JP2938289B2 - 同期検波回路 - Google Patents
同期検波回路Info
- Publication number
- JP2938289B2 JP2938289B2 JP4293359A JP29335992A JP2938289B2 JP 2938289 B2 JP2938289 B2 JP 2938289B2 JP 4293359 A JP4293359 A JP 4293359A JP 29335992 A JP29335992 A JP 29335992A JP 2938289 B2 JP2938289 B2 JP 2938289B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- signal
- inverse modulation
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル無線通信に利用
する。特に、時分割多重多元接続（ＴＤＭＡ,Time Divi
sion Multiple Accsess)における信号伝送効率の改善技
術に関する。
する。特に、時分割多重多元接続（ＴＤＭＡ,Time Divi
sion Multiple Accsess)における信号伝送効率の改善技
術に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル通信信号の、受信復調技術の一
つとして同期検波が広く知られている。その従来例を図
４を参照して説明する。図４は従来例装置のブロック構
成図およびバースト信号の構成図である。図４（ａ）に
示すように、入力端子１からＩＦ（中間周波数）帯にダ
ウンコンバートされた受信波が入力される。搬送波同期
回路２は、この受信波から搬送波成分を抽出する。乗算
器３は、受信波と搬送波成分とを乗算し、低域濾波器４
に入力する。低域濾波器４は、不要な高周波成分を除去
しベースバンド変調波成分を抽出する。判定回路５は、
このベースバンド変調波成分を入力として信号判定を行
い、出力端子６から信号判定値を出力する。
つとして同期検波が広く知られている。その従来例を図
４を参照して説明する。図４は従来例装置のブロック構
成図およびバースト信号の構成図である。図４（ａ）に
示すように、入力端子１からＩＦ（中間周波数）帯にダ
ウンコンバートされた受信波が入力される。搬送波同期
回路２は、この受信波から搬送波成分を抽出する。乗算
器３は、受信波と搬送波成分とを乗算し、低域濾波器４
に入力する。低域濾波器４は、不要な高周波成分を除去
しベースバンド変調波成分を抽出する。判定回路５は、
このベースバンド変調波成分を入力として信号判定を行
い、出力端子６から信号判定値を出力する。
【０００３】一方、デジタル通信の通信方式としてＴＤ
ＭＡが広く知られている。ＴＤＭＡのバースト構成を図
４（ｂ）に示す。バースト先頭には搬送波同期、クロッ
ク同期用にキャリア再生用信号およびタイミングクロッ
ク再生用信号が挿入されている。搬送波同期回路２は、
この搬送波再生用信号に相当する受信波をもとに搬送波
成分を抽出する。ユニークワードは、バースト同期用信
号であり、その後に情報ビットが続く。
ＭＡが広く知られている。ＴＤＭＡのバースト構成を図
４（ｂ）に示す。バースト先頭には搬送波同期、クロッ
ク同期用にキャリア再生用信号およびタイミングクロッ
ク再生用信号が挿入されている。搬送波同期回路２は、
この搬送波再生用信号に相当する受信波をもとに搬送波
成分を抽出する。ユニークワードは、バースト同期用信
号であり、その後に情報ビットが続く。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前述したキャリア再生
用信号が長くなると、実質的に送れる情報ビットが短く
なり伝送効率が悪くなる。従来の同期検波回路では、Ｃ
ＮＲ( 搬送波対雑音比,Carrier Noise Ratio) が悪いと
きでも搬送波同期を精度良く行うため搬送波再生用信号
を長くしなければならず、伝送効率が低下してしまう。
用信号が長くなると、実質的に送れる情報ビットが短く
なり伝送効率が悪くなる。従来の同期検波回路では、Ｃ
ＮＲ( 搬送波対雑音比,Carrier Noise Ratio) が悪いと
きでも搬送波同期を精度良く行うため搬送波再生用信号
を長くしなければならず、伝送効率が低下してしまう。
【０００５】本発明は、このような背景に行われたもの
であり受信側の装置で搬送波同期を必要とせず、これに
用いるバースト信号にもキャリア再生用信号を必要とせ
ず、伝送効率を改善できる同期検波回路を提供すること
を目的とする。
であり受信側の装置で搬送波同期を必要とせず、これに
用いるバースト信号にもキャリア再生用信号を必要とせ
ず、伝送効率を改善できる同期検波回路を提供すること
を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、バースト信号
が到来する入力端子と、この入力端子の信号から搬送波
周波数を再生する手段と、この手段により再生された搬
送波周波数の信号と前記入力端子の信号とを乗算する乗
算器と、この乗算器の出力信号が通過する低域濾波器
と、この低域濾波器の出力信号から変調信号を判定する
判定回路とを備えた同期検波回路である。
が到来する入力端子と、この入力端子の信号から搬送波
周波数を再生する手段と、この手段により再生された搬
送波周波数の信号と前記入力端子の信号とを乗算する乗
算器と、この乗算器の出力信号が通過する低域濾波器
と、この低域濾波器の出力信号から変調信号を判定する
判定回路とを備えた同期検波回路である。
【０００７】ここで、本発明の特徴とするところは前記
低域濾波器の出力信号をディジタル信号に変換するアナ
ログ・ディジタル変換回路と、このアナログ・ディジタ
ル変換回路の出力に対して、前記判定回路の状態遷移に
対応する複素シンボル系列候補で逆変調を施す逆変調回
路を含み、この逆変調回路出力の線形結合から推定誤差
信号を生成しその二乗値を出力する演算回路とを備え、
前記判定回路は、前記演算回路の出力が小さくなるよう
に判定出力を選択する構成であるところにある。
低域濾波器の出力信号をディジタル信号に変換するアナ
ログ・ディジタル変換回路と、このアナログ・ディジタ
ル変換回路の出力に対して、前記判定回路の状態遷移に
対応する複素シンボル系列候補で逆変調を施す逆変調回
路を含み、この逆変調回路出力の線形結合から推定誤差
信号を生成しその二乗値を出力する演算回路とを備え、
前記判定回路は、前記演算回路の出力が小さくなるよう
に判定出力を選択する構成であるところにある。
【０００８】前記判定回路は、ビタビアルゴリズムによ
る判定回路であり、前記出力が最小となる前記複素シン
ボル系列候補を最尤系列とする手段を含むことが望まし
い。
る判定回路であり、前記出力が最小となる前記複素シン
ボル系列候補を最尤系列とする手段を含むことが望まし
い。
【０００９】前記演算回路は、前記アナログ・ディジタ
ル変換回路の現時点の出力に対する逆変調回路と、１ま
たは数タイミング前の過去時点の出力に対する逆変調回
路と、その過去時点の出力に対する逆変調回路の出力の
線形結合をその現時点の出力に対する逆変調回路の出力
から差し引く減算回路と、この減算回路の出力を前記推
定誤差信号として二乗する回路とを備え、この二乗する
回路の出力を前記演算回路の出力とすることが望まし
い。
ル変換回路の現時点の出力に対する逆変調回路と、１ま
たは数タイミング前の過去時点の出力に対する逆変調回
路と、その過去時点の出力に対する逆変調回路の出力の
線形結合をその現時点の出力に対する逆変調回路の出力
から差し引く減算回路と、この減算回路の出力を前記推
定誤差信号として二乗する回路とを備え、この二乗する
回路の出力を前記演算回路の出力とすることが望まし
い。
【００１０】
【作用】入力された信号から搬送波成分を抽出し、その
周波数で搬送波周波数再生回路を起動させ、この搬送波
周波数再生回路で発生した信号を受信された信号と乗算
する。このとき、再生搬送波の周波数は受信搬送波に同
期しているが、位相は不確定である。
周波数で搬送波周波数再生回路を起動させ、この搬送波
周波数再生回路で発生した信号を受信された信号と乗算
する。このとき、再生搬送波の周波数は受信搬送波に同
期しているが、位相は不確定である。
【００１１】低域濾波器で高周波成分を除去してベース
バンド変調波成分を抽出し、これをビタビアルゴリズム
を用いる判定回路に入力して信号判定値を出力する。
バンド変調波成分を抽出し、これをビタビアルゴリズム
を用いる判定回路に入力して信号判定値を出力する。
【００１２】このベースバンド変調波成分はアナログ・
ディジタル回路に分岐入力され、変調波のシンボル周期
であるサンプリング周期Ｔでサンプリングされる。これ
はこれより後段でディジタル処理を行うためのものであ
る。
ディジタル回路に分岐入力され、変調波のシンボル周期
であるサンプリング周期Ｔでサンプリングされる。これ
はこれより後段でディジタル処理を行うためのものであ
る。
【００１３】このサンプリングされた信号は、判定回路
のビタビアルゴリズムの状態遷移に対応する複素シンボ
ル系列により逆変調される。さらに、現時点よりもＴ周
期および２Ｔ周期など過去のサンプリングされた信号
も、それぞれビタビアルゴリズムのＴ周期前および２Ｔ
周期前などそれぞれの状態遷移に対応する複素シンボル
系列により逆変調される。
のビタビアルゴリズムの状態遷移に対応する複素シンボ
ル系列により逆変調される。さらに、現時点よりもＴ周
期および２Ｔ周期など過去のサンプリングされた信号
も、それぞれビタビアルゴリズムのＴ周期前および２Ｔ
周期前などそれぞれの状態遷移に対応する複素シンボル
系列により逆変調される。
【００１４】この現時点での逆変調信号と過去の逆変調
信号の線形結合との差を取る。その差が零に近ければ状
態遷移に対応する複素シンボル系列は送信シンボル系列
と一致していることになる。また、反対にその差が大き
ければ大きいほど状態遷移に対応する複素シンボル系列
は送信シンボル系列と異なっていることになる。
信号の線形結合との差を取る。その差が零に近ければ状
態遷移に対応する複素シンボル系列は送信シンボル系列
と一致していることになる。また、反対にその差が大き
ければ大きいほど状態遷移に対応する複素シンボル系列
は送信シンボル系列と異なっていることになる。
【００１５】したがって、この差を２乗し出力電力に比
例する値として、常に正の値として判定回路に入力す
る。この信号はビタビアルゴリズムにおける尤度を示す
指標となり、判定回路はこの信号を参照してこの信号の
累積値が最小となるときを最尤としてシンボル候補を選
択する。
例する値として、常に正の値として判定回路に入力す
る。この信号はビタビアルゴリズムにおける尤度を示す
指標となり、判定回路はこの信号を参照してこの信号の
累積値が最小となるときを最尤としてシンボル候補を選
択する。
【００１６】これにより、再生搬送波の同期がなくとも
最尤判定による信号判定が行えるので、送信信号に搬送
波同期情報を必要としない信号を用いることができると
ともに、受信装置の搬送波位相同期のための回路は不要
となる。
最尤判定による信号判定が行えるので、送信信号に搬送
波同期情報を必要としない信号を用いることができると
ともに、受信装置の搬送波位相同期のための回路は不要
となる。
【００１７】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例のブロック構成図である。
【００１８】本発明は、バースト信号が到来する入力端
子１と、この入力端子１の信号から搬送波周波数を再生
する手段として搬送波周波数再生回路８と、この搬送波
周波数再生回路８により再生された搬送波周波数の信号
と入力端子１の信号とを乗算する乗算器３と、この乗算
器３の出力信号が通過する低域濾波器４と、この低域濾
波器４の出力信号から変調信号をビタビアルゴリズムを
用いて判定する判定回路５とを備えた同期検波回路であ
る。
子１と、この入力端子１の信号から搬送波周波数を再生
する手段として搬送波周波数再生回路８と、この搬送波
周波数再生回路８により再生された搬送波周波数の信号
と入力端子１の信号とを乗算する乗算器３と、この乗算
器３の出力信号が通過する低域濾波器４と、この低域濾
波器４の出力信号から変調信号をビタビアルゴリズムを
用いて判定する判定回路５とを備えた同期検波回路であ
る。
【００１９】ここで、本発明の特徴とするところは低域
濾波器４の出力信号をディジタル信号に変換するアナロ
グ・ディジタル変換回路１１と、このアナログ・ディジ
タル変換回路１１の出力に対して、判定回路５の状態遷
移に対応する複素シンボル系列で逆変調を施す逆変調回
路を含むブランチメトリック演算回路１２とを備え、判
定回路５は、このブランチメトリック演算回路１２が出
力する推定誤差の２乗が小さくなるように判定出力を選
択する構成であるところにある。
濾波器４の出力信号をディジタル信号に変換するアナロ
グ・ディジタル変換回路１１と、このアナログ・ディジ
タル変換回路１１の出力に対して、判定回路５の状態遷
移に対応する複素シンボル系列で逆変調を施す逆変調回
路を含むブランチメトリック演算回路１２とを備え、判
定回路５は、このブランチメトリック演算回路１２が出
力する推定誤差の２乗が小さくなるように判定出力を選
択する構成であるところにある。
【００２０】次に、本発明実施例の動作を説明する。入
力端子１からＩＦ（中間周波数）帯にダウンコンバート
された受信波が入力される。搬送波周波数再生回路８
は、この受信波から搬送波周波数成分を抽出する。乗算
器３は、受信波と搬送波周波数成分を乗算し、低域濾波
器４に入力する。低域濾波器４は、乗算器３の出力から
不要な高周波成分を除去しベースバンド変調波成分を抽
出する。アナログ・ディジタル変換回路１１は、このベ
ースバンド変調成分を変調波のシンボル周期Ｔでサンプ
リングを行い、デジタル信号に変換してブランチメトリ
ック演算回路１２に入力する。ここで搬送波周波数再生
回路８、乗算器３と低域濾波器４は準同期検波回路９の
構成要素であり、アナログ・ディジタル変換回路１１の
出力信号は、準同期検波信号のサンプリング値に相当す
る。ブランチメトリック演算回路１２は、準同期検波信
号のサンプリング値系列と、判定回路５が出力する状態
遷移に対応する複素シンボル系列をバス７を介して入力
し、搬送波同期の指標となる推定誤差信号を出力する。
判定回路５は、この推定誤差信号の２乗を入力として状
態推定を行い、前述の状態遷移に対応する複素シンボル
系列と信号判定値を出力する。信号判定値は出力端子６
から出力される。
力端子１からＩＦ（中間周波数）帯にダウンコンバート
された受信波が入力される。搬送波周波数再生回路８
は、この受信波から搬送波周波数成分を抽出する。乗算
器３は、受信波と搬送波周波数成分を乗算し、低域濾波
器４に入力する。低域濾波器４は、乗算器３の出力から
不要な高周波成分を除去しベースバンド変調波成分を抽
出する。アナログ・ディジタル変換回路１１は、このベ
ースバンド変調成分を変調波のシンボル周期Ｔでサンプ
リングを行い、デジタル信号に変換してブランチメトリ
ック演算回路１２に入力する。ここで搬送波周波数再生
回路８、乗算器３と低域濾波器４は準同期検波回路９の
構成要素であり、アナログ・ディジタル変換回路１１の
出力信号は、準同期検波信号のサンプリング値に相当す
る。ブランチメトリック演算回路１２は、準同期検波信
号のサンプリング値系列と、判定回路５が出力する状態
遷移に対応する複素シンボル系列をバス７を介して入力
し、搬送波同期の指標となる推定誤差信号を出力する。
判定回路５は、この推定誤差信号の２乗を入力として状
態推定を行い、前述の状態遷移に対応する複素シンボル
系列と信号判定値を出力する。信号判定値は出力端子６
から出力される。
【００２１】図２にブランチメトリック演算回路１２の
構成を示す。入力端子１５から準同期検波信号のサンプ
リング値ｙs (k) が入力される。以下では信号を全て、
同相成分が実部に、直交成分が虚数に対応する複素表示
で表す。ｙs (k) は送信複素シンボルをａ(k) とする
と、 ｙs (k) ＝ａ(k) ｈ(k) ＋ｎ(k) と表現できる。ここで変調方式はＱＡＭ(Quadrature Am
plitude Modulation) 方式とした。ｈ(k) は搬送波成
分、ｎ(k) は雑音成分であり、低域濾波器４を通過した
白色雑音である。
構成を示す。入力端子１５から準同期検波信号のサンプ
リング値ｙs (k) が入力される。以下では信号を全て、
同相成分が実部に、直交成分が虚数に対応する複素表示
で表す。ｙs (k) は送信複素シンボルをａ(k) とする
と、 ｙs (k) ＝ａ(k) ｈ(k) ＋ｎ(k) と表現できる。ここで変調方式はＱＡＭ(Quadrature Am
plitude Modulation) 方式とした。ｈ(k) は搬送波成
分、ｎ(k) は雑音成分であり、低域濾波器４を通過した
白色雑音である。
【００２２】ｙs (k) は遅延素子１６および１７からな
るシフトレジスタ２７に入力され、Ｔごとに遅延した準
同期検波信号のサンプリング値がシフトレジスタ２７か
ら出力される。準同期検波信号のサンプリング値系列ｙ
s (k) 、ｙs (k−1)、ｙs (k−2)は逆変調回路１８、１
９、２０に入力され、入力端子２８から入力される状態
遷移に対応する複素シンボル系列候補ａm (k) 、ａm (k
−1)、ａm (k−2)で逆変調される。逆変調波信号をｚm
(k) とすると、 ｚm (k) ＝ｙs (k) ／ａm (k) ＝（ａ(k) ／ａm (k) ）ｈ(k) ＋ｎ(k) ／ａm (k) となる。雑音成分のレベルが小さく、ａm (k) がａ(k)
に一致するときｚm (k)は搬送波成分ｈ(k) にほぼ一致
する。現時点をｋとすると、現時点より過去の逆変調波
信号系列ｚm (k−1)、ｚm (k−2)の線形結合は、乗算器
２１、２２および加算回路２３により求められる。乗算
器２１、２２に設定されている線形結合の定数Ｗ1 、Ｗ
2 は、固定しておき時間的に変化させない。ここでの線
形結合は、逆変調波信号の線形予測フィルタリングと等
価である。例えば搬送波成分ｈ(k)が時間的に変化しな
いと仮定するときには、乗算器２１、２２に設定する定
数をすべて１／２にする。すなわち、過去の逆変調波信
号を平均することにより、現時点の逆変調波信号成分を
予測する。搬送波成分ｈ(k) が時間的に変動する場合に
は、過去の逆変調波信号の重み付けを小さくするように
平均して変動に追従できにようにする。例えば、ｚm (k
−k 1 ) の重み付け定数をλk1-1／（１−λ）と設定す
る方法もある。ただし、０＜λ≦１である。
るシフトレジスタ２７に入力され、Ｔごとに遅延した準
同期検波信号のサンプリング値がシフトレジスタ２７か
ら出力される。準同期検波信号のサンプリング値系列ｙ
s (k) 、ｙs (k−1)、ｙs (k−2)は逆変調回路１８、１
９、２０に入力され、入力端子２８から入力される状態
遷移に対応する複素シンボル系列候補ａm (k) 、ａm (k
−1)、ａm (k−2)で逆変調される。逆変調波信号をｚm
(k) とすると、 ｚm (k) ＝ｙs (k) ／ａm (k) ＝（ａ(k) ／ａm (k) ）ｈ(k) ＋ｎ(k) ／ａm (k) となる。雑音成分のレベルが小さく、ａm (k) がａ(k)
に一致するときｚm (k)は搬送波成分ｈ(k) にほぼ一致
する。現時点をｋとすると、現時点より過去の逆変調波
信号系列ｚm (k−1)、ｚm (k−2)の線形結合は、乗算器
２１、２２および加算回路２３により求められる。乗算
器２１、２２に設定されている線形結合の定数Ｗ1 、Ｗ
2 は、固定しておき時間的に変化させない。ここでの線
形結合は、逆変調波信号の線形予測フィルタリングと等
価である。例えば搬送波成分ｈ(k)が時間的に変化しな
いと仮定するときには、乗算器２１、２２に設定する定
数をすべて１／２にする。すなわち、過去の逆変調波信
号を平均することにより、現時点の逆変調波信号成分を
予測する。搬送波成分ｈ(k) が時間的に変動する場合に
は、過去の逆変調波信号の重み付けを小さくするように
平均して変動に追従できにようにする。例えば、ｚm (k
−k 1 ) の重み付け定数をλk1-1／（１−λ）と設定す
る方法もある。ただし、０＜λ≦１である。
【００２３】減算回路２４は、現時点の逆変調波信号ｚ
m (k) から過去の逆変調波信号の線形結合を差し引き推
定誤差信号を出力する。２乗演算回路２５は推定誤差信
号の２乗を計算し、常に正の値として出力端子２６から
出力する。
m (k) から過去の逆変調波信号の線形結合を差し引き推
定誤差信号を出力する。２乗演算回路２５は推定誤差信
号の２乗を計算し、常に正の値として出力端子２６から
出力する。
【００２４】次に、判定回路５の動作を説明する。判定
回路５は、最尤系列推定(Maximum Likelihood Sequence
Estimation:MLSE) により状態推定を行い信号判定をす
る。ＭＬＳＥとは、すべての可能性のあるシンボル系列
に対して尤度を計算し、その値がもっとも大きい符号系
列を信号判定値とする推定方法である。シンボル系列が
長くなると、可能性のあるすべてのシンボル系列の数は
指定関数的に増大する。そこで系列数を減らして演算量
を抑えるアルゴリズムとしてビタビアルゴリズムが知ら
れている。判定回路５は、ビタビアルゴリズムによりＭ
ＬＳＥを行う。
回路５は、最尤系列推定(Maximum Likelihood Sequence
Estimation:MLSE) により状態推定を行い信号判定をす
る。ＭＬＳＥとは、すべての可能性のあるシンボル系列
に対して尤度を計算し、その値がもっとも大きい符号系
列を信号判定値とする推定方法である。シンボル系列が
長くなると、可能性のあるすべてのシンボル系列の数は
指定関数的に増大する。そこで系列数を減らして演算量
を抑えるアルゴリズムとしてビタビアルゴリズムが知ら
れている。判定回路５は、ビタビアルゴリズムによりＭ
ＬＳＥを行う。
【００２５】本発明実施例におけるビタビアルゴリズム
についてＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying) 変調を
例に説明する。まず状態について説明する。考慮する過
去の逆変調波信号は現時点から２Ｔ過去までなので、
｛ａm (k-1) 、ａm (k-2) ｝を状態と呼ぶ。この場合、
状態数は２2 ＝４となる。以下では時刻ｉにおける状態
をσ S i と表す。なお、Ｓは個々の状態を表す自然数
で、１から状態数までの値をとるものとする。シンボル
系列はこの状態を用いて記述することができる。図３に
状態遷移図（トレリス図）を示す。時点がＫからＫ＋１
に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、ａ( Ｋ＋1 ）
に対する複素シンボル候補ａm （Ｋ＋１）の値に依存す
るので１つの状態から２通りの遷移が起きる。図３に示
すように、１つの状態から２つの状態へと分岐し、また
２つの状態から１つの状態に合流する。合流する２つの
遷移から１つの遷移を選択するため、状態σS' i-1 から
σS iへの遷移に対応した遷移メトリックＪi (
σS i ，σS' i-1 ）を用いる。状態σS' i-1 からσS i
への遷移における遷移メトリックは、遷移ごとのブラン
チメトリックＢＲ( σS i ，σS' i-1 ）を用いて、 Ｊi ( σS i ，σS' i-1 ）＝Ｊi-1 ( σS' i-1 ）＋ＢＲ( σS i ，σS' i-1 ） で算出される。ただし、
についてＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying) 変調を
例に説明する。まず状態について説明する。考慮する過
去の逆変調波信号は現時点から２Ｔ過去までなので、
｛ａm (k-1) 、ａm (k-2) ｝を状態と呼ぶ。この場合、
状態数は２2 ＝４となる。以下では時刻ｉにおける状態
をσ S i と表す。なお、Ｓは個々の状態を表す自然数
で、１から状態数までの値をとるものとする。シンボル
系列はこの状態を用いて記述することができる。図３に
状態遷移図（トレリス図）を示す。時点がＫからＫ＋１
に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、ａ( Ｋ＋1 ）
に対する複素シンボル候補ａm （Ｋ＋１）の値に依存す
るので１つの状態から２通りの遷移が起きる。図３に示
すように、１つの状態から２つの状態へと分岐し、また
２つの状態から１つの状態に合流する。合流する２つの
遷移から１つの遷移を選択するため、状態σS' i-1 から
σS iへの遷移に対応した遷移メトリックＪi (
σS i ，σS' i-1 ）を用いる。状態σS' i-1 からσS i
への遷移における遷移メトリックは、遷移ごとのブラン
チメトリックＢＲ( σS i ，σS' i-1 ）を用いて、 Ｊi ( σS i ，σS' i-1 ）＝Ｊi-1 ( σS' i-1 ）＋ＢＲ( σS i ，σS' i-1 ） で算出される。ただし、
【００２６】
【数１】 （Ｌ＝シフトレジスタ段数）である。この式の意味につ
いて説明すると、現時点の逆変調信号を過去の逆変調信
号の線形結合で推定し、その推定誤差信号が右辺の絶対
値の中身である。複素シンボル系列候補が正しいのであ
れば、この推定誤差信号の絶対値二乗は小さくなり、雑
音信号の電力程度になる。Ｊi-1 ( σS' i-1 ) は時点ｉ
−１におけるパスメトリックであり、尤度に対応してい
る。状態遷移σS' i-1 →σS i に対する複素シンボル系
列候補はａm （ｉ−２）、ａm （ｉ−１）、ａm (i) で
表される。ビタビアルゴリズムでは、合流する２つの遷
移に対応したＪi ( σS i ，σS' i-1 ) を比較して大き
い方の遷移を選択し、その選択された遷移の遷移メトリ
ックを時点ｉにおけるパスメトリックＪi ( σS i ）に
する。そして選択された遷移にリンクする状態の時系列
（パス）のみを最尤系列候補として残す。従って、状態
の数だけパスが生き残る。このパスは生き残りパスと呼
ばれている。すべての生き残りパスが過去のある時点で
合流するなら、その時点での状態が決定できるので信号
判定を行う。しかし合流しないなら信号判定は先送りす
る。以上この操作を繰り返す。なお、メモリの制約上、
状態の時系列は過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔまでしか記憶せ
ず、過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔの時点で生き残りパスが合流
しないなら現時点で最大尤度となるパス、つまりパスメ
トリック最大のパスに基づいて信号判定を行う。このと
き判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したものであ
り、このＤＴを判定遅延時間という(G,Ungerboeck,"Ada
ptive maximum likelihood receiver for carrier-modu
lated data-transmission systems ,"IEEE Trans,Commu
n,vol,COM-22,pp,624-636,1974) 。ただし、Ｄ≧Ｌであ
る。このようにビタビアルゴリズムは、シンボル系列候
補を状態を用いて表現し、状態推定を行うことにより信
号判定を行う。なお、ビタビアルゴリズムの初期の状態
は、図４（ｂ）に示したユニークワードに基づき決定す
る。
いて説明すると、現時点の逆変調信号を過去の逆変調信
号の線形結合で推定し、その推定誤差信号が右辺の絶対
値の中身である。複素シンボル系列候補が正しいのであ
れば、この推定誤差信号の絶対値二乗は小さくなり、雑
音信号の電力程度になる。Ｊi-1 ( σS' i-1 ) は時点ｉ
−１におけるパスメトリックであり、尤度に対応してい
る。状態遷移σS' i-1 →σS i に対する複素シンボル系
列候補はａm （ｉ−２）、ａm （ｉ−１）、ａm (i) で
表される。ビタビアルゴリズムでは、合流する２つの遷
移に対応したＪi ( σS i ，σS' i-1 ) を比較して大き
い方の遷移を選択し、その選択された遷移の遷移メトリ
ックを時点ｉにおけるパスメトリックＪi ( σS i ）に
する。そして選択された遷移にリンクする状態の時系列
（パス）のみを最尤系列候補として残す。従って、状態
の数だけパスが生き残る。このパスは生き残りパスと呼
ばれている。すべての生き残りパスが過去のある時点で
合流するなら、その時点での状態が決定できるので信号
判定を行う。しかし合流しないなら信号判定は先送りす
る。以上この操作を繰り返す。なお、メモリの制約上、
状態の時系列は過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔまでしか記憶せ
ず、過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔの時点で生き残りパスが合流
しないなら現時点で最大尤度となるパス、つまりパスメ
トリック最大のパスに基づいて信号判定を行う。このと
き判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したものであ
り、このＤＴを判定遅延時間という(G,Ungerboeck,"Ada
ptive maximum likelihood receiver for carrier-modu
lated data-transmission systems ,"IEEE Trans,Commu
n,vol,COM-22,pp,624-636,1974) 。ただし、Ｄ≧Ｌであ
る。このようにビタビアルゴリズムは、シンボル系列候
補を状態を用いて表現し、状態推定を行うことにより信
号判定を行う。なお、ビタビアルゴリズムの初期の状態
は、図４（ｂ）に示したユニークワードに基づき決定す
る。
【００２７】以上説明したように、本発明は信号判定を
ビタビアルゴリズムに基づいて行い、かつビタビアルゴ
リズムの状態遷移に基づき搬送波成分を予測するので、
搬送波位相同期を行う必要がない。すなわち、搬送波同
期用信号を必要とせず、バーストの伝送効率を上げるこ
とができる。
ビタビアルゴリズムに基づいて行い、かつビタビアルゴ
リズムの状態遷移に基づき搬送波成分を予測するので、
搬送波位相同期を行う必要がない。すなわち、搬送波同
期用信号を必要とせず、バーストの伝送効率を上げるこ
とができる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば信
号判定に伴い搬送波位相を予測するので、搬送波位相同
期を行う必要がない。すなわち、通信に用いるバースト
信号に搬送波同期用の情報を必要としないので、バース
ト信号の伝送効率を上げることができるとともに、受信
装置の位相同期回路を不要とすることができる。
号判定に伴い搬送波位相を予測するので、搬送波位相同
期を行う必要がない。すなわち、通信に用いるバースト
信号に搬送波同期用の情報を必要としないので、バース
ト信号の伝送効率を上げることができるとともに、受信
装置の位相同期回路を不要とすることができる。
【図１】本発明実施例のブロック構成図。
【図２】ブランチメトリック回路の構成図。
【図３】状態遷移図を示す図。
【図４】従来例装置のブロック構成図およびバースト信
号の構成図。
号の構成図。
１、１５、２８ 入力端子 ２ 搬送波同期回路 ３ 乗算器 ４ 低域濾波器 ５ 判定回路 ６、２６ 出力端子 ７ バス ８ 搬送波周波数再生回路 ９ 準同期検波回路 １１ アナログ・ディジタル変換回路 １２ ブランチメトリック演算回路 １６、１７ 遅延素子 １８、１９、２０ 逆変調回路 ２１、２２ 乗算器 ２３ 加算回路 ２４ 減算回路 ２５ ２乗演算回路 ２７ シフトレジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】 バースト信号が到来する入力端子と、こ
の入力端子の信号から搬送波周波数を再生する手段と、
この手段により再生された搬送波周波数の信号と前記入
力端子の信号とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力
信号が通過する低域濾波器と、この低域濾波器の出力信
号から変調信号を判定する判定回路とを備えた同期検波
回路において、 前記低域濾波器の出力信号をディジタル信号に変換する
アナログ・ディジタル変換回路と、 このアナログ・ディジタル変換回路の出力に対して、前
記判定回路の状態遷移に対応する複素シンボル系列候補
で逆変調を施す逆変調回路を含み、この逆変調回路出力
の線形結合から推定誤差信号を生成しその二乗値を出力
する演算回路とを備え、 前記判定回路は、前記演算回路の出力が小さくなるよう
に判定出力を選択する構成であることを特徴とする同期
検波回路。 - 【請求項２】 前記判定回路は、ビタビアルゴリズムに
よる判定回路であり、前記出力が最小となる前記複素シ
ンボル系列候補を最尤系列とする手段を含む請求項１記
載の同期検波回路。 - 【請求項３】 前記演算回路は、前記アナログ・ディジ
タル変換回路の現時点の出力に対する逆変調回路と、１
または数タイミング前の過去時点の出力に対する逆変調
回路と、その過去時点の出力に対する逆変調回路の出力
の線形結合をその現時点の出力に対する逆変調回路の出
力から差し引く減算回路と、この減算回路の出力を前記
推定誤差信号として二乗する回路とを備え、この二乗す
る回路の出力を前記演算回路の出力とする請求項１また
は２記載の同期検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4293359A JP2938289B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4293359A JP2938289B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 同期検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06152670A JPH06152670A (ja) | 1994-05-31 |
| JP2938289B2 true JP2938289B2 (ja) | 1999-08-23 |
Family
ID=17793774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4293359A Expired - Fee Related JP2938289B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 同期検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2938289B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69531928T2 (de) * | 1994-06-23 | 2004-07-22 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung und verfahren zur synchronen detektion |
| EP0723353B1 (en) * | 1994-08-08 | 2004-02-18 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Dpsk wave linear prediction delay detection method |
-
1992
- 1992-10-30 JP JP4293359A patent/JP2938289B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06152670A (ja) | 1994-05-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5774504A (en) | Equalization and decoding for digital communication channel | |
| EP0594551B1 (en) | Bidirectional demodulation method and apparatus | |
| US6650718B1 (en) | Timing reproducer and demodulator comprising this | |
| JP4555403B2 (ja) | ディジタル伝送装置の受信機のための状態削減シーケンス推定法によるイコライザ | |
| JP2683665B2 (ja) | 最尤系列推定装置 | |
| EP0763286A1 (en) | Diversity receiver for signals with multipath time dispersion | |
| EP0593763B1 (en) | Maximum likelihood decoding method and device thereof | |
| EP1013037A1 (en) | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals | |
| EP0716527B1 (en) | Maximum likelihood decoding and synchronous detecting method | |
| WO2000039972A1 (en) | Enhanced method for adaptive equalization technique in mobile wireless systems | |
| JPS6341264B2 (ja) | ||
| JPH0969862A (ja) | ディジタル無線通信受信機 | |
| US5892803A (en) | Determination of symbol sample timing using soft decisions | |
| JP2938289B2 (ja) | 同期検波回路 | |
| US8355479B2 (en) | Signal processing apparatus and signal processing method | |
| JP2938297B2 (ja) | 同期検波回路 | |
| JP2966673B2 (ja) | ダイバーシチ形同期検波回路 | |
| JPH09214574A (ja) | データ同期装置の位相検出器およびその動作方法 | |
| JPH06216959A (ja) | 同期検波回路 | |
| JP3111680B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP2000022771A (ja) | フォールバックモードにおける受信方法および受信器 | |
| US6292510B1 (en) | Automatic equalization method and automatic equalizer | |
| KR100438519B1 (ko) | 순방향 구조로 심볼 타이밍을 추정하는 수신 시스템 및 그타이밍 추정방법 | |
| JP3971048B2 (ja) | クロック位相誤差検出回路およびクロック位相誤差検出方法 | |
| JP3183456B2 (ja) | クロック再生回路及びこれを用いた受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |