CN1280995C - 使用最大似然序列估计于无线接收的均衡器装置与方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种最大似然序列估计次接收器，用于在多路径通讯频道下提供无线接收器进行最大似然序列估计。其具有一MLSE均衡器设备，用以回应输入的数据，并产生均衡后的数据，该输入的数据是由无线传输设备所传送出，该MLSE均衡器设备处理该输入的数据产生残余频道响应，该MLSE均衡器设备使用一已知的码本与该残余频道响应依据本发明的实施例产生MLSE码本。MLSE次接收器进一步包含一MLSE解码器设备元件回应该均衡后的数据，该MLSE解码器设备元件使用最大似然序列解码该均衡后的数据，以还原传输数据，藉由上述过程减轻以无线传输该传输数据下的多途径通讯频道效应。

Description

使用最大似然序列估计于无线接收的均衡器装置与方法
技术领域
本发明是有关无线接收器领域，特别是指一种方法与装置，用于在多路径通讯频道下提供无线接收器进行最大似然序列估计。
发明背景
近年来，电脑已然成为最普及的一种电子产品，藉由网路就可以将储存于一台电脑的档案传给另一台电脑。特别是最近由于无线通讯进步的神速，远端且无线网络电脑已获得个人使用者、小型及大型企业负责人、工厂职员及有关人员的重视。
有关个人电脑无线网络，普遍利用包含膝上型电脑、一特殊调制解调器，即配接于IEEE802.11b工业标准界面的调制解调器。亦即电脑内或附近置一天线。一RF(射频)晶片藉由天线接收信号或数据及一模拟至数字转换器置于电脑内用以将所接收的信号转换至基频范围(base band range)。之后，使用一基频处理器将已接收的信号进行处理及解码给萃取初始数据(extracting law data)的点。这些数据可以是由远方且用无线方式自其他个人电脑或相似的设备使用传送器传送而来。
有关可实施IEEE802.11b数据接收机的公知技术确有不少。不过公知技术多不能充分运用IEEE802.11b调制解调器的潜能。举例来说，调制解调器的最大传输速率是11Mbits/s(百万位元/秒)。但目前多途径(multi-path)的公知技术与装置并不允许以上述的速率接收。事实上，目前已知最成功的数据接收速率约为5.5Mbits/s。
甚至在非开放空间例如建筑大楼内的小阁楼型的办公室所能操作的速率更是远低于调制解调器的最大操作传输率。因此，阻碍了使用者从一台PC以最适当的速率接收档案。这通常是由于公知技术，当操作于如上所述的多途径即封闭的地方的限制。多途径效应被证明将不利于数据的侦测，特别是使用公知的技术。
发明内容
本发明的主要目的是提供一种接收器可以准确接收IEEE802.11b调制解调器的信号，并且在多途径下以最高传输速率完成。
一种最大似然序列估计(maximum likehood sequence estimator；MLSE)次接收器(sub-receiver)，至少包含：
一MLSE均衡器设备，用以回应输入的数据，并产生均衡后的数据，该输入的数据是由无线传输设备所传送出，该MLSE均衡器设备处理该输入的数据产生残余频道(residual channel)响应，该MLSE均衡器设备使用一已知的码本，该残余频道响应而因此产生MLSE码本；及
一MLSE解码器设备元件回应该均衡后的数据以求出该均衡后的数据与该MLSE码本的最大似然序列估计，该MLSE解码器设备元件使用最大似然解码该均衡后的数据以还原传输数据，藉由上述过程减轻以无线传输该传输数据的多途径通讯频道效应。
所述的传输数据包括已传送数据封包，一数列的该已传送数据封包组成一补码键控(complementary code keyng；CCK)字码，该CCK字码包括一个或一个以上的信号元，该传送数据的传送速率决定一CCK码本，该CCK码本包括一个或一个以上的字码，此外上述的MLSE均衡器设备包含一前馈电路和一回馈电路以产生该残余频道响应。
信号体载入器回应该MLSE解码器设备元件并进行处理，以产生1-信号体延迟解码器设备元件输出，该1-信号体延迟解码器设备元件输出包括该CCK字码，该回馈电路由该1-信号体延迟解码器设备元件输出减去该残余频道响应以产生回馈电路输出。
所述的回馈电路输出加上该残余频道响应以产生该均衡后的数据，该回馈电路输出加上该残余频道响应以最小化信号元间干扰，上述的MLSE均衡器设备卷积(convolve)该CCK字码与该残余频道响应以产生一MLSE字码，其中上述的CCK码本用以产生MLSE码本，该MLSE码本产生一个或一个以上的MLSE字码。
所述的最大似然序列估计次接收器，其还包含一MLSE码本储存位置以储存该MLSE码本。
所述的MLSE解码器设备元件比较该均衡后数据与该MLSE码本以求出最大似然序列估计(MLSE)码本，以求出有索引的最大似然序列估计(MLSE)。
所述的MLSE解码器设备元件解码该均衡后数据藉由使用最大似然序列估计(MLSE)的索引以确认一对应于CCK码本中的CCK字码，该对应的CCK字码代表该已解码的传送数据。
所述的MLSE码本内的MLSE字码对该均衡后的数据有最小的欧吉里得(MSED)距离。
所述的前馈电路是一前馈分数间隔滤波(feedforward fractionally spacedfilter；FFF)电路并且该回馈电路是一决策回馈均衡器(decision feedbackequalize；DFE)电路。
所述的该MLSE码本储存位置用以储存该CCK码本。
所述的信号体载入器载入0于1字码延迟解码器设备元件输出中以减轻信号元间的干扰。
所述的减轻信号元间的干扰与多途径通讯频道效应起因于工厂或小阁间内运作。
所述的MLSE均衡设备用以即时产生该MLS码本。
一种产生解码后再传送数据的方法，其中至少包含以下步骤：
接收输入数据并处理之以产生均衡后数据；
处理该输入数据以产生残余频道数据；
使用一已知的码本及残余频道数据以产生MLSE码本；
处理该均衡后的数据与及该MLSE码本以求出其中的最大可能性；及
使用该MLSE码本与该均衡后的数据之间的最大可能性以解码该均衡后的数据以还原传输数据。
附图说明
图1所示为依据本发明实施例的一种最大似然序列估计(maximum likehoodsequence estimator；MLSE)次接收器系统示意图；
图2所示为本发明实施例的应用包括图1所示实施例细节的示意图；
图3所示为均衡器设备28与MLSE码本29耦合的高阶示意图；
图4所示为一传统卷积电路120利用本发明的实施例建立MLSE码本的方块示意图；
图5所示为本发明实施例的解码设备元件30的细节示意图；
图6和图7所示为依据本发明的实施例相对于公知技术系统的表现差异示意图。
图号说明：
10最大似然序列估计(MLSE)系统
12ADC电路
27次接收器
28MLSE均衡器设备元件
29MLSE码本
30MLSE解码器设备元件
32解映射电路
33储存媒体存取控制电路
34中央处理单元(CPU)
36前馈电路
38回馈电路
40时序载波/调整电路
44接收器信号
48时序/相校正信号
100存取端
102天线
104网际网路连接端
106射频芯片
107信号体载入器
108基频处理器
110天线
112方块
120卷积电路
122延迟器
124延迟器
126乘法器
172表
170均衡数据
200加总站
42时序/载波追踪电路
具体实施方式
本发明揭露一种最大似然序列估计(maximum likehood sequence estimator；MLSE)次接收器(sub-receiver)具有一MLSE均衡器设备，用以回应输入的数据，并产生均衡后的数据，该输入的数据是由无线传输设备所传送出，该MLSE均衡器设备处理该输入的数据产生残余频道(residual channel)响应，该MLSE均衡器设备使用一已知的码本与该残余频道响应而因此依据本发明的实施例产生MLSE码本。MLSE次接收器进一步包含一MLSE解码器设备元件回应该均衡后的数据，该MLSE码本进行处理该均衡后的数据及该MLSE码本后，求出该均衡后的数据与该MLSE码本的最大似然序列，该MLSE解码器设备元件使用最大似然序列解码该均衡后的数据，以产生已解码的传输数据，藉由减轻由于以无线传输该传输数据的多途径通讯频道效应。
请参考图1所示，是一最大似然序列估计(maximum likehood sequenceestimator；MLSE)系统10，包括一模拟至数字转换器(ADC)12、一时序载波/调整电路(timing carrier/adjustment circuit)40、一时序/载波追踪电路(timing/carrier tracking circuit)42、一MLSE均衡器设备元件(equalizerdevice)28、一MLSE解码器设备元件30、一储存位置的MLSE码本(codebookstorage location)装置29、一解映射电路(demapper circuit)32及一中央处理单元(CPU)34。MLSE均衡器设备元件28包含一前馈电路(feedforward circuit)36和一回馈电路(feedback circuit)38。以本发明的一较佳的实施例而言，前馈电路36是一前向分数间隔滤波器(feedforward fractionally spacedfilter；FFF)而回馈电路38是一决策回馈均衡器电路(decision feedbackequalizer circuit；DFE)。
本发明的一较佳实施例中，MLSE解码器设备元件30、MLSE均衡器设备元件28、及MLSE码本29所储存的位置集合起来统称为MLSE次接收器(sub-receiver)。因此，以下主要的讨论将会是电路/装置说明如上的电路的连接。至于操作上各设备元件本身由于多已为熟悉该项技术者所熟知，故不再赘述，因此，在此我们强调的将会是MLSE解码器设备元件30、MLSE均衡器设备元件28、及MLSE码本29。即MLSE次接收器27。
如图1所示，ADC电路12接收一接收器信号44，ADC电路将接收器信号44由模拟转成数字格式，再耦合转换后的数字信号送至时序载波/调整电路40。时序载波/调整电路40再另外接收一时序/相校正信号48，用以调整ADC电路12输出的时序和相。时序载波/调整电路40的操作及时序/载波追踪电路42用公知的技术就可以充分了解。最后，时序载波/调整电路40的输出被MLSE均衡器设备元件28所均衡，详细细节请参照以下的说明。
上述的电路装置是由美国申请案流水号10/402,710题目为″Symbol-BasedDecision Feedback Equalize(DFE)Optimal Equalization Method andApparatus with Maximum Sequence Estimation for Wireless Receivers underMulti-path Channels″申请日为2003的3月28日，发明人包含Thomas EdwardPare，Chien-ChengTung，and Cedric Choi一并提供参考。
MLSE均衡器设备元件28的输出是提供予MLSE解码器设备元件30以解码并在MLSE码本29的协助下进行。解映射电路(demapper circuit)32执行位元映射或数据转换成1或0的信号(信号体转成数据的功能)的功能。如数据初始送至接收系统10的状态一样。解映射电路32的输出提供给PC或电脑的CPU 34以储存或给使用者做其他的用途使用。
时序/载波追踪电路42利用MLSE解码器设备元件30的输出及加总站(summation junction)的输出以校正或调整MLSE解码器设备元件30的时序/相。因此，时序载波/调整电路40及时序/载波追踪电路42需依经验持续对因持续接收的信号44所致的任何相(phae)及/或时序位移做补偿。上述位移是肇因于许多的因素，例如：伴随着模拟信号至数字信号转换的格式的不准确性，信号44由远端的传送设备以无线传递时所致的相位移，及其他类似情形。
时序载波/调整电路40及时序/载波追踪电路42藉由实施载波和时序回复而解调(demodulate)已接收的信号44。
在本专利文件中虽然指定特殊型式的均衡器，在本发明的其他实施例中，也可以是任何型式的滤波器，只要残余频道响应(residual channel response)可被产生，我们将在以下再讨论。
图2所示为依据本发明的一较佳的实施例的应用，包括图1所示实施例的更进一步细节。包含一存取端(access point)100，接收来自网际网络(由一快速连接端104)或区域网络的输入。连接端104可以采用许多的形式，例如同步数字订户专线(digital subscriber line；DSL)、以太网(Ethernet)、缆线调制解调器等等。存取端100使用天线102与客户端(client)通讯。请注意图中所显示的存取端100的左边的设备是客户端的部分。客户将可接收存取端100所传送的任何资讯。依据图2实施例，图中方块112的设备元件中包含802.11b调制解调器以提供无线网络利用。存取端100是位于远端客户所在位置。举一例来说，存取端100是一基地台或只是客户端的一PC(个人电脑)。虽然未加图示，存取端100亦包含电路及设备，与方块112所示类似。
在图2中，设备元件显示于客户天线102的左边，并视其就在PC内部或靠近一台PC或电脑的旁边或任何通讯设备能包含相同元件者。
客户天线102是连接于射频晶片106。后者接收射频RF范围的信号，并且耦合同一信号至一基频(base band)处理器108，用以将RF信号转换成基频。在基频范围内的信号远比在RF范围的信号来得好处理。基频处理器108被耦合至ADC电路12以转换基频范围内的信号至数字格式(如图1所示)。
图2中ADC电路12耦合于MLSE均衡器设备元件28的输入端。MLSE均衡器设备元件28、MLSE解码器设备元件30及MLSE码本(用以储存位置)29集合起来组成一MLSE次接收器27。MLSE码本29储存多个字码(codeword)，至少包含一码本，该码本由MLSE均衡器设备元件28产生并提供给MLSE解码器设备元件30使用。请注意图1中的某些电路故意不图示于图2是为了简化。因此图1所讨论的ADC电路12和MLSE均衡器设备元件28之间的某些电路并未示于图2。
MLSE均衡器设备元件28，如图示耦合于MLSE解码器设备元件30，而后者耦合于数据解映射电路32。解映射电路32的输出端耦合于一储存媒体存取控制电路(media access control)33，而后者连接至一电脑的CPU 34。解映射电路32与CPU 34的功能讨论于图2。储存媒体存取控制电路33提供高阶的功能，例如省电、数据传输率(data rates)、系统时序(system timing)等等。
在此，我们将顺序扼要讨论程式码方案(code scheme)、补码键控(complementary code keying)如何被802.11b利用。程式码基本上是一种某些多余的东西加诸于初数据(raw data)(待传送的数据)中，以加强其通讯稳健性。这在无线通讯系统例如802.11b中特别的重要，虽然通讯速率将因编码的效应(effect of coding)而降低。
802.11b利用四相位位移键控(quadrature phase shift keying；以下称QPSK)作为一补码键控(complemetary code keying；CCK)编码的调变方案。一未编码的QPSK于每一QPSK信号元(chip)中载有两位元。
一般而言，一信号体也可视为是一字码(codeword)。字码是一理想的数据数列，可以自存取端100送出。如图2所示，并且在完美的频道条件下，为接收器所接收。一已知数据传输速率下，所有的可能字码组成一CCK码本。例如在数据传输速率为11Mbits/s的条件下，所有以这个数率的字码组成它的码本。本发明中MLSE均衡器设备元件28可在任一给出的速率下产生MLSE字码或码本。
在11Mbits/s传输速率下，八个QPSK信号元被CCK编码利用而形成一信号体。并且，在11Mbits/s传输速率下每一信号体以八个信号元(或8个位元)送出。然而5.5Mbits/s传输速率，每一信号体是以4位元形式送出。又，在后者的传输速率下，它是4位元/信号体，而绝不会是8信号元/信号体。
在11Mbits/s传输速率(CCK传输速率)合起来共有256信号体。然而在5.5Mbits/s传输速率下，共只有16个信号体。精确的CCK数列是定义于IEEE标准802.11b发表于1999年作为IEEE Standard for information补充资料-telecommunciations and Information Exchange Between System-Local andMetropolitan Area Networks-Specific Requirements-题目为″Part 11：Wireless Lan Medium Access Control(MAC)and Physical Layer Extensionin the 2.4GHz Band″。
CCK是一种区块的编码。假设最小二平方Euclidean距离(MSED)QPSK是1的话，MSED在11Mbits/s传输速率使用CCK coding就是4。而MSED在5.5Mbits/s传输速率使用CCK coding就是8。MSED一般是以方程式min x，y∈C，x≠y‖x-y‖2计算获得，此处C是一码本而x及y是不同的字码。即任两个字码都有最小二平方模方(norm)。在QPSK中，就有4个信号体(字码)。假设这四个信号体记作{(1/2，1/2)，(-1/2，1/2)，(-1/2，-1/2)，(1/2，-1/2)}，则由上述方程式所算出的最小二平方Euclidean距离就是1。
由MLSE解码器设备元件30回到MLSE均衡器设备元件28约有1-信号体延迟(1-symbol delay)。MLSE解码器设备元件30接着进行一判断，以判定那一个特殊的字码被送出，此一特殊的字码再送回MLSE均衡器设备元件28，于减去前一信号体的于进来信号体上的效应。如图3所示，1-信号体延迟示于信号体载入器107。图3中回馈电路38是用以实施一数学函数″1-h(D)″，在此h(D)＝1+a1D+a2D^2+…。h(D)产生于前馈电路36的输出端，被指定为残余频道响应(residual channel response)。该多项式h(D)＝1+a1D+a2D^2+…代表残余频道h(D)内信号元间的干扰(inter-chip interference；ICI)。数学函数″1-h(D)″指的是回馈电路的输出。
残余频道响应是用以建立MLSE码本，储存于MLSE码本29的位置(location)内，如图3所示。MLSE码本29是用以提供给MLSE解码器设备元件30。
MLSE解码器设备元件30输出是作为信号体载入器107的输入。图示说明如上所讨论的1-信号体延迟是由MLSE解码器设备元件30所产生的信号体。信号体载入器107再沿途径105将1-信号体延迟解码的结果输出给回馈电路38的输入端。上述CCK字码也是由MLSE解码器设备元件30解码出，再沿途径105输出给回馈电路38的输入端。
先前所述信号体的效果是在加总站(summation junction)200减去。虽然那看起来是加，不过因为加的是″-h(D)″，因此，效果上是减去。这有助于移除信号体间的干扰。图3是一非常高阶MLSE均衡器设备元件28的示意图(决策回馈均衡器)。以下将做更进一步说明。
操作时，在接收了一信号体的最后一信号元时，一已解码的信号体用信号体载入器107一次(at one time)载入到回馈电路38。当接收到的不是最后一信号元，0就藉由信号体载入器107于1-信号体延迟解码器的输出载入于至少一CCK字码的信号元中。回馈电路38的操作时在次接收器27去除了复数的效应。换言之，一信号体的外部或比一信号体长度长时，回馈电路38将会注意到或移除或移减轻信号体间的干扰。但MLSE解码器设备元件30及MLSE码本29将在一信号体内减轻信号元间的干扰。
图4所示为一依据残余频道响应h(D)的卷积表现及依据所利用的数据传输速率的已知字码定义于IEEE的卷积电路(convolution circuit)120。卷积函数是以Y＝X*h(D)的数学表示。在此X代表输入于延迟电路的已知CCK字码。Y表示convolution后的结果，储存于MLSE码本29中。卷积函数的输出超出8项，但仅首8项可资利用，余皆丢弃不用。因此，卷积函数输出是截取八项再储存至MLSE码本29中。被截去的部分可忽略是因为ICI的关系，即比1-信号体的时间长(8信号元，在CCK的例子中)将截去。在一信号体被解码后回馈电路38将移除ICI，对接收器而言，已变成一已知值。
图4中，残余频道响应被输入于延迟器122中。每一延迟是一时间延迟单位，而CCK字码是输入于延迟器124，其同样的每一延迟是一时间延迟单位。CCK字码输入于延迟器124一次一个。延迟器124的输出被乘法器126乘以位移(shifted)或延迟的残余频道响应(delayed residual channel response)。每一乘法器126的输出再利用加总器128加总。在加总器128，8个信号元被产生。每次，一字码被乘再加总以残余频道响应的一次延迟，就产生了MLSE码本29。对每256个字码而言，残余频道响应h(D)被延迟了8次，或者说经历了8个延迟器122。
每一CCK字码产生一个MLSE字码。
该字码提供给延迟器124对预先知道或预设的9802.11b而言是一理想的字码。字码是储存于码本29，示于图2。即所有可能字码进来都会呈现。残余频道响应经由延迟器122连续位移。在11Mbits/s传输速率下，CCK，共有256个不同的MLSE字码能被产生以形成一MLSE暗码。最后，利用最小距离(或最大似然)找出被传送的数据。距离是指各种字码和已接收的均衡的数据之间的距离。
图4的卷积电路是一传统的卷积函数，即回旋CCK字码与残余频道响应以产生MLSE码本。每256个CCK字码至少包含一CCK码本而每256个MLSE字码至少包含一MLSE码本。MLSE次接收器27即时(real time)产生了MLSE码本。
在操作上，当所有的字码通过均衡器设备元件28，数据可以被一比较器准确侦测出，而与所有不同的字码做比较以决定那一个字码与数据符合。一侦测到符合的字码决定了数据的正确身份。上述可由图5加以了解。
请参考图5，如图示，所输入的数据输入于均衡器设备28的输入端。均衡器设备28以某种已知的方式减缓(mitigate)了输入的数据，以产生一均衡的数据。均衡数据在172与表(table)170内的256个入口比较。输入的数据被均衡器设备28以数据封包采样的形式(in the form of samples of a packet of data)接收。决定表170中那一入口最接近于均衡数据的决策由此形成。表170的入口至少包含该MLSE码本。基本上，256个数据间的距离被比较，然后算出字码与所有距离中的最小距离(均衡后数据yi的距离)。因为该数据将被假设为所找到的最小距离或最大似然字码。找出的字码将有一特殊的索引，根据此索引，已解码的传送数据被求出指定给带有索引的CCK码本，以找到对应的CCK字码。
172的比较，不纯粹是一种比较，而是均衡后的数据与字码yi或(均衡后数据yi的距离)之间MSED的计算。每一yi是一信号体且假如每一信号体均衡后数据是以r1，r2，…r8表示。例如第1个字码信号体y1于表170中是以y11，y12，…，y18表示，第1个信号体的欧几里得距离(ED)将会是
y1＝‖(r1-y11)‖2+‖(r2-y12)‖2+…+‖(r8-y18)‖2，此处r1和yij是复数并且‖.‖是一正规化函数，使得‖f(.)‖2是f(.)的模数平方。假设计算的结果是ym，此处下标m是用以由CCK码本选择对应的CCK字码，而因此解出已解码的传送数据。
请注意图5的实施例中，MSED是用以求出已解码的传送数据。均衡后数据与表170中的字码之间的最大可能性，可用于另一实施例。在其他实施例中，任一距离都可以被使用。
利用直接计算法可证明MLSE解码器设备元件的复杂度是512个乘和1024个加，就每一信号元而言。这数目很容易在整个接收系统的复杂度上占有决定性的地位。
图6和图7所示为依据本发明与公知技术实施例的表现图。实线代表公知技术的表现，然而线上有″+″号者则代表本发明的一实施例实施的表现。图中并显示两组线分别代表不同的传输速率11Mbits/s与5.5Mbits/s。X轴上的″a″代表方程式h(D)＝1+a1D的a，与图3有关。如图6所示，11Mbits/s的情况，当a＝1时，公知技术的系统引进许多信号体间的干扰，使用了这些将会在侦测数据中将实质上使无线接收器不能动作。然而相同的条件下，依据本发明的实施例将有明显好的表现。在实线与y轴的交点上，公知技术是不可行的，因为有两个信号体有相同的距离且数据是不能取回的。这个问题的例子已述于之前，公知技术与方法对于工厂或小阁间内运作，多途径通讯通道效应使将数据的侦测变差。事实上，本发明既无公知技术那样信号体间的干扰，也无多途径通讯效应变差的问题。在5.5Mbits/s传输速率的情况，当a大约在2.7时，信号体间的干扰是不能容忍的，不过，若依据本发明的实施例，将再一次显现本发明有明显改善。
图7中，公知技术的表现以实线表示，而本发明的实施例则以″+″表示。y轴代表MSED相对于QPSK，而X轴代表均方根(root mean square；RMS)延迟速度。如图7所示，在11Mbits/s传输速率且RMS延迟速度是80奈秒条件下，本发明与公知技术有3分贝的差异。当RMS延迟速度是140奈秒条件下，公知技术的系统就显得不能实施。而本发明仍然可以操作得很好，侦测能力仍极佳。因此，这时，公知技术和本发明根本不能相比。在5.5Mbits/s传输速率且RMS延迟速度是200奈秒条件下，本发明与公知技术有3分贝的差异。请注意图6和图7的图形是在一些假设条件下作的，并不能代表实际上就是这样，不过它们却可用以表示公知技术和本发明理论上的差异性。
因此，本发明允许802.11b的最佳表现可以实用化，与最佳化，因本发明可以减少多途径及/或信号元之间的干扰。
以上所述是利用较佳实施例详细说明本发明，而非限制本发明的范围，而且熟知此类技艺人士皆能明了，适当而作些微的改变及调整，仍将不失本发明的要义所在，亦不脱离本发明的精神和范围。

Claims (14)

1.一种最大似然序列估计次接收器，其特征在于，至少包含：
一最大似然序列估计均衡器设备，用以回应输入的数据，并产生均衡后的数据，该输入的数据是由无线传输设备所传送出，该最大似然序列估计均衡器设备处理该输入的数据产生残余频道响应，该最大似然序列估计均衡器设备使用一个已知的码本和该残余频道响应来产生最大似然序列估计码本；及
一最大似然序列估计解码器设备元件回应该均衡后的数据并处理之以求出该均衡后的数据与该最大似然序列估计码本的最大似然序列估计，该最大似然序列估计解码器设备元件使用最大似然解码该均衡后的数据以还原传输数据，藉由上述过程减轻以无线传输该传输数据的多途径通讯频道效应。
2.如权利要求1所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的传输数据包括已传送数据封包，一数列的该已传送数据封包组成一补码键控字码，该补码键控字码包括一个或一个以上的信号元，该传送数据的传送速率决定一补码键控码本，该补码键控码本包括一个或一个以上的字码，此外所述的最大似然序列估计均衡器设备包含一前馈电路和一回馈电路以产生该残余频道响应。
3.如权利要求2所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，信号体载入器回应该最大似然序列估计解码器设备元件并进行处理，以产生1-信号体延迟的解码器设备元件输出，该1-信号体延迟解码器设备元件输出包括该补码键控字码，该回馈电路由该1-信号体延迟解码器设备元件输出减去该残余频道响应以产生回馈电路输出。
4.如权利要求3所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的回馈电路输出加上该残余频道响应以产生该均衡后的数据，该回馈电路输出加上该残余频道响应以最小化信号元间干扰，所述的最大似然序列估计均衡器设备积卷该补码键控字码与该残余频道响应以产生一最大似然序列估计字码，其中所述的补码键控码本用以产生最大似然序列估计码本，该最大似然序列估计码本产生一个或一个以上的最大似然序列估计字码。
5.如权利要求4所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，还包含一最大似然序列估计码本储存位置以储存该最大似然序列估计码本。
6.如权利要求5所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的最大似然序列估计解码器设备元件比较该均衡后数据与该最大似然序列估计码本以求出最大似然序列估计码本，以求出有索引的最大似然序列估计。
7.如权利要求6所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的最大似然序列估计解码器设备元件解码该均衡后数据藉由使用最大似然序列估计的索引以确认一对应于补码键控码本中的补码键控字码，该对应的补码键控字码代表该解码后的传送数据。
8.如权利要求6所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的最大似然序列估计码本内的最大似然序列估计字码对该均衡后的数据有最小的欧吉里得距离。
9.如权利要求5所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的前馈电路是一前馈分数间隔滤波电路并且该回馈电路是一决策回馈均衡器电路。
10.如权利要求6所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的该最大似然序列估计码本储存位置用以储存该补码键控码本。
11.如权利要求3所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的信号体载入器载入0于1字码延迟解码器设备元件输出中以减轻信号元间的干扰。
12.如权利要求11所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的减轻信号元间的干扰与多途径通讯频道效应起因于工厂或小阁间内运作。
13.如权利要求5所述的最大似然序列估计次接收器，其特征在于，所述的最大似然序列估计均衡器设备用以即时产生该最大似然序列估计码本。
14.一种产生解码后再传送数据的方法，其特征在于，至少包含以下步骤：
接收输入数据并处理之以产生均衡后数据；
处理该输入数据以产生残余频道数据；
使用一已知的码本及该残余频道数据以产生最大似然序列估计码本；
处理该均衡后的数据与及该最大似然序列估计码本以求出其中的最大似然；及
使用该最大似然序列估计码本与该均衡后的数据之间的最大可能性以解码该均衡后的数据以还原传输数据。
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