동국인 통신 시스템과, 2개의 통신국이 양쪽 기지국인 통신시스템에도 적용될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 통신 시스템 및 통신장치에 있어서, 송신전력을 제어하는 제 2통신장치는 제 1통신장치로 전기전력을 측정하고 나서 제 2통신장치로 전력제어를 실행하기까지의 지연시간 D를 고려하여, 현재 시간으로부터 미래의 시간 D에서의 페이딩 신호의 추정값을 생성한다. 따라서, 그 미래의 시간에서 페이딩을 억제하도록 송신전력을 제어하여, 정확하게 페이딩의 변화를 추종할 수 있어, 고품질의 통신을 제공할 수 있다.

Claims (7)

  1. 안테나 전파로를 통해서 수신장치에 제 1신호를 송신하며, 수신장치에 의해서 통지된 현재 시간에서의 페이딩 상태 신호에 근거하여 특정 시간 주기후의 페이딩이 상태를 예측하기 위한 예측수단, 예측된 페이딩 상태에 근거하여 제 1신호를 증폭하기 위한 증폭수단 및, 제 1신호를 송신하기 위한 송신수단을 구비하는 송신장치와, 안테나 전파로를 통해서 페이딩의 영향을 받는 제 2신호를 수신하며, 상기 제 2신호를 수신하기 위한 수신수단, 현재 시간에서의 페이딩의 상태를 나타내는 페이딩 상태 신호를 생성하기 위한 생성수단 및, 페이딩 상태 신호를 송신장치에 통지하기 위한 통지수단을 구비한 수신장치로 구성된 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 특정한 시간 주기는 수신장치로부터 송신장치까지의 페이딩 상태 신호를 피드백하기 위한 시간과 같은 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 예측수단은 선형예측을 적용해서 현재 시간에서의 페이딩 상태 신호에 근거하여 특정한 시간 주기후의 페이딩의 상태를 예측하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 생성수단은 소수의 비트를 이용하여 페이딩 상태 신호를 양자화하기 위한 양자화수단을 포함하고, 상기 예측수단은 양자화된 페이딩 상태 신호에 대하여 역양자화를 실행하기 위한 역양자화수단을 포함한 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 생성수단은 양자화수단으로 양자화할 때, 페이딩 상태 신호의 양자화 스텝을 결정하기 위한 양자화 스텝 결정수단을 포함한 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 양자화 스텝 결정수단은 현재의 양자화 스텝이 양자화에 적합한지의 여부를 판정하여 양자화 스텝을 변경하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 생성수단은 예측된 페이딩의 상태에 근거하여 증폭수단에 의한 증폭에 대응하는 전기전력을 제 2신호의 전기전력으로부터 소거하기 위한 소거수단을 포함하고, 증폭수단에 의한 증폭에 관계없이 제 2신호에 근거하여 페이딩 상태 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100551868B1 (ko) * 2000-12-29 2006-02-13 엘지전자 주식회사 선형 예측계수를 이용한 전력제어 방법

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002516689A (ja) * 1998-06-03 2002-06-11 マシモ・コーポレイション ステレオパルスオキシメータ
US6208835B1 (en) * 1998-07-01 2001-03-27 Hughes Electronics Corporation Methods for enhancing service and reducing service cost in mobile satellite systems
US6256338B1 (en) * 1998-11-30 2001-07-03 Motorola, Inc. Method for determining fading correction factor in a communication system
EP1071306B1 (en) * 1999-07-23 2001-05-09 Alcatel Method of predicting the received power level at a base station of a CDMA network and base station implementing the method
US7415285B2 (en) 2001-09-27 2008-08-19 The Regents Of The University Of California Reducing power control errors in wireless communication system
US7391350B2 (en) * 2000-07-13 2008-06-24 The Regents Of The University Of California Adaptive multi-bit delta and sigma-delta modulation
US20020097686A1 (en) * 2000-11-20 2002-07-25 Qiu Robert C. Long-range prediction of fading signals for WCDMA high speed downlink packet access (HSDPA)
NO20053241L (no) * 2005-07-01 2007-01-02 Telenor Satellite Services As Kanaladaptiv pakkeoverforing

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1220867A (en) * 1983-07-18 1987-04-21 Northern Telecom Limited Adaptive differential pcm system with residual-driven adaptation of feedback predictor
US5257283A (en) * 1989-11-07 1993-10-26 Qualcomm Incorporated Spread spectrum transmitter power control method and system
US5093842A (en) * 1990-02-22 1992-03-03 Harris Corporation Mechanism for estimating Es/No from pseudo error measurements
US5535238A (en) * 1990-11-16 1996-07-09 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum adaptive power control communications system and method
WO1996005680A1 (fr) * 1994-08-08 1996-02-22 Ntt Mobile Communications Network Inc. Procede de detection de retard a prediction lineaire des ondes a modulation de phase differentielle (mdpd)
FR2737361B1 (fr) * 1995-07-25 1997-08-22 Alcatel Espace Procede de regulation d'une puissance d'un signal emis par une premiere station a destination d'une seconde station dans un reseau de telecommunications par satellite
US5719898A (en) * 1995-09-29 1998-02-17 Golden Bridge Technology, Inc. Fuzzy-logic spread-spectrum adaptive power control
JP2773721B2 (ja) * 1995-12-28 1998-07-09 日本電気株式会社 送信電力制御方式

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100551868B1 (ko) * 2000-12-29 2006-02-13 엘지전자 주식회사 선형 예측계수를 이용한 전력제어 방법

Also Published As

Publication number Publication date
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CA2217439A1 (en) 1998-04-14
CN1181666A (zh) 1998-05-13

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