CN1047704C

CN1047704C - 接收机

Info

Publication number: CN1047704C
Application number: CN93118975A
Authority: CN
Inventors: 林宏; 小野茂; 近藤则昭
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1992-09-18
Filing date: 1993-09-18
Publication date: 1999-12-22
Anticipated expiration: 2013-09-18
Also published as: EP1182836A2; FI942203A0; WO1994007311A1; EP1182836A3; EP0615347A4; FI942203A; DE69331945D1; CN1090446A; EP0615347B1; ATE218018T1; SG54201A1; EP0615347A1; NO941838D0; NO941838L

Abstract

为对传送特性的衰退进行补偿，提供自适应均衡接收机及最大似然系列推算接收机。传送通路推算电路(5)从接收信号推算传送通路的脉冲应答。基于推算出的脉冲应答，开关(7)对将接收信号进行自适应均衡处理的自适应均衡电路(10)的输出和将接收信号仅以符号判定输出的符号判定电路(9)的输出之间作选择输出。然后，在接收信号的自适应均衡中，采用抽头数可变型的自适应滤波器，根据抽头数设定装置推算出的脉冲应答，控制滤波器的抽头数。

Description

接收机

本发明涉及自适应均衡接收机及最大似然系列推算接收机。更详细地讲，涉及在高速数字移动通讯中，为补偿因频率选择性衰落所致的传送特性的变坏的装置。

近几年，研究了在移动体通讯中的为实现高速数字移动通讯的技术。例如，在这种高速数字移动通讯中，因多路传播的频率选择性衰落，存在传送特性大大变坏的情况。即，在汽车电话中，在汽车上接收由基地局向汽车发出的、例如数百KBPS以上的数据通讯电波的情况下，因为还接收到直接波的别处的地表波及来自山、建筑物等的反射波，其接收波与只有直接波时的接收波形不同，接收电平则忽高忽低。而且，由于汽车在移动，接收电平将随之而变动，根据移动速度，接收电平变化的周期(频率)也在变化。因而，由于接收电平在不规则地变动，则存在从承受这样的多路传播影响的接收波；直接对PSK(相移键控)调制信号进行重调制，再输出误符号(数据)的情况。

在这种情况下，为了补偿上述的变坏(错误)，采用自适应均衡器等、对变坏的接收波进行补偿。此种自适应均衡器的已有技术，例如在文献：IEEE Transaction on Vehicular Technology、Vol.40、No.2、pp 333—341、May、1991年、《Adaptive Equalization for TDMA Digital Mobile Radio》中已揭示。

其后，正在开发备有这样的自适应均衡器的接收机。在此种自适应均衡接收机中，堆荐采用了判定反馈型均衡器的、采用线性均衡器的，以及最大似然推算接收机等。

下面，就在自适应均衡接收机中设有的判定反馈型均衡器及线性均衡器作详细说明，判定反馈型均衡器及线性均衡器是由横向型滤波器构成的。横向型滤波器的抽头系数，设法设定成使条重波(直接波与延迟波的合成波)均衡。然后配合传送通路的状况，作自适应性修改。然后。随着延迟波对均衡的多重波的直接波的延迟时间的变长，必需增加横向型滤波器的抽头数。然而。随着抽头数目的、增加，还要增加修正抽头数所需要的运算量。

另外，最大似然系列推算接收机，是用滤波器将接收信号的带通外的噪音滤掉之后，将信号数字化，通过耦合滤波器使噪音的影响降到最低、再由该输出利用状态推算电路，将发射标记作最大似然推算。例如采用Viterbi算法作为此状态推算电路的最大似然推算算法。在数据处理之前或处理的同时，基于推算传送通路的脉冲应答，设定耦合滤波器的抽头数。并且，该推算传送通路的脉冲应答是为最大似然推算发射标记而使用的。

这种最大似然推算接收机。一般在频率选择性衰落之下，与其他自适应均衡接收机相比，具有良好的接收特性。然而，在应该考虑的多路的最大延迟时间变长的情况下，应该考虑的脉冲应答时间间隔也拉长、因为涉及状态推算电路中的发射标记的最大似然推算的处理量将以指数增加，所以认为迄今难以实现。可是最近，由于数字信号处理技术的发展，积极地展开了为其实用化的研讨。

由于数字信号处理技术的发展，在使最大似然推算接收机的实用化方面，希望解决上述课题，即压缩状态推算电路的处理量。该要求就是选定应考虑的脉冲应答时间间隔的问题，历来就是即要得到良好的接收特性，又要状态推算电路选定在可实用化程度的值。

还有，按照待考虑的脉冲应答时间间隔、决定耦合滤波器的抽头数。

因此，本发明的目的在于提供一种不降低接收均衡特性，能使自适应均衡运算量最小处理延迟小的接收机。

本发明的又一个目的在于提供一种不降低接收均衡特性、能压缩状态推算装置的运算量同时又能缩短接收机中处理延迟的最大似然推算接收机。

即，本发明的一种接收机，其特征在于包括：

传送通路推算装置，用于根据接收信号推算传送通路的脉冲应答并将之输出；

自适应均衡装置，用于以对应于能表现所述脉冲应答的最小时间间隔的抽头数，对上述接收信号进行自适应均衡。

图1是第一实施例自适应均衡接收机的功能方框图。

图2是表示传送通路的脉冲应答实例图。

图3是表示传送通路的脉冲应答实例图之二。

图4是表砂传送通路的脉冲应答实例图之三。

图5是传送通路推算电路的结构图。

图6是自适应均衡电路的结构图。

图7是第二实施例自适应均衡接收机的功能方框图。

图8是表示传送通路的脉冲应答实例图之四。

图9是表示横向型滤波器结构实施的方框图。

图10是将最大似然系列推算的均衡器用于图1的自适应均衡接收机的方框图。

图11是表示最大似然系列推算接收机的方框图。

图12是表示状态推算电路的详细结构实例的方框图。

图13是将第2实施例的均衡器用于图1的自适应均衡接收机的方框图。

以下，参照附图对本发明的自适应均衡接收机的优选实施例加以说明。图1是第1实施例的自适应均衡接收机的功能方框图。在图1中，该自适应均衡接收机的由输入端点1、频率变换电路2、低通滤波器(LPF)3、模/数(A/D)变换器4、传送通路推算电路5、多重波检波电路6、开关7、输出端点8、符号判定电路9以及自适应均衡电路10构成。

在图1中，输入端点1是例如天线等的接收装置、频率变换电路2接收由输入端点1接收到的数百KbPS以上的PSK调制的高频信号后，进行对应的同步检波，变换成基本频带信号并输出。将该基带信号馈给低通滤波器3。还有，在上述数Kbps以上的传送速度的接收信号中，例如使作为已知信号系列的训练信号与数据混在一起。

而后，低通滤波器(LPF)3从频率变换电路2所馈给的基带信号中，将所期望的带域外的噪音成分滤掉，再馈给模/数(A/D)变换器4。然后，模/数(A/D)变换器4每每个取样信号一一变换成预定的比特数，将该接收数字信号馈给传送通路推算电路5、符号判定电路9以及自适应均衡电路10。

然后，传送通路推算电路5由模/数变换器4所馈给的接收数字信号和内部训练信号发生电路所馈给的训练信号来推算脉冲应答特性。所谓脉冲应答特性是指，例如，直接波与延迟波所合成的多重波被接收的场合中，传送通路的脉冲应答。而后将得到的传送通路脉冲应答的取样值馈给多重波的检波电路6及自适应均衡电路10。

这里，图2表示实施例1的传送通路推算电路5产生的传送通路的脉冲应答的实例。图2中，时间轴的一个刻度(T时间)表示一个标记周期。图2α是脉冲应答为非多重波的情况(没有多路传播、仅有直接波之时)的特性图。而，传送通路的脉冲应答是在一个标记周期T内收到的。

另一方面，图2b是脉冲应答耿多重的波情况(有多重路传播、直接波与延迟波的多重波之时)的特性图。而，由多重波的产生的传送通路的脉冲应答不是一个标记周期T内收到的。

而后，由图1的多重波检波电路6来判定由传送通路推算电路5所馈给的脉冲应答的取样值是否是在一个标记周期内收到的。将此判定结果作为多重波判断信息馈给符号判定电路9、自适应均衡电路10以及开关7的控制输入d。

然后，符号判定电路9根据对模/数(A/D)变换器4馈给的符号的判定，推算接收标记随后馈给开关7α。

再有，自适应均衡电路10是将模/数(A/D)变换器4所馈给的符号做自适应均衡的电路，而自适应均衡的运算是受多重波检波电路6馈给的多重波判断信息控制的。而且，一旦判断接收信号为多重波，就进行该自适应均衡运算，若判断接收信号非多重波，则停止该自适应均衡运算。然后，将自适应均衡的输出符号馈给开关7b。

在根据此多重波判断信息将接收信号判断为多重波的情况下，在自适应均衡电路10将多重波中所含有的延迟波均衡后，开关7将电路10的输出符号在其输出端点8输出。另外，在根据多重波判断信息将接收信号判断为非多重波的情况下，开关7在输出端点8输出由符号判定电路9所馈给的符号。

这样，根据多重波的有无，开关7将在自适应均衡电路10的均衡输出与符号判定电路9的输出之间做选择输出，可输出消除多路传播影响的符号。

接着，对多重波检波电路6的具体的多重波检波方法进行说明。

该多重波检波电路6根据由传送推算电路5所馈给脉冲应答的能量时间的扩展可以检出多重波。

例如，图3是推算传送通路的脉冲应答时的特性图。图3中，L是传送脉冲应答的观测时间、T是以脉冲应答最大时间点为中心的一个标记(一个符号)周期。

然后，由多重波检波电路6对在观测时间L内所含的能量与在一个标记周期T内所含能量分别计算。根据此计算结果，由多重波检波电路6求出观测时间L内所含能量对一个标记周期T内所含的预定能量之比例、若此比例在预定的阈值A以上，判断在一个标记周期T内没有收到脉冲应答。然后，多重波检波电路6判断接收信号为多重波、输出多重波信息。还有，若此比例在上述阈值A以下，多重波检波电路6判断接收信号为非多重波，输出非多重波信息。

现在，介绍多重波检波电路6的另一种检波方法。例如，在多重波检波电路6求出电传送通路推算由路5馈给的传送通路脉冲应答取样值为预定阈值S以上的时间。基于此结果，由多重波检波电路6可以判断接收信号是否为多重波。

更具体地讲，在图4中，S是预定的阈值。t是传送通路的脉冲应答超出阈值S的时间。在多重波检波电路计算超过阈值S的时间t，若t＜T，则判断接收信号为非多重波，输出非多重波信息；若t>T，多重波检波电路6判断接收信号为多重波，输出多重波信息。

图5是传送通路推算电路5的结构图。

在图5中，传送通路推算电路5由横向滤波器90及训练信号发生电路95构成。然后，将训练信号发生电路95所馈给的训练信号馈给延迟器41。还有，将来自模/数(A/D)变换器4的接收数字信号馈给延迟器82。

然后，将延迟器41—4N的输出信号分馈给乘法器50—5L以及乘法器60—6L。来自延迟器41—4L的信号与来自加法器70—7L的信号在乘法器50—5L做乘法运算，以此乘积作为抽头系数(滤波器系数)馈给加法器80。在加法器80对来自乘法器50—5L的乘积结果作加法运算，将加法结果馈给加法器81。

在加法器81取由延迟器82馈给的接收信号与横向滤波器90的加法器80的加法结果之差，将该差分信号馈给乘法器83。乘法器83对差分信号乘以常数D、将乘得结果馈给乘法器60—6L。然后，在乘法器60—6L将延迟41—4N送来的信号与乘法器83送来的信号作乘法运算、将乘得结果馈给加法器70—7L。而后，在加法器70—7L对乘法器60—6L送来的信号作累积相加，以加法信号作为代表脉冲应答抽头系数f0—fL，馈给多重波检波电路6以及自适应均衡电路10。还有，该加法信号也作为乘法系数(抽头系数)馈给乘法器50—5L。

这样一来，在传送通路推算电路5就可以求出作为滤波器抽头系数的传送通路脉冲应答取样值f0—fL。

图6是自适应均衡电路10的结构图。图6的自适应均衡电路10是判定反馈型的自适应均衡电路。而，该判定反馈型均衡电路由前馈滤波器680及反馈滤波器690对输入信号进行自适应均衡，从判定电路660输出均衡输出。而后，根据多重波检波电路输出的多重波判断信息，控制滤波器的运算的停止或再次运算。作为另一种方法，例如，根据多重波判断信息、控制该判定反馈型均衡电路的电源的停止或重新供电也行。

然后，通过由抽头系数设定电路670从传送通路推算电路5取入传送通路的脉冲应答来设定各滤波抽头系数。

图7是实施例2的自适应均衡接收机的功能方框图、图8是表示传送通路脉冲应答实例图(之四)。还有，图9是表示图7的反馈滤波器及前馈滤波器中使用的横向型滤波的结构实例图。借助图7、图8及图9对实施例2及抽头系数的设定过程作详细说明。

例如，图8是表示天线只接收一个直接收和一个延迟波的情况下，推算传送通路的脉冲应答特性的实例图。而，图8a是延迟波对直接波的延迟时间比较短的情况下的脉冲应答特性图。还有，图8b是延迟波对直接波的延迟时间比较长的情况下的脉冲应答特性图。

在图8a的特性的情况下，传送通路推算电路5在时间间隔T输出以黑点(●)表示的脉冲应答取样值f0—f5，馈给抽头数设定电路123。

将传送通路推算电路5输出的脉冲应答取样值f0—f5馈给抽头数设定电路123后，将收到超过预定阈值S的脉冲应答取样值f1、f2的时间间隔T用于抽头数设定。

可是，在判定反馈型均衡器中，对延迟时间最大(例如以m·T表示，m为正整数)的延迟波进行自适应均衡的情况下，要求反馈滤波器(FBF)122的抽头数至少为m个，对此情况，前馈滤波器(FFF)121的抽头数，与延迟时间(m＋l)T相当。因此，让图9所示的前馈滤波器(FFF)121的延迟器500—50(N＋1)各延迟T/2的时间，使前馈滤波器(FFF)121的抽头数变为(m＋1)＊2个。

根据决定该抽头数的条件，在上述图8a的情况下，决定抽头数的时间间隔是1＊T(m＝1)，因此前馈滤波器(FFF)121的抽头数设定为4个，馈给前馈滤波器(FFF)121。接受到该抽头数信息的前馈滤波器(FFF)121，将抽头So—S3这4个抽头闭合，将其余的抽头设置成断开。

再有，对于延迟波的时间为T，抽头数设定电路123由反馈滤波器(FBF)122的τ时间延迟器50)－50(N＋1)的延迟时间T决定抽头数后，使抽头数变成一个。将该抽头数信息馈给反馈滤波器(FBF)122，设定抽头数、即、接受到该抽头数信息的反馈滤波器(FBF)122，将抽头SO闭合，设定其余的抽头断开。

还将如此得到的抽头信息[即前馈滤波器(FFF)122的抽头数为4、而反馈滤波器(FBF)122的抽头数为1的信息]馈给抽头系数更新电路124。

还有，在图8b中，表示延迟波对直接滤的延迟时间比较长的情况下的脉冲应答。在图8b的特性的情况下，传送通路推算电路5在时间间隔T输出以黑点(●)表示的脉冲应答取样值f10—f15，馈给抽头数设定电路123。然后，将该脉冲应答取样值f10—f15馈给抽头数设定电路123后，将收到超过预定阈值S的脉冲应答取样值f11、f14的时间间隔3T用于抽头数设定。

然后，在该图8b的特性中，时间延迟最大为3T，因此要求反馈滤波器(FBF)122的抽头数(m)至少为3个。另外，前馈滤波器(FFF)121的延迟器500—50(N＋1)各延迟T/2时间，而该前馈滤波器(FFF)121的抽头数是(m＋1)×2，因而使m＝3，这样前馈滤波器(FFF)121的抽头数变为8个。

而后，将代表抽头数为3个的抽头数信息馈给反馈滤波器(FBF)122。结果，将反馈滤波器(FBF)122的抽头数设定为3个。另外，还将此抽头数信息馈给抽头系数更新电路124。还有，将代表抽头数为8个的抽头数信息馈给前馈滤波器(FFF)121。结果，将前馈滤波器(FFF)121的抽头数设定为8个。此外，还将该抽头信息馈给抽头数更新电路124。

然后，抽头系数更新电路124，对上述馈给的抽头数，基于由误差推算电路125馈给的误差信息，设定成使该误差成为最小的滤波系数。即，抽头系数更新电路124，基于代表抽头数为3个的抽头信息来设定抽头系数、馈给反馈滤波器(FBF)122并设定。还有，对抽头数为8个，也设定抽头系数、馈给前馈滤波器(FFF)121。

再有，在没有由多路传播而产生的延迟波的情况下，因为传送通路脉冲应答仅为直接波产生的脉冲应答，则不存在上述图8实例那种延迟时间。因而，以m＊T表示的反馈滤波器(FBF)122的抽头数变为0个。还有，以(m＋1)＊2表示的前馈滤波器(FFF)121的抽头数变成2个。对于该抽头数，由抽头系数更新电路124设定抽头系数。

然后，前馈滤波器(FFF)121，根据与馈给的抽头数信息所对应的抽头系数，将模/数(A/D)变换器4送来的数字信号进行自适应均衡，馈给加法器127。

而后，加法器127对前馈滤波器(FFF)121来的信号与反馈滤波器送来的信号求和，馈给数据判定电路128及误差推算电路125。然后，数据判定电路128根据加法器127送来的加法信号来进行数据判定。即，对是逻辑1电平还是逻辑0电平进行符号判定，输出自适应均衡输出的符号。该输出符号，通过开关129，馈给误差推算电路125及反馈滤波器(FBF)122。

该开关129在接收训练信号之时，将参考信号发生电路130送出参考信号馈给误差推算电路线5及反馈滤波器(FBF)122。还有，在训练信号区间以外，将数据判定电路128的输出信号馈给误差推算电路125及反馈滤波器122。然后，由误差推算电路125对加法器127送来的加法信号与开关129送来的信号求差，以该差作为自适应均衡中的误差，将该误差信号馈给抽头系数更新电路124。

图9是以横向(FIR)滤波器实现前馈滤波器(FFF)5及反馈滤波器(FBF)6的情况之结构图。

在图9中，该横向(FIR)型滤波器由τ时间延迟器301—30(M-1)、作为通断开关的抽头SO—SM、乘法器400—40M以及加法器130构成。

然后，输入信号提供给延迟器301及抽头SO，再有，各延迟器301—30(M-1)的输出信号分别馈给抽头S1—SM。该抽头SO—SM开闭受抽头数设定电路123送来的抽头数设定信号控制。抽头SO—S(N-1)闭合后，给予信号分别馈给乘法器400—40(N-1)。

而后，在乘法400—40(N-1)将抽头系数更新电路124送来的抽头系数CO—C(N-1)乘以抽头SO—S(N-1)送来的信号，将乘得结果从各个乘法器400—40(N-1)馈送给加法器130。然后加法器130将加得结果输出。

还有，上述τ时间延迟器301—30M的延迟时间，在使用正馈滤波器(FFF)121的横向型滤波器的情况下，变为T/2的时间。该T时间代表接收数据的一个接收标记的周期。另一方面，使用反馈滤波器(FBF)122的情况下，延迟时间变为T时间。

根据上面的实施例2的自适应均衡器，传送通路的特性以脉冲应答特性表示。然后对应于代表该脉冲应答特性的最小时间间隔决定抽头数、并在反馈滤波器(FBF)122及前馈滤波器(FFF)121设定。对多路传播中产生的延迟波的均衡处理之时，可以根据该抽头数对延迟波做自适应均衡处理，同时，为每条传送通路的推算设定最小时间间隔的抽头数，因而减轻前馈滤波器(FFF)121及反馈滤波器(FBF)122的运算量。

还有，在多路传播少的情况下，将抽头数设定成最少，因而运算量也变得最小，提高了自适应均衡的速度。

下面说明，以实施例2说明的自适应均衡器也可以适用实施例1。

图10是把实施例2的均衡器用于图1的自适应均衡接收机的方框图。即，图10是在图1的自适应均衡器10中又配置了图7所示的自适应均衡器的结构。

以实施例1业已说明，模/数(A/D)变换器4将接收数字信号馈给传送通路推算电路5、符号判定电路9以及自适应均衡电路10。

然后，传送通路推算电路5用模/数(A/D)变换器4送来的接收数字信号与内部的训练信号发生电路送来的训练信号系列推算传送通路的脉冲应答特性。而后，将得到的传送通路的脉冲应答取样值馈给多重滤波电路6及自适应均衡电路10。

多重波检波电路6判定在一个标记周期T内是否收到传送通路推算电路5送来的脉冲应答的取样值。以该判定结果作为多重波判断信息，馈给符号判定电路9、自适应均衡电路10以及开关7的控制输入d。再后，自适应均衡电路10及符号判定电路9受多重波检波电路6送来的多重波判断信息控制。总之，若判断接收信号为多重波，就执行该自适应均衡的运算，符号判定电路9不运作。然而，若判断接收信号为非多重波，则符号判定电路9运作、停止自适应均衡的运算。

同样，根据多重波检波电路6送来的多重波判断信息来进行判断，在判断接收信号为多重波的情况下，开关7在开关7c输出使多重波中所含的延迟波均衡的自适应均衡电路l0的输出信号。而且，从多重波判断信息进行判断，在判断接收信号为非多重波的情况下，判断没有多路传播产生的延迟波、只有直接波，由符号判定电路9送来的符号经开关7c输出。

根据此实施例，由多重波检波电路6判断由多路传播产生的直接波与延迟波的合成波是否为多重波，若未检出多重波，就不进行接收信号的自适应均衡，可以根据符号判定电路9的判定，输出符号。还有，在多重波存在的情况下，执行自适应均衡，可输出所得到的符号。

再有，在上述的实施例1及实施例2中，虽然传送通路推算电路5的一例以图5表示，但不限于此。例如，也可以求出接收信号与训练信号的相互关联的复变函数，求出传送通路的脉冲应答。其具体实现方法之一例，例如，文献：电子情报通信学会、1989年11月论文B—II、Vol。J72—B—II、No.11 pp587—594、《TDMAデジタル移动通信ぉける适应等化》等公开的。

其次，参照图11对最大似然推算型接收机的结构进行说明。在图1l中，该最大似然系列推算型接收机由接收信号输入端点1、频率变换电路2、低通滤波器(LPF)3、模/数(A/D)变换器4、传送通路推算电路5、耦合滤波器135、状态推算电路136、推算信号输出端点7、系数设定电路138、以及抽头数设定电路139构成。

图11中的由接收信号输入端点1至模/数(A/D)变换器4的结构，因为在实施例l已说明，这里略去说明。

而后，图9所示的抽头可变型滤波器适用于耦合滤波器135。抽头数设定电路139一旦接到传送通路推算电路5推算出的脉冲应答，就决定耦合滤波器135中的有效作用的抽头数(这里在脉冲应答的最小时间间隔内，一一对应)、将此抽头数信息馈给耦合滤波器135及系数设定电路138。还有，由抽头数设定电路139在计算待状态推算电路136考虑的状态数后，再馈给状态推算电路136。此值由可提取的信号点数乘以(抽头数—1)构成。

因此，再次以图8所示的传送通路的脉冲应答的实例加以说明。传送通路的脉冲应答的长度较短之时，传送通路的脉冲应答可以用图8a的箭头所示的，例如以2次取样表示，此外的取样可以视为零。与此相反，传送通路的脉冲应答的长度比较长之时，如图8b所示，例如，可以用4个取样表示。在此实施例的情况下，耦合滤波器135的抽头数按照传送通路的脉冲应答有效长度(最小时间间隔)来决定。

在图11中，由抽头设定电路139求出，在每个传送通路推算电路5送来的标记周期的不同的脉冲应答成分的范围内，从取所定阈值以上的绝对值的脉冲应答成分的中心加上自延迟最小的至延迟最大的时间内所定偏置(0或1个标记周期)的时间。然后，抽头设定电路139将加上偏置后的时间除以标记的频率、变成抽头数。

系数设定电路138，根据传送通路推算电路5送来的脉冲应答决定抽头数设定电路1389送来的抽头数样的抽头系数，馈给耦合滤波器135。系数设定电路138，例如，选取抽头数样的传送通路脉冲应答成分的推算值的共轭复数，将时间的倒数作为耦合滤波器135的抽头系数。

上述耦合滤波器135可以用图9所示的横向型滤波器实现。

因此，以图9说明其运作。在图9中，该耦合滤波器135由以下部公分构成：串联连接的M个1取样延迟电路301—30M，将从输入端点160输入的数字信号，在每个1取样周期(标记周期)进行延迟：开关SO—SM，对在每个1取样周期由该M个1取样延迟电路300—30M得到的不同的M＋1个数字信号的通过与否进行控制；乘法器400—4(N-1)，对闭合状态的开关SO—S(N-1)所通过的数字信号乘以设定的抽头系数CO—C(N-1)；求和电路130，对来自乘法器400—40M的乘法输出求得总和并馈给输出端点170。

即，耦合滤波器135基本由横向型滤波器构成；也可以使有效抽头可变而构成。但，τ时间延迟器的延迟时间为T。

开关SO—SM的开闭是受抽头数设定电路139送来的抽头数信号控制的，图9表示N个公开关SO—S(N—1)是闭合的，开关SN—SM为断开的状态。因此，上述系数设定电路138分别从SO—S(N-1)输出系数CO—C(N-1)。

这样，耦合滤波器135，即要控制开关的开闭，同时又要设定抽头系数。然后，将接收信号输入给耦合滤波器135，因抽头数按传送通路脉冲应答的时间反演特性来设定，所以经过滤波，使噪音影响最小。经此处理后的接收信号馈给状态推算电路136。

还有，在取出N个抽头输出进行滤波的情况下，最好是开关SO—SM中紧邻的N个开关闭合，即使不是开关SO—S(N-1)，从所谓的耦合滤波器135的去除噪音的功能上讲，也不成问题。但是；在考虑到使耦合滤波器135中的处理延迟时间最小，按图9那样，取出延迟时间小的N个输出那样地闭合开关效果良好。

这里，将传送通路脉冲应答为何种情况都闭合的开关(例如SO)省掉也行。

再有，虽然图9表示的是实现作为专用电路的耦合滤波器135的例，但也可以使用功能同样的DSP实现。

状态推算电路136根据耦合滤波器135送来的接收信号列最大似然地推算接收标记，将结果向推算信号输出端点7输出。在此实施例情况下，将Viterbi算法用于状态推算电路中的最大似然的推算中。

图12是表示将Viterbi算法适用于状态推算电路136的详细结构实例。状态推算电路136由支路度量运算电路142、通路度量运算电路144、通路选择电路145、通路度量记忆电路143以及通路数据变换电路146构成，其中的支路度量运算电路142从经过输入端点141接收的由耦合滤波器135送来的接收信号与传送通路推算电路5送来的脉冲应答，在每次取样来计算接收信号与可取得的全状态的距离(支路度量)；通路度量运算电路144以接收信号与预测的状态作为时系列的信号，基于支路度量的运算结果，计算作为信号系列的距离(通路度量)；通路选择电路145选择与接收信号系列最近的预测信号；通路度量记忆电路143记忆利用通路度量运算电路144的通路度量；通路数据变换电路146以提供与接收信号最近的预测数值列的数据列作为接收标记逐次做选择决定。

如上所述，在状态推算电路136中，为计算作为评价值的支路度量，需要传送通路脉冲应答，由如上所述的，从传送通路推算电路5把传送通路脉冲应答馈给支路度量运算电路142。在本实施例的情况下，必须减少Viterbi算法的运算量、按Viterbi算法，将待考虑的状态数限制在必要的最少量、即，由抽头数设定电路139决定设定的状态数。将度量运算中所用的传送通路脉冲应答成分的数作为抽头数设定电路139所设定的抽头数。

例如，在以DSP构成状态推算电路136的情况下，作为支路度量运算电路142，采用根据外部送来的抽头数和状态数，对在运算所用的脉冲应答成分数和算法状态娄进行变换，或者作为支路度量运算电路142，采用根据不同的最小时间间隔用的、由复数支路运算处理部内存提供的状态数信息，使某一个支路度量运算处理部进行运作。

还有，除支路度量运算电路142以外的电路，也可以根据状态数信息改变处理方式。

因而，依照上述的实施例，由于耦合滤波器135的抽头数可随传送通路脉冲应答的最小时间间隔变化，同时，状态推算电路136中所考虑的状态数也可变，因此，接收特性不会下降，基于传送通路脉冲应答的以非徒劳的运算量，使发射记标复原，与已有技术相比，可以缩短平均复原时间，且能压缩电能消耗。

还有，就用于最大似然推算而言，例如，已在文献：电子情报通信学会、技术研究报告1988年RCS88—38《移动通信

にける最尤复号器の性能评价》中公开。可以利用该文献所公开的最大似然复原器的结构。再有，在上面实施例中，虽然PSK调制的接收信号的自适应均衡做了说明，但不限于此。例如，对其他的QPSK(Quadrantre PDK，4相PSK)调制、blSK(Minimum Shifl Keyiwg)调制、OAM(Quadranture AH，直交振幅调制)的接收信号等的自适应均衡，也是适用的。例如，在QPSK调制的接收信号的情况下，由于进行同步检波由于用传送通路推算电路5、耦合滤波器135以及状态推算电路136等处理由同相(Inphase)成分和正交(Quadranture)成分构成的复变信号，可以使延迟波进行自适应均衡。而且，在上面的实施例1中，虽然公开了将天线接收到的接收信号直接馈给频率变换电路2的结构，但也不限于此。例如，也可以使用本机频率将天线受接到的接收信号混频，将降为中频的信号馈给频率变换电路2。

还有，在最大似然系列推算接收机的实施例中，虽然显示了耦合滤波器135的抽头数可根据传送通路推算的脉冲应答而改变，但也可以基于脉冲应答，仅改变状态推算电路136中考虑的状态数。这样，也可以得到与上述实施例大体相同的效果。

再有，虽然显示了在状态推算电路136中采用Viterbi算法，但也可以采用其他的最大似然推算算法。总之，只要状态推算电路136中考虑的状态数可随传送通路的脉冲应答改变即可。

另外，在上面的实施例中，为判断接收信号是否为多重波，推算传送的脉冲应答，再由该脉冲应答判断是否为多重波，但也不限于此。也可以推算他的特性来进行判断。

在上面实施例1和实施例2中，作为自适应均衡电路10的一个实例，虽然显示了图6和图9的判定反馈型均衡电路的结构，但也不限于此。例如，也可以用后面的图11所示的最大似然系列推算型的均衡电路实现。

因此，在实施例1的结构中采用最大似然系列推算接收机的均衡电路的情况，即是，参照图13说明，将图11说明的最大似然系列推算型的均衡器适用于图1的自适应均衡电路10的情况。

该接收机由输入端点1、频率变换电路2、低通滤波器(LPF)3、模/数(A/D)变换器4、传送通路推算电路5、抽头数设定电路139、系数设定电路138、耦合滤波器135、状态推算电路136、多重波检波电路6、开半7以及符号判定电路9构成。即以抽头设定电路139、系数设定电路138、耦合滤波器135以及状态推算电路136构成图1中的自适应均衡电路10。

在此图13中，因为由输入端点1至模/数(A/D)变换器4是公知的，在此略去说明。但是，模/数(A/D)变换器4将接收数字信号馈给传送通路推算电路5和耦合滤波器135以及符号判定电路9。

然后，传送通路推算电路5根据模/数(A/D)变换器4送来的接收数字信号和内部训练信号发生电路送来的训练信号系列推算传送通路脉冲应答特性。而后，将所得到的传送通路的脉冲应答的取样值馈给多重波检波电路6、抽头数设定电路139以及自适应均衡电路10。

因此，多重波检波电路6可以根据上述的传送通路推算电路5送来的脉冲应答的能量的时间上的拓宽，来检出多重波，或者根据上述的传送通路的脉冲应答取样值超过预定阈值S的时间，判断是否为多重波。然后，多重波检波电路6将此判断结果，输送给自适应均衡电路10、符号判定电路9以及开关7。

自适应均衡电路10根据多重波检波电路6的输出，在判断接收信号为多重波的情况下，进行上述的抽头设定运作，在判断接收信号为非多重波的情况下，则不进行抽头设定运作。

还有，开关7根据多重波检出电路6送来的多重波判断信息进行判断，当判断是多重波的情况，将使多重波中所含的延迟波进行均衡的自适应均衡电路10的输出符号，从开关7c输出。另一方面，由多重波判断信息进行判断，当判断为非多重波的情况，即无多路传播产生的延迟波，仅存在直接波，把符号判定电路9送来的符号经开关7c输出。

所以，与已有技术相比，可以减少用于自适应均衡的运算量，而且不使接收均衡特性变差。

那么，这种自适应均衡接收机，可有效地应用于汽车电话等高速数字通信中。

Claims

1.一种接收机，其特征在于包括：

2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，上述自适应均衡装置包括：

横向型耦合滤波器，用于以上述抽头数，以除去对上述接收信号的噪音影响；和

状态推算装置，用于以上在抽头数，根据上述耦合滤波器的输出，对发射标记系列进行最大似然推算。

3.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，它还包括：

判断装置，用于根据所述脉冲应答以判断所述接收信号是否为多重波，并输出判断结果；和

只在上述判断结果显示上述接收信号为多重波时，上述自适应均衡装置才进行上述接收信号的自适应均衡。

4.根据权利要求3所述的接收机，其特征在于，上述判断装置，根据上述的脉冲应答能量在一个标记期间内的集中程度，判断上述接收信号是否为多重波。

5.根据权利要求3所述的接收机，其特征在于，上述判断装置，算出上述脉冲应答的电平超过预定阈值的时间，根据上述时间是否超过一个标记周期，判断上述接收信号是否为多重波。