CN101056131A - 在多输入多输出通信系统中产生对数似然性的设备和方法 - Google Patents

Abstract

在MIMO通信系统中用于产生LLR的设备和方法。在用于空分多路复用通信系统的接收机中，确定器以TX天线的递增或递减顺序执行MML解码操作以估计多个候选TX向量。距离计算器计算来自确定器的每个候选TX向量的欧几里德距离。LLR计算器使用来自距离计算器的欧几里德距离计算LLR。相应地，有可能在MIMO通信系统中以低的复杂度产生具有高可靠性的LLR。

Description

在多输入多输出通信系统中产生对数似然性的设备和方法

优先权

本申请根据35U.S.C.§119要求享有于2006年4月6日在韩国知识产权局提交的以及分配的序列号为2006-31377的申请的优先权，其内容通过引用在此并入。

技术领域

本发明通常涉及多输入多输出(MIMO)通信系统，并且更具体而言，涉及在空分多路复用(SM)通信系统中用于产生高可靠性对数似然性(LLR)的设备和方法。

背景技术

由于无线移动通信市场的迅猛发展，特别是高容量和高速率数据传输的改进正在进行中，对于各种无线多媒体服务的要求已经显著地增加。相应地，急切地需要找到一种有效使用有限数量的频率资源的方法。使用多根天线的新通信方案将是有用的，其中的一个实例是使用多根天线的MIMO通信系统。

MIMO通信系统使用多根发送(TX)天线和多根接收(RX)天线。不像单根天线的通信系统那样，即使不分配额外的频率和TX功率，MIMO通信系统也能够与天线数量成比例地增大信道传输容量。因此，关于MIMO通信方案正在进行广泛研究。

多天线传输方案在广义上能够被分类成空间分集(SD)方案、空分多路复用(SM)方案、及其二者的混合方案。SD方案提供对应于TX天线数量和RX天线数量的分集增益，借此增强传输可靠性。SM方案同时发送多个数据流，借此增大数据传输速率。

当TX天线使用SM方案发送不同的数据流时，在同时发送的数据流之间产生相互干扰。因此，相应的接收机考虑到干扰效应使用最大似然性(ML)方案检测接收的信号，或在消除所述干扰之后检测接收的信号。例如，使用迫零(ZF)方案或最小均方根误差(MMSE)方案消除该干扰。在通常的SM方案中，接收机的性能与接收机的计算复杂度具有一种折衷关系。因此，正在进行广泛研究以提供能够接近ML接收机性能、同时减小接收机计算复杂度的接收处理。

如在本领域中所已知的，当已编码比特的软判决(SDEC)值而不是硬判决(HDEC)值被输入到信道解码器时，SM接收机提供优良的性能。信道解码器的输入SDEC值是在信道上发送的已调制符号的估计值，它使用对数似然性(LLR)值。所以，SM接收机不仅使用低复杂度的接收处理而且还使用根据接收处理产生最佳LLR的处理。

考虑如在图1中示例的包括N_T数量的TX天线和N_R数量的RX天线的系统来给定系统模型的定义。当通过每根TX天线发送的TX信号(或已调制信号)由d_i表示时，能够将接收机的RX信号r表示为如下所示的方程(1)。假设通过每根TX天线发送的信号d_i是M-正交幅度调制(QAM)信号。在这种情况下，能够被同时发送的已编码比特的数量是N_T×log2(M)。

              r＝Hd+n                 ....(1)

其中r是RX信号向量，d是TX符号向量，n是周围环境高斯噪声向量，以及H是在TX天线和RX天线之间所建立的信道的系数矩阵。该信道系数矩阵H被定义为方程(2)：

$d={[d_1,d_2,d_3,...,d_{N_T}]}^T$

$r={[r_1,r_2,r_3,...,r_{N_R}]}^T---\left(2\right)$

$H=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}& h_{12}& \·\·\·& h_{1N_R}\\ h_{21}& h_{22}& \·\·\·& h_{2N_R}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ h_{N_{T}1}& h_{N_{T}2}& \·\·\·& h_{N_T{N}_R}\end{array}\right]$

其中信道系数矩阵H是N_T×N_R矩阵，其中(i，j)元素h_ij表示第i根TX天线和第j根RX天线之间的信道响应。

根据上述SM方案的信号检测方法可总结如下：

首先，ML方案使用以下方程(3)计算在星座内的所有符号(或信号点)的欧几里德距离以及然后选择具有最短直线距离的符号。即，ML方案确定y和Hx之间的距离以确定具有最短距离的符号为具有最高相似性的符号(即，具有最小误差的符号)。但是，ML方案必须对M^NT(M：调制电平)个向量计算欧几里德距离。所以，ML方案的复杂度成指数增加并因此难以实现。

$\hat{x}=\mathrm{ar}{g}_x\min {\left|\right|y-H_x\left|\right|}_F^2---\left(3\right)$

逐次干扰消除(SIC)方案重构前一级的HDEC值以从RX信号消除干扰。但是，当在SIC方案的前一级的HDEC值中存在误差时，在下一级中加权该误差。在这种情况下，HDEC值的可靠性随每个后序级的行进而降低。

所以，SIC方案需要考虑引起性能恶化的误差传播。即，因为以TX天线索引的顺序来执行解码操作而不管信道条件如何，执行干扰消除处理而不移除具有高信号强度的TX天线。因此，具有低信号强度的TX天线的性能不被显著地提高。垂直贝尔实验室分层空间-时间(V-BLAST)方案是解决上述问题的改进处理。V-BLAST方案以TX天线的信号强度的递减顺序执行干扰消除处理并因此比SIC方案具有更佳的性能。

修正的ML(MML)方案使用ML方案解码可从除了特定TX天线外的所有TX天线发送的符号。使用简单的如以下方程(4)所表示的限幅函数Q( )确定从特定TX天线发送的信号。MML方案与ML方案具有相同的性能，它的计算复杂度被表示为从TX天线的数量减1的指数相乘。也就是，当ML方案计算M^NT个向量的欧几里德距离时，MML方案计算M^NT-l个向量的欧几里德距离和使用所述限幅函数检测剩余符号的信号。

$x_i=Q\left(\frac{h_i^H}{{\left|\right|h_i\left|\right|}^2}(y-\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{h}_j{x}_j)\right)---\left(4\right)$

一种建议的递归MML(RMML)方案减小MML方案的复杂度。使用Givens旋转，RMML方案使信道无效以产生若干小信道(子系统)，并且根据MML方案对2×2信道的最小单元作出判定。以这种方式，RMML方案产生若干(例如，3×3和2×2)子系统，借此减小计算复杂度同时提供近似ML方案性能的性能。但是，若干子系统的产生意味着若干候选TX向量的存在，这限制了复杂度降低。另外，类似于SIC方案，由于2×2子系统作出直接判定所以RMML方案产生由于误差传播而引起性能恶化。

同时，当在使用两根TX天线的MIMO通信系统中使用ML接收机时，最佳的LLR能够被表示为方程(5)：

$\mathrm{LLR}\left(b_{1,i}\right)=\log \left(\frac{\underset{c\∈C_i^{+}}{\mathrm{\Σ}}\underset{d_2\∈C}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_{1}c-h_2{d}_2|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}{\underset{c\∈C_i^{-}}{\mathrm{\Σ}}\underset{d_2\∈C}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_{1}c-h_2{d}_2|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}\right)$

$\mathrm{LLR}\left(b_{2,i}\right)=\log \left(\frac{\underset{c\∈C_i^{+}}{\mathrm{\Σ}}\underset{d_1\∈C}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_1{d}_1-h_{2}c|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}{\underset{c\∈C_i^{-}}{\mathrm{\Σ}}\underset{d_1\∈C}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_1{d}_1-h_{2}c|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}\right)---\left(5\right)$

其中b_j，i表示第j根天线的第i比特，G_i ⁺表示其第i比特是‘+1’的一组d_i’，以及C_i ^-表示其第i比特是‘-1’的一组d_i’。

如从方程(5)能够看出，由于必须关于TX信号的所有可能组合计算欧几里德距离，因此对于具有高调制电平或许多天线的调制方案来说难以实现在ML接收机中的LLR计算。

所以需要一种接收机结构，其能够实现具有类似于ML方案中LLR的高可靠性的SM方案，同时具有低复杂度。

发明内容

本发明主要解决至少上述的问题和/或缺点并提供至少以下的优点。因此，本发明的一个方面是提供用于在SM通信系统中以低复杂度产生具有高可靠性的LLR的接收设备和方法。

本发明的另一个方面是提供用于在SM通信系统中提供与ML方案性能相类似的性能的接收设备和方法。

根据本发明的一个方面，用于SM通信系统的接收机包括以TX天线的递增或递减顺序执行MML解码操作以估计多个候选TX向量的确定器；对来自确定器的每个候选TX向量计算欧几里德距离的距离计算器；以及使用来自距离计算器的欧几里德距离计算LLR的LLR计算器。

根据本发明的另一个方面，用于使用两根TX天线的MIMO通信系统的接收机包括第一LLR发生器，用于关于从第一TX天线可发送的每个TX符号，通过MML方案确定第二TX符号以估计多个候选TX向量，并使用该候选TX向量计算第一TX符号的LLR；和第二LLR发生器，用于关于从第二TX天线可发送的每个TX符号，通过MML方案确定第一TX符号以估计候选TX向量，并使用该候选TX向量计算第二TX符号的LLR。

根据本发明的再一个方面，用于SM通信系统的接收方法包括：以TX天线递增或递减的顺序执行MML解码操作以估计多个候选TX向量；计算每个被估计的候选TX向量的欧几里德距离；和使用该计算的欧几里德距离计算LLR。

根据本发明的又一个方面，用于使用两根TX天线的MIMO通信系统的接收方法包括：第一LLR产生步骤，用于关于从第一TX天线可发送的每个TX符号通过MML方案确定第二TX符号以估计多个候选TX向量，和使用该候选TX向量计算第一TX符号的LLR；以及第二LLR产生步骤，用于关于从第二TX天线可发送的每个TX符号，通过MML方案确定第一TX符号以估计多个候选TX向量，并使用该候选TX向量计算第二TX符号的LLR。

附图说明

通过下面结合附图的详细说明，本发明的上述和其他目的、特征和优点将会变得更加明显，其中：

图1是根据本发明在MIMO通信系统中的发射机和接收机的方框图；

图2A和2B是在图1中示例的MIMO解调器的方框图；

图3是在图2A和2B中示例的确定器的方框图；

图4是在图2A和2B中示例的距离计算器的方框图；

图5A和5B是在图2A和2B中示例的LLR计算器的方框图；

图6是示例根据本发明产生被输入到MIMO通信系统中的信道解码器的LLR的处理的流程图。

具体实施方式

在下文将参考附图描述本发明的优选实施例。在以下的描述中，由于熟知的功能或结构将在不必要的细节方面模糊本发明，因此不再详细地对它们进行描述。而且，这里使用的术语根据本发明的功能进行定义。因此，这些术语可以取决于用户或操作员的意图和用途发生变化。所以，这里使用的术语必须根据这里所作出的描述予以理解。

现在将描述根据本发明在空间多路复用(SM)通信系统中用于产生高可靠性LLR的设备和方法。

在图1到5的以下描述中，假设通过信道估计器(未示例)预先计算信道值h_ij。还假设所述通信系统具有两根TX天线(即，N_T＝2)。

图1所示为根据本发明在多输入多输出(MIMO)通信系统中的发射机和接收机。

参考图1，发射机包括信道编码器100、交织器(interleaver)110、调制器120、解多路复用器130、和多根TX天线140-1到140-N_T。接收机包括多根RX天线150-1到150-N_R、MIMO解调器160、去交织器170、和信道解码器180。

发射机的信道编码器100以给定的编码速率编码目标数据比特流以输出编码符号。当输入数据比特的数量是k以及编码速率是R时，输出符号的数量是k/R。例如，信道编码器100可以是卷积编码器、turbo编码器、或低密度奇偶校验(LDPC)编码器。

交织器110根据提供抗突发错误的鲁棒性的原则交织信道编码器100的输出符号。

调制器120根据编码方案调制来自交织器110的交织符号。即，调制器120根据输出复数信号的映射方案映射信号点到星座。编码方案的示例是映射1个比特(s＝1)到一个复数信号的二进制相移键控(BPSK)方案、映射2个比特(s＝2)到一个复数信号的正交相移键控(QPSK)方案、映射3个比特(s＝3)到一个复数信号的8ary正交幅度调制(8QAM)方案、和映射4个比特(s＝4)到一个复数信号的16QAM。

解多路复用器130解多路复用来自调制器120的复数信号并通过N_T根TX天线发送所产生的信号。尽管未被示例，当发射机使用正交频分复用(OFDM)通信方案时，OFDM调制从解多路复用器130输出的多个信号流。该OFDM调制的信号被射频(RF)处理成适合于无线电传输，以及通过相应的TX天线无线电发送所产生的RF信号。由于假设TX天线的数量是2，所以TX向量能够被表示为d＝[d₁d₂]。

同时，所述接收机的RX天线150-1到150-N_R接收来自TX天线140-1到140-N_T的RF信号。尽管未被示例，通过TX天线140-1到140-N_T接收的接收RF信号被转换成基带采样数据，所产生的采样数据被OFDM解调以及然后输入到MIMO解调器160。在这点上，假设输入到MIMO解调器160的RX向量是r＝[r₁r₂…r_N]。

MIMO解调器160通过MML解码从发射机接收的两个TX符号中的每个符号估计候选TX向量，计算各个候选RX向量的欧几里德距离，并使用该计算的欧几里德距离计算LLR。以下将参考图2到图5描述MIMO解调器160的结构和操作。

去交织器170根据给定的原则去交织来自MIMO解调器160的LLR。信道解码器180软判决解码来自去交织器170的去交织的LLR以恢复数据比特流。

图2A和2B示出了在图1中示例的MIMO解调器160。MIMO解调器160包括产生第一TX符号d₁的LLR的第一LLR发生器20以及产生第二TX符号d₂的LLR的第二LLR发生器21。第一和第二LLR发生器20和21中的每个发生器包括多个乘法器、多个确定器、多个距离计算器、和LLR计算器。第一和第二LLR发生器20和21具有相同的结构并且因此为了简洁起见以下的描述将集中于第一LLR发生器20。

在第一LLR发生器20中，乘法器200-1到200-N中的每个乘法器将第二TX天线和相应RX天线之间的信道共轭值乘以相应RX天线的RX信号。例如，对应于第一RX天线的乘法器200-1将第二TX天线和第一RX天线之间的信道共轭值

乘以第一RX天线的RX信号r₁。

在假设通过第一TX天线发送的第一TX符号是c_m(m＝1，2，…，M)时，确定器202-1到202-M中的每个确定器通过MML方案(或限幅方案)确定剩余的第二TX符号以估计第m个候选TX向量。M表示调制电平(或调制级数)。以下将参考图3描述确定器202-1到202-M的结构和操作。

距离计算器204-1到204-M中的每个计算器计算来自相应确定器的候选TX向量的欧几里德距离。以下将参考图4描述距离计算器204-1到204-M的结构和操作。

LLR计算器206通过使用来自距离计算器204-1到204-M的M个欧几里德距离计算第一TX符号(已调制符号)的每个编码比特的LLR。当使用16QAM方案作为调制方案时，LLR计算器206计算4个编码比特中的每个比特的LLR。例如，LLR计算器206可以使用log-MAP(最大后验)处理或最大log-MAP处理计算LLR。以下将参考图5描述上述每个处理。

图3示出了图2A和2B中示例的确定器202和212中的每个确定器。第一LLR发生器20的确定器202和第二LLR发生器21的确定器212具有相同的结构。因此，为了简洁起见以下的描述将集中于确定器202。

参考图3，确定器202包括多个减法器300-1到300-N、多个计算器302-1到302-N、加法器304和硬判决器306。

使用预先计算的信道值和用于相应信号点的符号(已调制符号)，第一计算器302-1执行被表示为方程(6)的函数运算：

$\begin{array}{ccc}{{\hat{h}}^{*}}_{21}& {\hat{h}}_{11}& c_m\end{array}---\left(6\right)$

这里

表示第i根TX天线和第j根RX天线之间的信道值，以及c_m表示对应于第m个信号点的符号。

通过这种方式，对应于第一RX天线的第一计算器302-1将第二TX天线和第一RX天线之间的信道共轭值

第一TX天线和第一TX天线之间的信道值 以及对应于第一信号点的符号c_m进行相乘。

第一减法器300-1从乘法器200-1的输出信号中减去第一计算器302-1的输出信号。

使用预先计算的信道值和用于相应信号点的符号，第n个计算器302-n执行如方程(6)所示的函数运算。在这点上，由于第n个计算器302-n对应于第n个RX天线，所以在方程(6)中使用第二TX天线和第n RX天线之间的信道共轭值

以及第一TX天线和第n TX天线之间的信道值 第n个减法器300-n从乘法器200-n的输出信号中减去第n个计算器302-n的输出信号。

同理，第N计算器302-N和第N减法器300-N执行如上阐述的相应的函数运算。

加法器304对减法器300-1到300-N的输出信号进行相加。硬判决器306硬判决加法器304的输出信号以输出硬判决值。当第一TX符号是c_m时，这种硬判决值是第二TX符号的估计值。

通过这种方式，在假设第一TX符号是相应的信号点的符号时，确定器202-1到202-M通过MML方案确定第二TX符号。在这点上，关于从第一TX天线可发送的所有信号(d₁＝c_m∈C)，能够使用方程(7)确定从第二TX天线发送的TX信号：

$d_i=Q\left(\frac{h_i^H}{{\left|\right|h_i\left|\right|}^2}(r-\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{h}_j{d}_j)\right)---\left(7\right)$

同理，对于从第二TX天线可发送的所有信号c_m，通过确定器212估计的TX向量能够被表示为方程(8)：

${\left[\begin{array}{cc}{d}_1& d_2\end{array}\right]}^T=={{\left[\begin{array}{cc}{d}_1\left(c_m\right)& c_m\end{array}\right]}^T\left[Q\left(\frac{h_1^H}{{\left|\right|h_1\left|\right|}^2}(r-h_2{c}_m)\right)c_m\right]}^T---\left(8\right)$

图4所示为在图2A和2B中示例的距离计算器204和214中的每个计算器。第一LLR发生器20的距离计算器204和第二LLR发生器21的距离计算器214具有相同的结构。因此，为了简洁起见以下的描述将集中于距离计算器204。

参考图4，距离计算器204包括第一计算器400、第二计算器402、和第三计算器403。

距离计算器204使用方程(9)计算欧几里德距离：

                  e_m＝‖r-Hd‖²          ....(9)

方程(9)能够被展开为方程(10)：

     e_m＝(r-Hd)^H(r-Hd)

       ＝(r^H-d^HH^H)(r-Hd)                ....(10)

       ＝r^Hr-(r^HHd+d^HH^Hr)+d^HH^HHd

第一计算器400平方从N根RX天线接收的N个RX信号的绝对值，并相加这些平方的绝对值。第二计算器402使用来自相应确定器202的候选TX向量 和预先计算的信道值(h_1n，h_2n)计算(r^HHd+d^HH^Hr)。之后，第二计算器402从第一计算器400的输出值中减去所计算的值(r^HHd+d^HH^Hr)。

第二计算器402包括第一计算器402-1、第二计算器402-2、第一减法器402-3、和第二减法器402-4。

第一计算器402-1执行被表示为方程(11)的函数运算：

$\mathrm{real}\left({2c}_m\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{h}_{1n}^{*}\right)---\left(11\right)$

这里real()表示从()的函数值选择实部的函数。第二计算器402-2执行被表示为方程(12)的函数运算：

$\mathrm{real}\left(2{\hat{d}}_2\left(c_m\right)\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{h}_{2n}^{*}\right)---\left(12\right)$

第一减法器402-3从第一计算器400的输出值中减去第一计算器402-1的输出值。第二减法器402-4从第一减法器402-3的输出值中减去第二计算器402-2的输出值。

第三计算器404使用来自相应确定器202的候选TX向量 和预先计算的信道值(h_1n，h_2n)计算(d^HH^HHd)。之后，第三计算器404将该计算的值(d^HH^HHd)与第二计算器402的输出值相加以输出对应于第m个信号点的计算距离值e_m。

第三计算器404包括第三计算器404-1、第四计算器404-2、第五计算器403-3、和第一加法器404-4、第二加法器404-5、和第三加法器404-6。

第三计算器404-1执行被表示为方程(13)的函数运算：

${\left|c_m\right|}^2\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{1n}\right|}^2---\left(13\right)$

第四计算器404-2执行被表示为方程(14)的函数运算：

${\left|{\hat{d}}_2\left(c_m\right)\right|}^2\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{1n}\right|}^2---\left(14\right)$

第五计算器404-3执行被表示为方程(15)的函数运算：

$\mathrm{real}\left({2c}_m^{*}{\hat{d}}_2\left(c_m\right)\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1n}^{*}{h}_{2n}\right)---\left(15\right)$

第一加法器404-4将第二计算器402的输出值和第三计算器404-1的输出值相加。第二加法器404-5将第一加法器404-4的输出值和第四计算器404-2的输出值相加。第三加法器404-6将第二加法器404-5的输出值和第五计算器404-3的输出值相加以输出对应于第m个信号点的计算的距离值e_m。

在对于第一TX符号的M个距离值以及对于第二TX符号的M个距离值的上述计算之后，使用log-MAP处理计算LLR。能够使用方程(16)计算LLR：

$\mathrm{LLR}\left(b_{1,i}\right)=\log \left(\frac{\underset{c\∈C_i^{+}}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_{1}c-h_2{d}_2\left(c\right)|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}{\underset{c\∈C_i^{-}}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_{1}c-h_2{d}_2\left(c\right)|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}\right)$

$\mathrm{LLR}\left(b_{2,i}\right)=\log \left(\frac{\underset{c\∈C_i^{+}}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_1{d}_1\left(c\right)-h_{2}c|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}{\underset{c\∈C_i^{-}}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{|r-h_1{d}_1\left(c\right)-h_{2}c|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}\right)$

                                 ....(16)

图5A和5B所示为根据方程(16)的LLR计算器206和216中的每个计算器。图5A所示为使用Jacobian对数表的log-MAP结构，以及图5B所示为对应于方程(16)的近似值的结构。这些结构在本领域中已经是公知的并且因此仅仅将简述log-MAP结构。

为了根据QPSK方案计算LLR，计算器501到504中的每个计算器使用输入距离值e_m执行被表示为方程(17)的函数运算：

$\frac{-e_m}{2\mathrm{No}}---\left(17\right)$

最大选择器505到508中的每个选择器从相应的两个计算器选择两个输入值中的较大值。绝对值计算器509到512中的每个计算器计算来自相应两个计算器的两个输入信号之间的差值和计算该差值的绝对值。

表513到516中的每个表通过使用Jacobian对数表获得对应于相应绝对值计算器的输出值的对数值。加法器517到520中的每个加法器将相应绝对值计算器的输出值和相应表的输出值进行相加。

对于QPSK信号的两个比特中的第一比特，第一计算器521从第一加法器517的输出值′+1(plus1)′中减去第二加法器518的输出值′-2(minus2)′以输出LLR₁。对于该QPSK信号的两个比特中的第二比特，第二计算器522从第三加法器519的输出值′+2(plus2)′中减去第四加法器520的输出值′-2(minus2)′以输出LLR₂。

图6所示为根据本发明用于产生输入到MIMO通信系统中的信道解码器的LLR的处理。在假设TX天线的数量是2的条件下将进行以下的描述。在图6中，步骤601到605是产生第一TX符号的LLR的处理，以及步骤611到615是产生第二TX符号的LLR的处理。

参考图6，在步骤601中，关于从第一TX天线可发送的所有信号(d₁＝c_m∈C)，接收机通过方程(6)确定从第二TX天线发送的信号以估计M个候选TX向量。在步骤603中，所述接收机计算M个候选TX向量中每个向量的欧几里德距离以获得M个距离值。在步骤605中，使用该M个距离值，接收机执行log-MAP处理以计算第一TX向量的每个比特(已编码比特)的LLR。

同时，在步骤611中，关于从第二TX天线可发送的所有信号(d₂＝c_m∈C)，所述接收机通过方程(6)确定从第一TX天线发送的信号以估计M个候选TX向量。在步骤613中，接收机计算M个候选TX向量中的每个向量的欧几里德距离以获得M个距离值。在步骤615中，使用该M个距离值，所述接收机执行log-MAP处理以计算第二TX向量的每个比特(已编码比特)的LLR。

通过这种方式，所述接收机计算从发射机所发送的两个TX符号的LLR值。在QPSK方案的情况下，由于对于每个TX符号计算2个LLR值，因此该接收机提供总共4个LLR值给信道解码器。

如上所述，本发明能够在MIMO通信系统中以低的复杂度产生具有高可靠性的LLR。特别是，本发明能够在使用两根TX天线的MIMO通信系统中以低复杂度产生具有高可靠性的LLR。

尽管已经参考本发明的优选实施例显示和描述了本发明，但是本领域的普通技术人员将会明白可以在形式和细节方面对本发明作出各种改变而不背离如附属权利要求所限定的本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种用于空分多路复用(SM)通信系统的接收机，该接收机包括：

确定器，用于以发送(TX)天线递增或递减的顺序执行修正最大似然性(MML)解码操作以估计多个候选TX向量；

距离计算器，用于计算来自所述确定器的每个候选TX向量的欧几里德距离；和

对数似然性(LLR)计算器，用于使用来自所述距离计算器的欧几里德距离计算LLR。

2.根据权利要求1所述的接收机，其中当TX天线的数量是2时，假设从第i根TX天线发送的第i个TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)，所述确定器使用如下方程确定第j个TX符号d_j以估计候选TX向量：

$d_j=Q\left(\frac{h_j^H}{{\left|\right|h_j\left|\right|}^2}(r-h_i{d}_i)\right)$

其中h表示信道向量，r表示接收(RX)向量，以及Q()表示限幅函数。

3.根据权利要求1所述的接收机，其中当候选TX向量、第i根TX天线和第j根接收(RX)天线之间的信道值、和第n根RX天线的RX符号分别是

和r_n时，所述距离计算器包括：

计算r^Hr的第一计算器；

计算

的第二计算器；

计算

的第三计算器；

计算

的第四计算器；

计算

的第五计算器；

计算

的第六计算器；

减法器，用于从第一计算器的输出值中减去第二和第三计算器的输出值；以及

加法器，用于当候选TX向量是

时，将减法器的输出值和第四到第六计算器的输出值相加以产生欧几里德距离值。

4.根据权利要求1所述的接收机，其中所述LLR计算器使用log-MAP(最大后验)处理和最大log-MAP处理其中之一计算LLR。

5.根据权利要求1所述的接收机，还包括：

去交织器，用于去交织来自LLR计算器的LLR；和

信道解码器，用于软判决解码来自所述去交织器的去交织的LLR以恢复数据比特流。

6.一种用于使用两根(TX)天线的多输入多输出(MIMO)通信系统的接收机，该接收机包括：

第一对数似然性(LLR)发生器，用于关于从第一TX天线可发送的每个TX符号，通过修正最大似然性(MML)方案确定第二TX符号以估计多个候选TX向量，和使用该候选TX向量计算第一TX符号的LLR；以及

第二对数似然性(LLR)发生器，用于关于从第二TX天线可发送的每个TX符号，通过MML方案确定第一TX符号以估计多个候选TX向量，和使用该候选TX向量计算第二TX符号的LLR。

7.根据权利要求6所述的接收机，其中第一和第二LLR发生器中的每个包括：

确定器，用于在假设相应的TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)时，通过限幅方案确定剩余的TX符号以产生M(调制电平)数量的候选TX向量；

距离计算器，用于计算来自所述确定器的M个候选TX向量中的每个向量的欧几里德距离；和

LLR计算器，用于使用来自所述距离计算器的M个欧几里德距离计算LLR。

8.根据权利要求7所述的接收机，其中假设从第i根TX天线发送的第i个TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)，所述确定器使用如下方程确定第j个TX符号d_j以估计候选TX向量：

$d_j=Q\left(\frac{h_j^H}{{\left|\right|h_j\left|\right|}^2}(r-h_i{d}_i)\right)$

其中h表示信道向量，r表示接收(RX)向量，以及Q()表示限幅函数。

9.根据权利要求7所述的接收机，其中当候选TX向量、第i根TX天线和第j根接收(RX)天线之间的信道值、和第n根RX天线的RX符号分别是

和r_n时，所述距离计算器包括：

计算r^Hr的第一计算器；

计算

的第二计算器；

计算

的第三计算器；

计算 的第四计算器；

计算

的第五计算器；

计算

的第六计算器；

减法器，用于从第一计算器的输出值中减去第二和第三计算器的输出值；以及

加法器，用于当候选TX向量是 时，将所述减法器的输出值和第四到第六计算器的输出值相加以产生欧几里德距离值。

10.根据权利要求7所述的接收机，其中所述LLR计算器使用log-MAP(最大后验)处理和最大log-MAP处理其中之一计算LLR。

11.根据权利要求6所述的接收机，还包括：

去交织器，用于去交织来自第一和第二LLR发生器的LLR；和

信道解码器，用于软判决解码来自所述去交织器的去交织的LLR，以恢复数据比特流。

12.一种用于空分多路复用(SM)通信系统的接收方法，该接收方法包括以下步骤：

以发送(TX)天线递增或递减的顺序执行修正最大似然性(MML)解码操作，以估计多个候选TX向量；

计算每个估计的候选TX向量的欧几里德距离；和

使用所计算的欧几里德距离计算对数似然性(LLR)。

13.根据权利要求12所述的方法，其中当TX天线的数量是2时，假设从第i根TX天线发送的第i个TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)，使用如下方程确定第j个TX符号d_j以估计候选TX向量：

$d_j=Q\left(\frac{h_j^H}{{\left|\right|h_j\left|\right|}^2}(r-h_i{d}_i)\right)$

其中h表示信道向量，r表示接收(RX)向量，以及Q()表示限幅函数。

14.根据权利要求12所述的接收方法，其中当候选TX向量、第i根TX天线和第j根接收(RX)天线之间的信道值、和第n根RX天线的RX符号分别是

和r_n时，计算欧几里德距离的步骤包括：

计算r^Hr并将其存储为第一值；

计算

并将其存储为第二值；

计算

并将其存储为第三值；

计算

并将其存储为第四值；

计算 并将其存储为第五值；

计算

并将其存储为第六值；

从所述第一值中减去所述第二和第三值；以及

当候选TX向量是

时，将来自前一步骤的相减值和第四到第六值相加以产生欧几里德距离值。

15.根据权利要求12所述的接收方法，其中使用log-MAP(最大后验)处理和最大log-MAP处理其中之一计算LLR。

16.根据权利要求12所述的接收方法，还包括：

去交织所计算的LLR；和

软判决解码去交织的LLR以恢复数据比特流。

17.一种用于使用两根(TX)天线的多输入多输出(MIMO)通信系统的接收方法，该接收方法包括以下步骤：

第一对数似然性(LLR)产生步骤，用于关于从第一TX天线可发送的每个TX符号，通过修正最大似然性(MML)方案确定第二TX符号，以估计多个候选TX向量，和使用该候选TX向量计算第一TX符号的LLR；以及

第二对数似然性(LLR)产生步骤，用于关于从第二TX天线可发送的每个TX符号，通过MML方案确定第一TX符号，以估计多个候选TX向量，和使用该候选TX向量计算第二TX符号的LLR。

18.根据权利要求17所述的接收方法，其中第一和第二LLR产生步骤中的每个步骤包括：

在假设相应的TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)的情况下，通过限幅方案确定剩余的TX符号以估计M(调制电平)数量的候选TX向量；

计算M个候选TX向量中的每个向量的欧几里德距离；和

使用所述M个欧几里德距离计算LLR。

19.根据权利要求18所述的接收方法，其中当假设从第i根TX天线发送的第i个TX符号是c_m(m＝1，2，...，M)时，使用如下方程确定第j个TX符号d_j以估计候选TX向量：

$d_j=Q\left(\frac{h_j^H}{{\left|\right|h_j\left|\right|}^2}(r-h_i{d}_i)\right)$

其中h表示信道向量，r表示接收(RX)向量，以及Q()表示限幅函数。

20.根据权利要求18所述的接收方法，其中当候选TX向量、第i根TX天线和第j根接收(RX)天线之间的信道值、和第n根RX天线的RX符号分别是

和r_n时，计算欧几里德距离的步骤包括：

计算r^Hr和存储它为第一值；

计算

并将其存储为第二值；

计算

并将其存储为第三值；

计算

并将其存储为第四值；

计算

并将其存储为第五值；

计算

并将其存储为第六值；

从所述第一值中减去所述第二和第三值；以及

当候选TX向量

时，将来自前一步骤的相减值和第四到第六值相加以产生欧几里德距离值。

21.根据权利要求18所述的接收方法，其中使用log-MAP(最大后验)处理和最大log-MAP处理其中之一计算LLR。

22.根据权利要求17所述的接收方法，还包括：

去交织所述计算的LLR；和

软判决解码去交织的LLR以恢复数据比特流。

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