CN1339215A - 利用查表代替乘法运算的最大似然序列估计 - Google Patents

Abstract

本发明包括存在符号干扰失真时对以M元(M－ary)调制所调制的无线电信号进行解调。本发明提出一种方法,用于减少最大似然序列估计(MLSE)均衡器对以M元调制所调制的信号进行解调时所需乘法运算的次数。在本发明的示例性实施例中,通过预计算确定分支量度所需的某些值并把这些值存储在乘积表中来减少乘法运算的次数。需要进行分支量度计算时,无论是Euclidean分支量度计算还是Ungerboeck分支量度计算,某些乘法运算都可以用简单的查表操作来代替,因而增加了系统的功效和速度。任何对以M元调制所调制的信号进行解调的接收机都可以使用本发明。由此得到的解调器的复杂度低于现有解调器的复杂度。

Description

利用查表代替乘法运算的最大似然序列估计

发明背景：

数字无线通信系统被用于在多个位置间传输各种信息。由于数字通信，信息为通信目的而转换为数字或二进制形式，称之为比特。发射机把这类比特流映射为调制符号流，数字接收机可以检测到这些符号流并把它们映射回比特和信息。

在数字通信中，无线环境中有很多阻碍成功通信的困难。一个困难是由于信号的多径传输而导致的信号幅度衰落。结果，到达接收机天线的信号影像的相位并不相同。这种类型的衰落称为Rayleigh衰落或快衰落。当信号发生衰落时，信噪比变低，导致通信链路的质量下降。

当多条信号路径长度差别很大时会产生另一个问题。这种情况下会发生时间扩散，其中多个衰落的信号影像在不同的时间到达接收机天线，因而造成信号回波或辐射。这就引起符号间干扰(ISI)，其中一个符号的回波会干扰后面的符号。

在接收机中，因为相干解调提供最好的性能，所以希望得到相干解调。这需要知道多径信道。在许多无线应用中，由于发射机移动、接收机移动和/或散射体移动，信道是随时间变化的。因而，有必要对随时间变化的多径信道进行跟踪。

为了提供多径信号的相干解调，可以使用最大似然序列估计(MLSE)均衡器。这种均衡器考虑传输符号序列的各种假设，并通过色散信道模型，确定最适合接收数据的假设。这可以利用Viterbi算法来有效地实现。这种均衡技术为本领域的技术人员所熟知，而且在J.C.Proakis 1989年的“数字通信”中可以查阅到该技术。

可以用简单的例子来解释传统的MLSE均衡器。假设发射机发射符号流s(n)，符号取值为“+B”或“-B”，分别对应于比特值“0”或“1”。这种比特流通过二进制位移键(BPSK)调制。在接收机中，接收信号经过滤波，放大，并使用I和Q载波混频，然后每个符号周期(T)抽样一次，从而产生接收信号流r(n)。在此示例中，干扰信道包括两种射线组成，即一种主射波和一种反射波，反射波比主射波晚T秒到达，其中T是符号周期。随后，接收信号可以模拟为

r(n)=c₀s(n)+c₁s(n-1)+η(n)           (1)

其中c₀和c₁是复信道的抽头值，η(n)是加性噪声或干扰。

在MLSE均衡器中，第n次迭代时会有两个不同的先前“状态”0和1，分别对应于先前符号的两个可能值：

每个先前状态都有一个累加量度与之相关，是从以前迭代中累加得到的，分别产生先前状态0和1的累加量度A₀(n-1)和A₁(n-1)。

可能还有两个当前状态对应于s(n)的两个可能值。先前状态和当前状态的每个可能的配对对应于假设序列{s_h(n-1)，s_h(n)}。对每个这样的假设，在n时刻都有一个相应的假设接收信号值：

r_h(n)=c₀s_h(n)+c₁s_h(n-1)               (2)

而且，对每个这样的假设，有一个相应的“分支”量度，表示为

M_h(n)=|r(n)-r_h(n)|²                   (3)

在示例中，有四个可能的假设序列，这四个序列可以表示为h∈(00，01，10，11)，如表1所示：

先前状态	当前状态	h
			0(B)	0(B)	00
1(-B)	0(B)	10
			0(B)	1(-B)	01
1(-B)	1(-B)	11

表1：状态命名惯例

每个可能的当前状态的候选量度是相应分支量度和sh(n-1)相关的先前累加量度的和。每个当前状态都有两个可能的先前状态。对于每个当前状态，选择能得到最小候选量度的先前状态作为前驱状态，而候选量度成为那个当前状态的累加量度。

因而，对于当前状态0(即s(n)=B)，有两个假设序列{sh(n-1)=B，s_h(n)=B)或(s_h(n-1)=-B，s_h(n)=B)，表示为假设h=00和h=10。这产生了当前状态0的两个候选量度：

C₀₀(n)=A₀(n-1)+M₀₀(n)    (4)

C₁₀(n)=A₁(n-1)+M₁₀(n)    (5)

这两个候选量度中较小的一个作为当前状态0的累加量度。相应的先前状态成为n时刻状态0的前驱状态。

1.如果C₁₀(n)＜C₀₀(n)，A₀(n)=C₁₀(n)

2.如果C₀₀(n)＜C₁₀(n)，A₀(n)=C₀₀(n)

当前状态1(即s(n)=-B)使用类似的过程，在本例中，两个假设是h=01和h=11。

对于每个n，必须根据等式(2)计算四个假设接收信号的值。计算每个假设值r_h(n)包括了两次乘法运算。每次乘法运算包括一个信道抽头与一个假设符号值的乘积。

如果设B为+1，乘法就成了简单的符号变化。但是，使用幅度调制时就不可能了。还有，假设符号值归一化为

(即8PSK调制)。在这种情况下，不能把必要的乘法当作简单的符号变化。

增加数字信道吞吐量的一种方法就是允许每个发射符号的取值多于两个。一般来说，每个符号选自M个可能值的集合{B₁，B₂，...，B_M)，从而增加了每个符号的比特数。MLSE均衡器传统实现的复杂度随所允许符号数(即M)呈指数级增长。特别地，如果有L个信道抽头，均衡器的传统实现所需乘法的次数与M^L-1成正比(比例常数大于1)。

即使M和L的值(例如分别为8和5)适中，在低功耗通用DSP中实现均衡器也是不现实的。而功率敏感型应用的趋势是从DSP向ASIC转移。ASIC可以最佳用于以低功耗和小尺寸(即少的门数)执行一个任务。但用ASIC实现乘法器比实现加法或减法器更为昂贵(根据功耗和门数)。因而，非常希望避免与MLSE传统实现相关的大量乘法运算。

因为所需乘法的次数有增加的趋势，而技术正从乘法操作容易的DSP向乘法相对昂贵的ASIC转移，因而希望减少MLSE实际执行的乘法次数。

发明概述：

本公开涉及有符号间干扰失真的M元(M-ary)调制的无线电信号的解调。本发明提出一种方法，它减少实现用于M元调制所调制的信号的MLSE均衡器所需乘法运算的次数。

在本发明的示例性实施例中，通过预计算分支长度分支量度判决所需的某些值并把这些预计算的值存储在乘积表中来减少乘法运算的次数。计算分支量度时，无论是Euclidean分支量度计算还是Ungerboeck分支量度计算，某些乘法运算都可以用简单的查表操作来代替，从而减小了均衡器的功耗和尺寸。

任何对M元调制所调制的信号进行解调的接收机都可以使用本发明来实现。由此得到的解调器的复杂度要低于现有解调器的复杂度。

附图简述：

通过参考附图对最佳实施例的下述描述，本发明的上述目的和特征将更加清楚，附图中：

图1示出可以实现按照本发明的技术的无线通信系统；

图2示出图1中基带处理器的功能方框图；

图3示出图1中传输功能的功能方框图；

图4示出用于计算Euclidean分支量度的系统，其中可以实现按照本发明的技术；

图5示出用于根据现有技术计算Euclidean量度的滤波器的功能方框图；

图6示出根据本发明一个实施例的Euclidean量度的乘积表；

图7示出根据本发明一个实施例的用于计算Euclidean量度的滤波器的功能方框图；

图8示出用于计算Ungerboeck分支量度的系统，其中可以实现按照本发明的技术；

图9示出根据现有技术计算Ungerboeck量度的传统滤波器的功能方框图；

图10示出根据本发明一个实施例的Ungerboeck量度的乘积表；和

图11示出根据本发明一个实施例计算Ungerboeck量度的滤波器的功能方框图。

详细说明：

图1示出无线通信系统，其中实现本发明。在图1中，提供无线通信系统的无线电发射机和无线电接收机。无线通信系统可以工作于FDMA、TDMA、或CDMA方式，或工作于它们的组合方式。发射机有数字符号发生器102，它可以接收携带信号101的信息并产生相应的数字符号序列S。根据已知技术，数字符号S经过数模(D/A)转换、调制、脉冲成形滤波和放大后，作为模拟信号Y由数字发射机103发射。

信号Y经过无线信道传输，由接收机的天线104截取。天线104还截取了热噪声n。

无线电单元105根据已知方法对接收信号进行放大、下变频和滤波以产生模拟输出。该模拟输出耦合到A/D转换器106，它把模拟信号转换为接收信号抽样流r(kT_s)，其中T_s是抽样周期，k是整数计数器。抽样周期T_s可以小于符号周期T。处理器107收集接收和处理接收信号抽样流并产生发射数字符号流S的估计。在后面的说明中，传输功能109被用来表示整个通过数字发射机103、无线电传输信道105和A/D106的信号路径。

传输功能109产生接收信号抽样流r(kT_s)并把它送入处理单元107，在处理单元107中根据本发明对其进行处理。

图2示出基带处理单元107的功能方框图。接收信号抽样流r(kT_s)耦合到信号预处理器或同步单元206，其中接收信号抽样流根据已知技术与已知定时/同步序列相关联。对于符号间隔解调，如果抽样周期T_s小于符号周期T，信号预处理器206会对接收信号抽样流r(kT_s)进行抽选，以便每个符号产生一个抽样，指定为r(n)。对于分隔解调(fractionally spaced demodulation)，每个符号产生一个以上的抽样。

估计电路202根据已知技术产生用于模仿无线传输信道的信道抽头估计c(τ)。这可能包括一个初始信道估计周期，然后是一个跟踪周期。信道抽头估计c(τ)耦合到分支量度处理器203的输入端。分支量度处理器203耦合到提供数字符号流估计S的序列估计处理器204。

图3更为详细地示出传输功能109，其中为了简便，接收天线的数目限制为一。本领域的技术人员将知道本发明还可以用于两个或两个以上天线的情况。在图3中，符号序列S输入到发射模拟信号Y的数字发射机103。模拟信号Y通过无线信道传到无线电单元105。无线信道301会引入衰落和时间扩散。同时接收普遍存在的热噪声。无线电单元105根据已知技术对接收信号进行放大、下变频和滤波以产生模拟信号。该模拟信号耦合到A/D 106，并由A/D 106把该模拟信号转变为接收信号抽样r(kT_s)。

在MLSE均衡器中，要有效考虑所有可能的传输符号序列S。在一种实现中，由信道抽头估计c(τ)对假设符号值s_h(n)例进行过滤以产生假设接收抽样r_h(n)。假设的r_h(n)和实际的r(n)接收信号抽样流之间的差别，称为假设误差e(n)，可以表示一个特别假设的好坏程度。假设误差的平方可以作为评价某个特别假设的量度。对不同的假设进行量度累加，用于确定使用序列估计算法时哪个假设较好。这可以利用Viterbi算法有效地实现。在G.Forney，Jr.的“维特比算法”(Proceedings of the IEEE，vol.61，no.3，March 1973，pp.267-278)一文中可以查阅到对Viterbi算法的描述。本领域的技术人员将明白，也可以使用其它序列估计算法。

在MLSE均衡器中，存在与不同的发射序列假设s_h(n)相关的状态。在给定的迭代中，存在先前状态，并且每一个先前状态都与一个累加量度相关。每一对先前状态和当前状态产生一个分支量度M_h(n)。此分支量度M_h(n)和先前累加量度相加得到当前状态的候选量度。对于每个当前状态，选择得到最小候选量度的先前状态作为前驱状态，而最小的候选量度成为当前状态的累加量度。分支量度可以表示为：

M_h(n)=|r(n)-r_h(n)|²              (6)其中 $r_h\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k\right)s_h(n-k)---\left(7\right)$

由c(τ)指定信道抽头估计，其中τ是延迟(即，τ=0是主射波，τ=1是第一反射波，等等)。N_l是估计的信道抽头数。对于每个n，必须根据等式(7)计算假设接收信号r_h(n)。大多数情况下，每个假设接收值r_h(n)的计算包括N_l次复数乘法(即4N_l次实数乘法)。每次复数乘法包括一个估计信道抽头和假设发射信号的乘积。

图4示出计算Euclidean分支量度M_h(n)的系统，其中可以实现按照本发明的技术。在图4中，符号序列发生器410产生的符号假设序列s_h(n)耦合到滤波器400以产生假设接收抽样r_h(n)。假设接收抽样r_h(n)和实际接收信号抽样流r(n)之间的差是假设误差e(n)。单元403执行假设误差的平方运算以产生分支量度M_h(n)。

图5示出用于计算Euclidean分支量度的传统滤波器的功能方框图。在图5中，计算每个r_h(n)需要执行N_l次复数乘法。如果发射符号限制在M个可能值的集合{B₁，B₂，...，B_M}中，本发明提供一种实现避免任何乘法运算的滤波器400的方法。

对于Euclidean量度，假定每个假设发射符号s_h(n)都在集合{B₁，B₂...，B_M}中。等式(7)中加法的第一项在集合{B_jc(0)}_j=0 ^M中。该集合中的所有项均被预计算并存储在M×N_l表(见图6)的第一列中。

此表的第j列，对应于估计信道抽头c(j-1)，存储了(s_h(·)c(j-1))的所有可能值，即{B₁，c(j-1)，B₂c(j-1)，...，B_Mc(j-1)}。通过所述乘积表(见图7)中合适项的简单相加便可以计算每一个假设接收值r_h(n)。

作为一个具体的例子，考虑两抽头信道(c₀，c₁)和8PSK调制，即。这种情况下，对应于信道抽头c₀，图6所示表的第一列有8项： $[e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}0}{c}_0,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}}{c}_0,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}2}{c}_0...,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}7}{c}_0]---\left(8\right)$ 类似地，对应于信道抽头c₁，图6中的表的第二列有8项： $[e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}0}{c}_1,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}}{c}_1,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}2}{c}_1,\·\·\·,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}7}{c}_1]---\left(9\right)$

可以使用对称来减少存储要求。首先，使用负对称可以使存储的项减半。基本上， $e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}l+\mathrm{\π}}{c}_0=-e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}l}{c}_0---\left(10\right)$

因而，只要存储l=0，1，2，3的值。此外， $e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}2}{c}_0={\mathrm{je}}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}0}{c}_0---\left(11\right)$

以及 $e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}3}{c}_0={\mathrm{je}}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}\left(1\right)}{c}_0---\left(12\right)$

因而，通过对实部和虚部进行交换以及对新实部取反，只需存储l=0和1的值。对于l=0，不必进行乘法运算，因为 $e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{8}0}{c}_0=c_0---\left(13\right)$

因而，可以只存储c₀和

并利用取反和对实部和虚部进行

交换的逻辑来导出其它值。这些节省来自于8PSK信号星座图中的象限对称。

由等式(3)的Euclidean量度M_h(n)，经过两步可以得到Ungerboeck量度。第一步是展开M_h(n)以得到

M_h(n)=A(n)+B(n)+C(n)+D(n)              (14)其中

A(n)=|r(n)|²                           (15) $B\left(n\right)=-2\mathrm{Re}\left\{r\left(n\right)c_0^{*}{s}_h^{*}\left(n\right)\right\}-2\mathrm{Re}\left\{r\left(n\right)c_1^{*}{s}_h^{*}(n-1)\right\}---\left(16\right)$

C(n)=|c₀|²|s_h(n)|²＋|c₁|²|s_h(n-1)|²    (17) $D\left(n\right)=2\mathrm{Re}\left\{c_0{c}_1^{*}{s}_h\left(n\right)s_h^{*}(n-1)\right\}.---\left(18\right)$ Ungerboeck方法省去了对所有假设都相同的项A(n)。第二步是组合不同次迭代中与s_h ^*(n)成比例的项。在第(n+1)次迭代中，该项变为： $B(n+1)=-2\mathrm{Re}\left\{r(n+1)c_0^{*}{s}_h^{*}(n+1)\right\}-2\mathrm{Re}\left\{r(n+1)c_1^{*}{s}_h^{*}\left(n\right)\right\}---\left(19\right)$

  C(n+1)=|c₀|²|s_h(n+1)|²+|c₁|²|s_h(n)|²            (20) $D(n+1)=2\mathrm{Re}\left\{c_0{c}_1^{*}{s}_h(n+1)s_h^{*}\left(n\right)\right\}.---\left(21\right)$

因而，两次迭代中都有与s_h ^*(n)成比例的项。通过定义一个新的量度可以组合这些项，M_h ¹(n)，其表示如下： $M_h^1\left(n\right)=\mathrm{Re}\left\{s_h^{*}\left(n\right)\right[-2z\left(n\right)+q_0{s}_h\left(n\right)+q_1{s}_h(n-1)\left]\right\}---\left(22\right)$

其中 $2\left(n\right)=c_0^{*}r\left(n\right)+c_1^{*}r(n+1)---\left(23\right)$

  q₀=|c₀|²+|c₁|²                                  (24) $q_1=2c_0{c}_1^{*}.---\left(25\right)$

这里，q₀和q₁称为s参数。

因而对于Ungerboeck量度，分支量度M_h ¹(n)定义为： $M_h^l\left(n\right)=\mathrm{Re}\left\{s_h^{*}\left(h\right)\right[-2t\left(n\right)+t_h\left(n\right)\left]\right\},---\left(26\right)$

其中 $t_h\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}q\left(k\right)s_h(n-k).---\left(27\right)$

图8示出计算Ungerboeck分支量度的系统，其中可以实现按照本发明的技术。在图8中，假设符号s_h(n)与脉冲响应q(τ)一起耦合到滤波器600以产生t_h(n)。q(τ)由估计信道抽头c(τ)’确定；因而，q(τ)’不取决于假设符号s_h(n)。如图9所示，用于实现图8的滤波器的技术的当前状态需要N_l个复数乘法。

假定每个假设发射符号s_h(n)都在集合{B₁，B₂……，B_M}中。等式(27)中加法的第一项在集合{b_iq(0)}_i=0 ^M中。所述集合中的所有项都可以预计算并存储在M×N_l表(见图10)的第一列中。

对应于q(j-1)，所述表的第j列存储了s_h(·)q(j-1)所有可能的值，即{B₁q(j-1)，B₂q(j-1)，...，B_Mq(j-1)}。通过所述乘积表(见图11)中合适项的简单相加便可以计算每一个假设t_h(n)。

如前所述，可以利用象限对称把存储在每一列中项的数目减少到2。

部分Ungerboeck量度也包括象前面部分提出的q_i的项；因此，本发明可以用来来减少用于实现使用部分Ungerboeck量度的解调器所需的乘法次数。在给Bottomly的美国专利5499272中公开了部分Ungerboeck量度。

对于使用Euclidean量度的多信道MLSE，通过几个信道接收发射符号流。如果有两个信道，就有分别对应于信道a和b的两个接收信号r_a(n)和r_b(n)：

       r_a(n)=c_a0s(n)+c_a1s(n-1)+η_a(n)      (28)r_b(n)=c_b0s(n)+c_b1s(n-1)+η_b(n)。    (29)

对应于每个接收信号和每个假设符号序列，有一个分支错误信号：

       e_ah(n)=r_a(n)-r_ah(n)                   (30)

       e_bh(n)=r_b(n)-r_bh(n)，                 (31)其中r_ah(n)和r_bh(n)是信道a和b的假设接收信号(两者都对应于相同的假设序列{s_h(n-1)，s_h(n-1)})：

   r_ah(h)=c_a0s_h(n)+C_a1s_h(n-1)      (32)

   r_bh(n)=c_b0s_h(n)+C_b1s_h(n-1)。    (33)注意信道a的一个分支量度是e_ah(n)e_ah ^*(n)，信道b的一个分支量度是e_bh(n)e_bh ^*(n)。

两个信道输出的联合均衡的不同分支量度可以通过以不同的方式组合e_ah(n)和e_bh(n)得到。联合均衡问题中几种引起关注的分支量度可以表示为如下形式：

       M_h(n)=E_h(n)^HQE_h(n)，        (34)其中 $E_h\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{ah}}\left(n\right)\\ e_{\mathrm{bh}}\left(n\right)\end{array}\right]---\left(35\right)$ Q是2×2的加权矩阵。

利用两个预计算表可以有效的计算等式(34)给出的所述形式的任何分支量度。可以通过利用两个预计算表计算每个假设接收信号r_ah(n)或r_bh(n)而不需执行乘法操作。

本领域的技术人员可以理解接收多于两个信道时如何使用本发明。类似地，本领域的技术人员可以理解符号取M个可能值之一时如何使用本发明。

在量度结合时，加权矩阵Q是对角矩阵。该矩阵对角线上的项是每个信道的加权系数。

在干扰抑制结合(IRC)中，加权矩阵Q是减损的相关矩阵的逆矩阵。特别地，减损矢量i(n)可以定义为： $i\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_a\left(n\right)\\ {\mathrm{\η}}_b\left(n\right)\end{array}\right],---\left(36\right)$ 令R_ηη=E{i(n)i(n))^H}。在IRC中，加权矩阵Q简单地为Q=R_ηη ^-1。美国专利5680419中更详细地介绍了IRC，通过引用将其结合在此。

对于使用Ungerboeck量度的多信道MLSE，考虑具有两个信道的情况；因此，对于每个n都有由等式(28)至(29)给出的两个接收抽样值r_a(n)和r_b(n)。

在这种情况下，Ungerboeck量度由下式给出： $M_h^1\left(n\right)=\mathrm{Re}\left\{s_h^{*}\left(n\right)\right[-2z\left(n\right)+q_0{s}_h\left(n\right)+q_1{s}_h(n-1)\left]\right\}---\left(37\right)$ 其中z(n)是从两个接收信号和两个信道抽头得到的，(q₀，q₁)是从两个信道抽头和减损相关矩阵的逆矩阵得到的(见美国专利5680419)。值得注意的是(q₀，q₁)固定值，并不取决于假设符号。

从等式(37)看出，多信道情况下计算M_h ¹(n)显然需要计算：

                t_h(n)=q₀s_h(n)+q₁s_h(n-1)。     (38)计算t_h(n)通常需要两次乘法运算。通过预计算可能的符号值s的值{sq₀，sq₁}并将其存储在存储器的表中可以避免这些乘法运算。通过此预计算表中恰当项的相加可以计算出任何假设t_h。

本领域的技术人员可以理解接收多于两个信道时如何使用本发明。类似地，本领域的技术人员可以理解符号可以取M个可能值之一时如何使用本发明。

对于分隔MLSE均衡的情况，(T/2)分隔MLSE均衡器在长度为T的每个抽样间隔中要接收两个抽样。用r_a(n)表示接收信号的偶数抽样，用r_b(n)表示接收信号的奇数抽样。注意r_a(n)和r_b(n)都是符号间隔的。在分隔MLSE均衡器的具体实现中，r_a(n)和r_b(n)被视为两个独立的接收信号(由相同的发射符号流产生)。根据此示例性实施例，可以用上一段所述双输入MLSE均衡器检测发射符号流。上面公开的减少MLSE均衡器分集复杂度的技术明显可用于分隔MLSE均衡器的这种实现。

本领域的技术人员可以理解本发明如何用于其它形式的分隔均衡。例如，在分隔均衡器的一个特定实现中，对每个子抽样序列使用预白化滤波器(见Hamied和Stuber，“分隔MLSE接收机”，IEEE1995)。这个特定的表述非常类似于量度结合。在分隔均衡器的另一个表述中，使用Ungerboeck量度；因此，也可以用本发明减小这种均衡器的复杂度。本领域的技术人员可以理解每个符号接收两个以上抽样时如何使用本发明。

对于使用时变信道的MLSE，每次迭代都考虑不同的信道抽头集合。对于Euclideau量度，假设接收信号可以表示为：

r_h(n)=c₀(n)s_h(n)+c₁(n)s_h(n-1)              (39)

在这种情况下，在第n次迭代中，该表可以被更新并用于计算本次迭代中所有不同假设接收值。第“n+1”次迭代计算一个新表，等等。

本领域的技术人员可以理解时变信道中使用Ungerboeck时如何使用本发明。每次q_i更新时表也要更新。

对于解调利用偏置M元调制(offset M-ary modulation)所调制的信号，可以修改本发明来进一步减少解调器的复杂度。在偏置M元调制中，偶数“n”的发射符号是纯实数，奇数“n”时的发射符号是纯虚数：

    s(n)=f^*B_i  i∈{1，...，M}，                     (40)其中每个B_i是纯实数。因此，s_h(n)可以取2M个值{B_i，jB_i}_i=1 ^M中的一个。

但是，通过对接收信号r(n)预旋转j^-n，我们可以减少解调纯实符号的解调问题，其中每个实符号都在集合{B_i}_i=1 ^M中。使用预旋转，我们只需要存储信道抽头和每个{B_i}_i=1 ^M的乘积。

本领域的普通技术人员可以理解，在脱离这些特定细节的其它实施例中可以实践本发明。在其它例子中，省去对众所周知的方法、设备、电路的详细说明，以免不必要的细节使本发明的说明不明显。

在不脱离后附权利要求书所述的本发明精神或范围的条件下，本领域的技术人员可以设计上述技术的多种变体和组合。

Claims (13)

1.一种用于确定中分支量度的一种方法，其中所述最大似然估计均衡器接收至少一个以M元(M-ary)调制所调制的天线信号，所述方法包括以下步骤：

预计算等于复数和假设符号值的乘积的值；

把所述预计算值存储在乘积表中；

把来自所述乘积表的选定预计算值相加，以产生一个结果；以及

利用所述结果确定所述分支量度。

2.权利要求1的方法，其特征在于所述复数对应信道系数。

3.权利要求1的方法，其特征在于所述复数对应s参数。

4.一种最大似然序列估计均衡器中的滤波器，用于产生用于确定分支量度的假设接收信号抽样，其中所述最大似然序列估计均衡器对至少一个以M元调制所调制的接收无线电信号进行解调，所述滤波器包括：

存储器，用于存储乘积表，所述乘积表具有等于不同次迭代的信道抽头估计与假设符号值乘积的预计算值；和

加法器，用于把来自所述乘积表的选定项进行相加以产生假设接收信号抽样。

5.一种最大似然序列估计均衡器中用于M元调制的滤波器，所述滤波器包括：

用于预计算用于确定分支量度的多个可能值的装置；

用于存储所述多个预计算的可能值的存储器；和

用于组合来自所述存储器的选定预计算值的装置。

6.根据权利要求5的滤波器，其特征在于所述分支量度是Ungerboeck分支量度。

7.根据权利要求5的滤波器，其特征在于所述分支量度是Euclidean分支量度。

8.根据权利要求5的滤波器，其特征在于所述分支量度是部分Ungerboeck分支量度。

9.一种用于在对M元调制信号进行解调的最大似然序列估计均衡器中计算分支量度的方法，所述方法包括如下步骤：

预计算用于所述分支量度计算的多个可能值；

把所述多个预计算的可能值存储在存储器中；

把来自所述存储器的选定预计算值相加；和

利用所述相加的选定预计算值计算所述分支量度。

10.根据权利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是Ungerboeck分支量度。

11.根据权利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是部分Ungerboeck分支量度。

12.根据权利要求9的方法，其特征在于所述分支量度是Euclidean分支量度。

13.一种用于在多信道最大似然序列估计(MLSE)均衡器中计算分支量度的方法，其中所述多信道最大似然序列估计均衡器对M元调制信号进行解调，所述方法包括如下步骤：

预计算所述多信道MLSE中用于分支量度计算的各个信道的多个可能值；

把所述各个信道的多个可能值存储在分开的乘积表中；

将来自所述分开的乘积表的选定值相加；以及

利用所述相加的选定值计算所述分支量度。

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