JP2007282243A - 多重アンテナ通信システムでの対数尤度比の生成装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

【課題】多重アンテナ通信システムにおけるＬＬＲの生成装置及びその方法を提供する。
【解決手段】送信アンテナの昇冪の順及び降冪の順にＭＭＬデコードを行って、複数の候補送信ベクトルを推定するための決定部と、前記決定部からの候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するための距離計算部と、前記距離計算部からのユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部と、を備える空間多重化方式を使用する通信システムにおける受信装置である。これにより、ＭＩＭＯシステムにおいて少ない計算量及び高い信頼度を有するＬＬＲを生成することができる。
【選択図】図２Ａ

Description

本発明は、多重アンテナ通信システムに係り、特に、空間多重化（Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＳＭ）方式を使用する通信システムにおいて、高い信頼度の対数尤度比（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：ＬＬＲ）を生成するための装置及び方法に関する。

最近、無線移動通信市場が急成長するにつれて、無線環境における多様なマルチメディアサービスが求められており、特に、伝送データの大容量化及びデータ伝送の高速化が進められている。したがって、限定された周波数を効率的に使用できる方法を探すことが最も至急な課題として浮上している。この課題を解決するために、多重アンテナを用いた新たな伝送技術が必要とされ、その一例として、多重アンテナを用いた多重入力多重出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ：以下、ＭＩＭＯとする）システムが使用されている。
前記ＭＩＭＯ技術は、送受信端にそれぞれ多重アンテナを使用するシステムであって、単一アンテナを使用するシステムに比べて、追加的な周波数や送信電力の割り当てなしにもチャンネルの伝送容量をアンテナ数に比例して増大させることができるので、最近、盛んに研究が行われている。

前記多重アンテナ技術は、送受信アンテナ数の二乗に該当するダイバーシティ利得を得て伝送信頼度を向上させる空間ダイバーシティ方式、同時に複数の信号列を伝送して伝送率を高めるＳＭ方式、空間ダイバーシティとＳＭとを結合した方式に大別されうる。
前記多重アンテナ技術のうち、前記ＳＭ方式を使用して、アンテナが相異なるデータ列を送信すれば、前記同時に伝送されたデータ列の間に相互干渉が発生する。したがって、受信器では、前記干渉による影響を考慮した最大尤度（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ：ＭＬ）受信器を使用して前記信号を検出したり、前記干渉を除去した後に検波する。ここで、前記干渉を除去する方式には、ゼロフォーシング（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）、最小平均二乗誤差（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：ＭＭＳＥ）などがある。一般的なＳＭ方式において、前記受信器の性能は、前記受信器の計算量とトレードオフ関係にある。したがって、前記受信器の計算量を低く抑え、かつＭＬ受信器に近い性能が得られる受信アルゴリズムについての研究が盛んに行われている。

一方、前記ＳＭ方式の受信器では、チャンネル復号器で、符号化されたビットの硬判定値を伝達する代わりに軟判定値を伝達して復号することが、性能面で優れていると知られている。ここで、前記復号器の入力軟判定値は、チャンネル上へ伝送された変調シンボルの推定値としてＬＬＲ値を使用する。したがって、前記ＳＭ方式の受信器は、計算量の少ない受信アルゴリズムの他に、該当する受信アルゴリズムから最適のＬＬＲを生成するアルゴリズムを要求する。

ここで、システムモデルを定義する。考慮すべきシステムは、図１に示すように、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナとＮ_Ｒ個の受信アンテナとから構成されたモデルであり、各送信アンテナを介して伝送される信号（又は変調シンボル）をｄ_ｉとすれば、受信端からの受信信号ｒは、下記数式１のように表される。ここで、前記各送信アンテナに伝送される信号ｄ_ｉは、Ｍ−ＱＡＭ信号と仮定し、このとき、一度に伝送可能な符号化されたビット数は、Ｎ_Ｔ×ｌｏｇ_２（Ｍ）となる。

ｒ＝Ｈｄ＋ｎ・・・（１）

ここで、前記ｒは、受信信号ベクトルであり、前記ｄは、送信シンボルベクトルであり、前記Ｈは、送受信アンテナの間に形成されるチャンネル係数マトリックスであり、下記数式２のように定義する。また、前記ｎは、大気ガウス雑音ベクトルを表す。

ここで、前記チャンネル係数マトリックスＨは、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒ行列であって、ｉ番目の行、ｊ番目の列に該当する要素ｈ_ｉｊは、ｉ番目の送信アンテナ乃至ｊ番目の受信アンテナの間のチャンネル応答を表す。
前記ＳＭ方式による信号検出方式について説明すれば、次のとおりである。
まず、ＭＬ方式は、星座図（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）内の全てのシンボル（又は信号点）に対して、下記数式３のように、ユークリッド距離を計算して、直線最短距離を有するシンボルを選択する方式である。言い換えれば、前記ｙと前記Ｈ_ｘとの間の距離を判断する方式であって、最短距離を有するシンボルを、類似性の最も高い、すなわち、最少エラーを有するシンボルと判断する。しかし、前記ＭＬ方式は、

（Ｍは、変調レベル）個のベクトルに対するユークリッド距離を計算せねばならないため、すなわち、計算量が指数乗で増加し、実現が不可能である。

次に、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）方式は、以前のステップで硬判定された値を再構成して、受信信号で干渉を除去する方式である。しかし、前記ＳＩＣ方式は、以前のステップで硬判定された値にエラーが発生する場合、次のステップを行う際にエラーを加重させて、ステップを経る度に前記硬判定された値に対する信頼度が低下するという問題点がある。
したがって、前記ＳＩＣ方式は、性能劣化の要因であるエラー伝播についての考慮が必要である。すなわち、前記干渉を除去するステップで、チャンネル状態と関係なく送信アンテナインデックス順にデコードするので、信号強度の高い送信アンテナが除去されていない状態で干渉除去ステップを経て、信号強度の低い送信アンテナ信号の性能は大きく改善されない。これを改善したアルゴリズムが、前記Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）であり、前記Ｖ−ＢＬＡＳＴは、信号強度の高い送信アンテナ順に干渉除去を行うので、既存のＳＩＣ方式に比べて向上した性能を有する。

次に、修正されたＭＬ方式であるＭＭＬ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＭＬ）方式は、任意の１つの送信アンテナから伝送された信号を除いた、残りの送信アンテナから伝送可能なシンボルに対してＭＬ方式でデコードを行う。そして、残りの１つの送信アンテナから伝送された信号は、下記数式４に表すように、簡単なスライシング演算Ｑ（）で決定する。ここで、前記ＭＭＬ方式は、前記ＭＬ方式と同じ性能を有し、計算量は、送信アンテナ数から１を引いた値に指数乗で表される。すなわち、前記ＭＬ方式は、

個のベクトルに対するユークリッド距離を計算する一方、前記ＭＭＬは、

個のベクトルに対するユークリッド距離を計算し、残りの１つのシンボルは、前記スライシング演算で信号を検出する。

次に、繰り返しＭＭＬ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ＭＭＬ：以下、ＲＭＭＬ）方式は、前記ＭＭＬの計算量をさらに減少させるために提案された方式であって、ギヴンズ・ローテーション（Ｇｉｖｅｎｓ Ｒｏｔａｔｉｏｎ）を利用してチャンネルをヌリング（ｎｕｌｌｉｎｇ）することによって、複数の小さなチャンネルを生成し、最小単位２×２チャンネルでＭＭＬで判定を行う方式である。このように、前記ＲＭＭＬ方式は、サブシステム（例：３×３、２×２）を複数個生成することによって、ＭＬに近い性能を有して計算量を減少させることができる。しかし、複数のサブシステムを生成するということは、複数の候補伝送ベクトルを有するという意味であり、これは、計算量を減少させるのに限界がある。また、２×２サブシステムで直ぐ判定を行うことによって、ＳＩＣ系と同様に、エラー伝播による性能劣化が発生する。
一方、２つの送信アンテナ数を有するＭＩＭＯ環境でＭＬ受信器を使用する場合、最適のＬＬＲは、下記数式５に表すように求められる。

ここで、ｂ_ｊ,ｉは、ｊ番目のアンテナのｉ番目のビットを表し、Ｃ^＋ _ｉは、ｉ番目のビットが「＋１」であるｄ_ｉの集合を表し、Ｃ⁻ _ｉは、ｉ番目のビットが「−１」であるｄ_ｉの集合を表す。
前記数式５から分かるように、ＭＬ受信器でのＬＬＲ計算は、可能なかぎり全ての送信信号の組み合わせについてユークリッド距離を計算せねばならないので、多数のアンテナ又は高い変調レベルを有する変調方式については、その実現が難しいという問題点がある。
上述のように、ＳＭ方式を使用する場合、計算量が少なく、かつＭＬでのＬＬＲと類似した高い信頼度を有する受信器の構造が必要である。
韓国特許第２００３−００７４４３７号公開公報

本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、ＳＭ方式を使用するシステムにおいて、少ない計算量及び高い信頼度を有するＬＬＲを生成するための受信装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＳＭ方式を使用するシステムにおいて、ＭＬ方式と類似した性能を有する受信装置及び方法を提供することにある。

前記目的を解決すべく、本発明の一態様によれば、ＳＭ方式を使用する通信システムにおける受信装置において、送信アンテナの昇冪の順及び降冪の順にＭＭＬデコードを行って、複数の候補送信ベクトルを推定するための決定部と、前記決定部からの候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するための距離計算部と、前記距離計算部からのユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部と、を備えることを特徴とする。

本発明の他の態様によれば、２つの送信アンテナを使用するＭＩＭＯ通信システムにおける受信装置において、１番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で２番目の送信シンボルを決定して複数の候補送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記１番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第１ＬＬＲ生成部と、２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で１番目の送信シンボルを決定して複数の送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して前記２番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第２ＬＬＲ生成部と、を備えることを特徴とする。

本発明のさらに他の態様によれば、ＳＭ方式を使用する通信システムにおける受信方法において、送信アンテナの昇冪の順及び降冪の順にＭＭＬデコードを行って、複数の候補送信ベクトルを推定するステップと、前記推定された候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するステップと、前記計算されたユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明のさらに他の態様によれば、２つの送信アンテナを使用するＭＩＭＯ通信システムにおける受信方法において、１番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で２番目の送信シンボルを決定して複数の候補送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記１番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第１ＬＬＲの生成ステップと、２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で１番目の送信シンボルを決定して複数の送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して前記２番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第２ＬＬＲの生成ステップと、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯシステムにおいて少ない計算量及び高い信頼度を有するＬＬＲを生成することができる。特に、２つの送信アンテナを使用するＭＩＭＯシステムにおいて少ない計算量及び高い信頼度を有するＬＬＲを生成することができる。

以下、添付した図面を参照して、本発明の動作原理について詳細に説明する。下記で本発明を説明するに当たって、関連した公知の機能又は構成についての具体的な説明が本発明の要旨を不明確にする恐れがあると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。また、後述する用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語であり、これは、ユーザー、操作者の意図又は慣例などによって変わりうる。したがって、その定義は、本明細書全般にわたる内容に基づいて行わなければならない。

以下では、ＳＭ方式を使用するシステムにおいて、高い信頼度を有するＬＬＲを生成するための受信装置及び方法について説明する。
以下、図１乃至図５を説明するに当たって言及されるチャンネル値ｈ_ｉｊは、チャンネル推定器（図示せず）で予め計算された値と仮定して説明する。また、送信アンテナ数Ｎ_Ｔが「２」であるシステムと仮定して説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係る多重アンテナ（ＭＩＭＯ）システムにおける送信器及び受信器の構成を示す図である。
図１に示すように、本発明に係る送信器は、チャンネル符号器１００、インターリーバ１１０、変調器１２０、逆多重化器１３０、及び複数の送信アンテナ１４０−１乃至１４０−Ｎ_Ｔを備えて構成され、受信器は、複数の受信アンテナ１５０−１乃至１５０−Ｎ_Ｒ、ＭＩＭＯ復調器１６０、デインターリーバ１７０、及びチャンネル復号器１８０を備えて構成される。

まず、送信器について説明すれば、チャンネル符号器１００は、伝送すべき情報ビット列を所定の符号率で符号化して、符号シンボルを出力する。ここで、入力される情報ビット数がｋであり、符号率がＲであるとするとき、出力されるシンボル数はｋ／Ｒになる。例えば、前記チャンネル符号器１００は、畳み込み符号器、ターボ符号器、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号器などから構成されることができる。
前記インターリーバ１１０は、前記チャンネル符号器１００からのシンボルをバースト・エラーに強いものにするために、所定の規則によってインターリビングして出力する。

前記変調器１２０は、前記インターリーバ１１０からの前記インターリビングされたシンボルを所定の変調方式で変調して出力する。すなわち、所定の写像方式による星座図に信号点写像して複素信号を出力する。例えば、前記変調方式には、１つのビット（ｓ＝１）を１つの複素信号に写像するＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、２つのビット（ｓ＝２）を１つの複素信号に写像するＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、３つのビット（ｓ＝３）を１つの複素信号に写像する８ＱＡＭ（８ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、４つのビット（ｓ＝４）を１つの複素信号に写像する１６ＱＡＭなどがある。

前記逆多重化器（ＤＥＭＵＸ）１３０は、前記変調部１２０からの複素信号を逆多重化して、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナを介して送信する。図示していないが、例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）通信方式を使用する場合、前記逆多重化器１３０から出力される複数のストリームは、それぞれＯＦＤＭ変調され、前記ＯＦＤＭ変調された信号は、実際の大気上で伝送可能にＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）処理された後、対応するアンテナを介して大気上へ伝送される。ここで、送信アンテナを２つと仮定したので、送信される送信ベクトルは、

で表すことができる。

次に、受信器について説明すれば、複数の受信アンテナ１５０−１乃至１５０−Ｎ_Ｒは、前記複数の送信アンテナ１４０−１乃至１４０−Ｎ_Ｔが伝送した信号を受信する。図示していないが、前記複数の受信アンテナ１５０−１乃至１５０−Ｎ_Ｒを介して受信される高周波（ＲＦ）信号は、それぞれ基底帯域サンプルデータに変換され、前記サンプルデータは、ＯＦＤＭ復調された後にＭＩＭＯ復調器１６０に入力される。ここで、前記ＭＩＭＯ復調器１６０に入力される受信ベクトルを

と仮定する。

前記ＭＩＭＯ復調器１６０は、送信器が送信した２つの送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬデコードを行って候補送信ベクトルを推定し、各候補送信ベクトルについてユークリッド距離を計算し、前記算出されたユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算して出力する。前記ＭＩＭＯ復調器１６０の詳細な構成及び動作については、図２Ａ乃至図５を参照して後述する。
デインターリーバ１７０は、前記ＭＩＭＯ復調器１６０からのＬＬＲを、所定の規則によってデインターリービングして出力する。チャンネル復号器１８０は、前記デインターリーバ１７０からのＬＬＲを軟判定復号して、情報ビット列を復元する。

図２Ａ及び図２Ｂは、前述の図１に示すＭＩＭＯ復調器１６０の詳細な構成を示す図である。
図２Ａ及び図２Ｂに示すように、前記ＭＩＭＯ復調器１６０は、１番目の送信シンボルｄ_１についてのＬＬＲを生成するための第１ＬＬＲ生成部２０と、２番目の送信シンボルｄ_２についてのＬＬＲを生成するための第２ＬＬＲ生成部２１とを備えて構成される。ここで、第１ＬＬＲ生成部２０及び第２ＬＬＲ生成部２１のそれぞれは、複数の乗算器、複数の決定部、複数の距離計算部及びＬＬＲ計算部を備える。前記第１ＬＬＲ生成部２０及び前記第２ＬＬＲ生成部２１は、同じ構成を有するので、以下では、第１ＬＬＲ生成部２０を中心として説明する。

前記第１ＬＬＲ生成部２０について説明すれば、複数の乗算器２００−１乃至２００−Ｎのそれぞれは、２番目の送信アンテナと該受信アンテナとの間のチャンネル共役値と、該受信アンテナの受信信号とを乗算して出力する。例えば、１番目の受信アンテナに対応する乗算器２００−１は、２番目の送信アンテナと前記１番目の受信アンテナとの間のチャンネル共役値

と、前記１番目の受信アンテナの受信信号ｒ_１とを乗算して出力する。

複数の決定部２０２−１乃至２０２−Ｍのそれぞれは、１番目の送信アンテナを介して送信された送信シンボル（１番目の送信シンボル）が、ｃ_ｍ（ｍ＝１、２、…、Ｍ）であるという仮定の下に、残りの２番目の送信シンボルをＭＭＬ方式（又はスライシング方式）で決定して、ｍ番目の候補送信ベクトルを推定して出力する。ここで、前記Ｍは、変調レベル（又は変調次数）を表す。前記決定部２０２−１乃至２０２−Ｍの詳細な構成及び動作は、図３を参照して後述する。

複数の距離計算部２０４−１乃至２０４−Ｍのそれぞれは、対応する決定部からの候補送信ベクトルについてユークリッド距離を計算して出力する。前記ユークリッド距離計算部２０４−１乃至２０４−Ｍの詳細な構成及び動作は、図４を参照して後述する。
ＬＬＲ計算部２０６は、前記複数の距離計算部２０４−１乃至２０４−ＭからのＭ個のユークリッド距離を利用して、１番目の送信シンボル（変調シンボル）を構成するビットのそれぞれについてのＬＬＲを計算して出力する。ここで、変調方式として１６ＱＡＭを使用した場合、４個のビットのそれぞれについてのＬＬＲを計算して出力する。例えば、前記ＬＬＲ計算部２０６は、ｌｏｇ−ＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ ａ Ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）アルゴリズム又はＭａｘ ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用してＬＬＲを計算することができる。それぞれのアルゴリズムについての詳細な構成は、図５を参照して後述する。

図３は、前述の図２Ａ及び図２Ｂに示す決定部２０２、２１２の詳細な構成を示す図である。
図３に示すように、前記第１ＬＬＲ生成部２０及び前記第２ＬＬＲ生成部２１に含まれる決定部２０２、２１２は、同じ構成を有するので、以下では、決定部２０２を中心として説明する。前記決定部２０２は、複数の減算器３００−１乃至３００−Ｎ、複数の計算部３０２−１乃至３０２−Ｎ、加算器３０４及び硬判定器３０６を備えて構成される。
まず、第１計算器３０２−１は、予め計算されたチャンネル値と、該信号点に該当するシンボル（変調シンボル）とを有して、次の数式６のような演算を行って出力する。

ここで、

は、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値を表し、ｃ_ｍは、ｍ番目の信号点に該当するシンボルを表す。このように、１番目の受信アンテナに対応する第１計算器３００−１は、２番目の送信アンテナと１番目の受信アンテナとの間のチャンネル共役値

、１番目の送信アンテナと１番目の受信アンテナとの間のチャンネル値

、及び１番目の信号点に対応するシンボルｃ_ｍを乗算して出力する。

第１減算器３００−１は、乗算器２００−１からの信号から、前記第１計算器３０２−１からの信号を減算して出力する。
第ｎ計算器３０２−ｎは、予め計算されたチャンネル値と、該信号点に該当するシンボルとを有して、前記数式５のような演算を行って出力する。このとき、前記第ｎ計算器３０２−ｎは、ｎ番目の受信アンテナに対応するので、前記数式５で使用されるチャンネル値は、２番目の送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの間のチャンネル共役値

、及び１番目の送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値

である。第ｎ減算器３００−ｎは、乗算器２００−ｎからの信号から、前記第ｎ計算器３０２−ｎからの信号を減算して出力する。
同様に、第Ｎ計算器３０２−Ｎ及び第Ｎ減算器３００−Ｎも、前記のような演算を行う。

加算器３０４は、複数の減算器３００−１乃至３００−Ｎからの信号を加算して出力する。硬判定器３０６は、前記加算器３０４からの信号を硬判定して出力する。この出力値は、１番目の送信シンボルがｃ_ｍであるときの２番目の送信シンボル推定値である。
このように、決定部２０２−１乃至２０２−Ｍは、１番目の送信シンボルが、該信号点に該当するシンボルであると仮定した後、２番目の送信シンボルをＭＭＬ方式で決定して出力する。ここで、１番目の送信アンテナから伝送可能な全ての信号ｄ_１＝ｃ_ｍ∈Ｃについて２番目の送信アンテナから伝送された信号は、下記数式７のように決定される。

同じ方法で、２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての信号ｃ_ｍについて前記決定部２１２で推定された送信ベクトルは、下記数式８のように表される。

図４は、前述の図２Ａ及び図２Ｂに示す距離計算部２０４、２１４の詳細な構成を示す図である。
図４に示すように、前記第１ＬＬＲ生成部２０及び前記第２ＬＬＲ生成部２１に含まれる距離計算部２０４、２１４は、同じ構成を有するので、以下では、距離計算部２０４を中心として説明する。前記距離計算部２０４は、第１計算部４００、第２計算部４０２及び第３計算部４０４を備えて構成される。
前記距離計算部２０４は、下記数式９のようにユークリッド距離を計算する。

ここで、前記数式９を展開してまとめれば、下記数式１０のとおりである。

図４に示すように、まず、第１計算部４００は、Ｎ個の受信アンテナから受信されたＮ個の受信信号を絶対値演算した後に二乗し、前記二乗値を加算して出力する。第２計算部４０２は、対応する決定部２０２からの候補送信ベクトル

、及び予め計算されたチャンネル値

を有して、ｒ^ＨＨｄ＋ｄ^ＨＨ^Ｈｒを演算する。そして、前記第２計算部４０２は、前記第１計算部４００からの値から、前記ｒ^ＨＨｄ＋ｄ^ＨＨ^Ｈｒ演算値を減算して出力する。
ここで、前記第２計算部４０２の詳細な構成を説明すれば、次のとおりである。
計算部１である４０２−１は、下記数式１１のような演算を行う。

ここで、ｒｅａｌ（）は、（）の中の演算値で実数部を選択する演算を表す。
計算部２である４０２−２は、下記数式１２のような演算を行う。

減算器１である４０２−３は、前記第１計算部４００からの値から、前記計算部１である４０２−１からの値を減算して出力する。減算器２である４０２−４は、前記減算器１である４０２−３からの値から、前記計算部２である４０２−２からの値を減算して出力する。

一方、前記第３計算部４０４は、対応する決定部２０２からの候補送信ベクトル

、及び予め計算されたチャンネル値

を有して、ｄ^ＨＨ^ＨＨｄを演算する。そして、前記第３計算部４０４は、前記第２計算部４０２からの値に前記ｄ^ＨＨ^ＨＨｄ演算値を加算して、ｍ番目の信号点に対応する距離計算値ｅ_ｍを出力する。
ここで、前記第３計算部４０４の詳細な構成を説明すれば、次のとおりである。
計算部３である４０４−１は、下記数式１３のような演算を行う。

計算部４である４０４−２は、下記数式１４のような演算を行う。

計算部５である４０４−３は、下記数式１５のような演算を行う。

加算器１である４０４−４は、前記第２計算部４０２からの値に、前記計算部３である４０４−１からの値を加算して出力する。加算器２である４０４−５は、前記加算器１である４０４−４からの値に、前記計算部４である４０４−２からの値を加算して出力する。加算器３である４０４−６は、前記加算器２である４０４−５からの値に、前記計算部５である４０４−３からの値を加算して、ｍ番目の信号点に対応する距離計算値ｅ_ｍを出力する。
このように、１番目の送信シンボルについてのＭ個の距離計算値と、２番目の送信シンボルについてのＭ個の距離計算値とが算出されれば、ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用してＬＬＲを計算する。前記ＬＬＲは、下記数式１６のように計算されうる。

一方、前記数式１５によるＬＬＲ計算部２０６、２１６の詳細な構造は、添付された図５に示すとおりである。
図５の（Ａ）は、「ヤコビアン・ログ・テーブル（Ｊａｃｏｂｉａｎ ｌｏｇ ｔａｂｌｅ）」を利用したｌｏｇ−ＭＡＰ構造を示し、図５の（Ｂ）は、数式１５を近似化した構造を示す。このような構造は、周知のものであるので、以下では（Ａ）構造についてのみ簡単に説明する。
ＱＰＳＫによるＬＬＲを算出するための構造であって、まず、計算部５０１乃至５０４は、それぞれ入力される距離計算値ｅ_ｍを有して、下記数式１７のような演算を行って出力する。

最大値選択器５０５乃至５０８のそれぞれは、対応する２つの計算部から入力される２つの値のうち、大きい値を選択して出力する。絶対値計算器５０９乃至５１２のそれぞれは、対応する２つの計算部から入力される２つの値間の差を算出し、その値を絶対値演算して出力する。
テーブル５１３乃至５１６のそれぞれは、対応する絶対値計算器からの値に該当するログ演算値をヤコビアン・ログ・テーブルから獲得して出力する。加算器５１７乃至５２０のそれぞれは、対応する絶対値計算器及び対応するテーブルから入力される値を加算して出力する。

計算部５２１は、前記第１加算器５１７からの値（ｐｌｕｓ１）から、前記第２加算器５１８からの値（ｍｉｎｕｓ１）を減算して、ＱＰＳＫ信号を構成する２つのビットのうち、１番目のビットについてのＬＬＲ１を出力する。計算部５２２は、前記第３加算器５１９からの値（ｐｌｕｓ２）から、前記第４加算器５２０からの値（ｍｉｎｕｓ２）を減算して、前記ＱＰＳＫ信号を構成する２つのビットのうち、２番目のビットについてのＬＬＲ２を出力する。

図６は、本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯシステムにおいて、チャンネル復号器に入力されるＬＬＲの生成ステップを示すフローチャートである。以下では、送信アンテナが２つである場合と仮定して説明する。図面で、ステップ６０１乃至ステップ６０５は、１番目の送信シンボルのＬＬＲを生成するための過程を示し、ステップ６１１乃至ステップ６１５は、２番目の送信シンボルのＬＬＲを生成するための過程を示す。

図６に示すように、まず、受信器は、ステップ６０１で、１番目の送信アンテナから伝送可能な全ての信号ｄ_１＝ｃ_ｍ∈Ｃについて、２番目の送信アンテナから伝送された信号を前記数式６のように決定して、Ｍ個の候補送信ベクトルを推定する。そして、前記受信器は、ステップ６０３で、前記Ｍ個の候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算して、Ｍ個の距離計算値を獲得する。その後、前記受信器は、ステップ６０５で、前記Ｍ個の距離計算値を利用してｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを行って、１番目の送信シンボルを構成する各ビットについてのＬＬＲを算出する。

一方、受信器は、ステップ６１１で、２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての信号ｄ_２＝ｃ_ｍ∈Ｃについて、１番目の送信アンテナから伝送された信号を前記数式６のように決定して、Ｍ個の候補送信ベクトルを推定する。そして、前記受信器は、ステップ６１３で、前記Ｍ個の候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算して、Ｍ個の距離計算値を獲得する。その後、前記受信器は、ステップ６１５で、前記Ｍ個の距離計算値を利用してｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを行って、２番目の送信シンボルを構成する各ビットについてのＬＬＲを算出する。
このように、送信器が送信した２つのシンボルのそれぞれについてのＬＬＲ値を算出する。このとき、ＱＰＳＫと仮定する場合、各送信シンボルについて２つのＬＬＲ値が算出されるので、受信器は、総４個のＬＬＲ値をチャンネル復号器に提供する。

上述した本発明の好ましい実施の形態は、例示の目的のために開示されたものであり、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な置換、変形、及び変更が可能であるが、このような置換、変更なども、特許請求の範囲に属するものである。

本発明の実施の形態に係る多重アンテナ（ＭＩＭＯ）システムにおける送信器及びｃ_ｍ受信器の構成を示す図である。 図１に示すＭＩＭＯ復調器の詳細な構成を示す図である。 図１に示すＭＩＭＯ復調器の詳細な構成を示す図である。 図２Ａ及び図２Ｂに示す決定部の詳細な構成を示す図である。 図２Ａ及び図２Ｂに示す距離計算部の詳細な構成を示す図である。 図２Ａ及び図２Ｂに示すＬＬＲ計算部の詳細な構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯシステムにおいて、チャンネル復号器に入力されるＬＬＲの生成ステップを示すフローチャートである。

符号の説明

２０ 第１ＬＬＲ生成部
２１ 第２ＬＬＲ生成部
２００−１，２００−ｎ，２００−Ｎ，２１０−１，２１０−ｎ，２１０−Ｎ 乗算器
２０２−１，２１２−１ 決定部１
２０２−２，２１２−２ 決定部２
２０２−Ｍ，２１２−Ｍ 決定部Ｍ
２０４−１，２１４−１ 距離計算部１
２０４−２，２１４−２ 距離計算部２
２０４−Ｍ，２１４−Ｍ 距離計算部Ｍ
２０６，２１６ ＬＬＲ計算部

Claims (22)

1. 空間多重化方式を使用する通信システムにおける受信装置において、
   送信アンテナの昇冪の順及び降冪の順にＭＭＬデコードを行って、複数の候補送信ベクトルを推定するための決定部と、
   前記決定部からの候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するための距離計算部と、
   前記距離計算部からのユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部と、を備えることを特徴とする装置。
2. 送信アンテナが２つである場合、前記決定部は、ｉ番目の送信アンテナから送信されたｉ番目の送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、ｊ番目の送信シンボルｄ_ｊを次の数式のように決定して、候補送信ベクトルを推定することを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、ｈは、チャンネルベクトルを表し、ｒは、受信ベクトルを表し、Ｑ（）は、スライシング演算を表す。
3. 前記候補送信ベクトルが
   

   

   であり、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値が
   

   

   であり、ｎ番目の受信アンテナの受信シンボルがｒ_ｎであるとするとき、
   前記距離計算部は、
   ｒ^Ｈｒを計算する第１計算部と、
   

   

   を計算する第２計算部と、
   

   

   を計算する第３計算部と、
   

   

   を計算する第４計算部と、
   

   

   を計算する第５計算部と、
   

   

   を計算する第６計算部と、
   前記第１計算部からの値から、前記第２計算部及び第３計算部からの値を減算する減算器と、
   前記減算器からの値に、前記第４計算部乃至第６計算部からの値を加算して、前記候補送信ベクトルが
   

   

   であるときのユークリッド距離値を生成する加算器と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
4. 前記ＬＬＲ計算部は、ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム又はＭａｘ ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用してＬＬＲを計算することを特徴とする請求項１に記載の装置。
5. 前記ＬＬＲ計算部からのＬＬＲをデインターリービングして出力するためのデインターリーバと、
   前記デインターリーバからのＬＬＲを軟判定復号して情報ビット列を復元するチャンネル復号器と、をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
6. ２つの送信アンテナを使用するＭＩＭＯ通信システムにおける受信装置において、
   １番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で２番目の送信シンボルを決定して複数の候補送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記１番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第１ＬＬＲ生成部と、
   ２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で１番目の送信シンボルを決定して複数の送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記２番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第２ＬＬＲ生成部と、を備えることを特徴とする装置。
7. 前記第１ＬＬＲ生成部及び第２ＬＬＲ生成部は、
   該当する送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、残りの送信シンボルをスライシング方式で決定して、Ｍ（変調レベル）個の候補送信ベクトルを生成するための決定部と、
   前記決定部からのＭ個の候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するための距離計算部と、
   前記距離計算部からのＭ個のユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部と、を備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
8. 前記決定部は、ｉ番目の送信アンテナから送信されたｉ番目の送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、ｊ番目の送信シンボルを次の数式のように決定して前記候補送信ベクトルを推定することを特徴とする請求項７に記載の装置。
   

   

   ここで、ｈは、チャンネルベクトルを表し、ｒは、受信ベクトルを表し、Ｑ（）は、スライシング演算を表す。
9. 前記候補送信ベクトルが
   

   

   であり、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値が
   

   

   であり、ｎ番目の受信アンテナの受信シンボルがｒ_ｎであるとするとき、
   前記距離計算部は、
   ｒ^Ｈｒを計算する第１計算部と、
   

   

   を計算する第２計算部と、
   

   

   を計算する第３計算部と、
   

   

   を計算する第４計算部と、
   

   

   を計算する第５計算部と、
   

   

   を計算する第６計算部と、
   前記第１計算部からの値から、前記第２計算部及び第３計算部からの値を減算する減算器と、
   前記減算器からの値に、前記第４計算部乃至第６計算部からの値を加算して、前記候補送信ベクトルが
   

   

   であるときのユークリッド距離値を生成する加算器と、を備えることを特徴とする請求項７に記載の装置。
10. 前記ＬＬＲ計算部は、ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム又はＭａｘ ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用してＬＬＲを計算することを特徴とする請求項７に記載の装置。
11. 前記第１ＬＬＲ生成部及び第２ＬＬＲ生成部からのＬＬＲをデインターリービングして出力するためのデインターリーバと、
    前記デインターリーバからのＬＬＲを軟判定復号して情報ビット列を復元するチャンネル復号器と、をさらに備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
12. 空間多重化方式を使用する通信システムにおける受信方法において、
    送信アンテナの昇冪の順及び降冪の順にＭＭＬデコードを行って、複数の候補送信ベクトルを推定するステップと、
    前記推定された候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するステップと、
    前記計算されたユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するステップと、を含むことを特徴とする方法。
13. 送信アンテナが２つである場合、前記候補送信ベクトルは、ｉ番目の送信アンテナから送信されたｉ番目の送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、ｊ番目の送信シンボルを次の数式のように決定して推定することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
    

    

    ここで、ｈは、チャンネルベクトルを表し、ｒは、受信ベクトルを表し、Ｑ（）は、スライシング演算を表す。
14. 前記候補送信ベクトルが
    

    

    であり、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値が
    

    

    であり、ｎ番目の受信アンテナの受信シンボルがｒ_ｎであるとするとき、
    前記ユークリッド距離の計算過程は、
    ｒ^Ｈｒを計算して第１値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第２値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第３値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第４値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第５値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第６値として保存するステップと、
    前記第１値から前記第２値及び第３値を減算するステップと、
    前記減算された値に前記第４値乃至第６値を加算して、前記候補送信ベクトルが
    

    

    であるときのユークリッド距離値を獲得するステップと、を含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
15. 前記ＬＬＲは、ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム又はＭａｘ ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用して計算されることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
16. 前記計算されたＬＬＲをデインターリービングするステップと、
    前記デインターリービングされたＬＬＲを軟判定復号して情報ビット列を復元するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
17. ２つの送信アンテナを使用するＭＩＭＯ通信システムにおける受信方法において、
    １番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で２番目の送信シンボルを決定して複数の候補送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記１番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第１ＬＬＲの生成ステップと、
    ２番目の送信アンテナから伝送可能な全ての送信シンボルのそれぞれについて、ＭＭＬ方式で１番目の送信シンボルを決定して複数の送信ベクトルを推定し、前記候補送信ベクトルを利用して、前記２番目の送信シンボルについてのＬＬＲを計算する第２ＬＬＲの生成ステップと、を含むことを特徴とする方法。
18. 前記第１ＬＬＲの生成ステップ及び第２ＬＬＲの生成ステップは、
    該当する送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、残りの送信シンボルをスライシング方式で決定して、Ｍ（変調レベル）個の候補送信ベクトルを推定するステップと、
    前記Ｍ個の候補送信ベクトルのそれぞれについてユークリッド距離を計算するステップと、
    前記Ｍ個のユークリッド距離を利用してＬＬＲを計算するステップと、を含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
19. 前記候補送信ベクトルは、ｉ番目の送信アンテナから送信されたｉ番目の送信シンボルがｃ_ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）であるという仮定の下に、ｊ番目の送信シンボルを次の数式のように決定して推定することを特徴とする請求項１８に記載の方法。
    

    

    ここで、ｈは、チャンネルベクトルを表し、ｒは、受信ベクトルを表し、Ｑ（）は、スライシング演算を表す。
20. 前記候補送信ベクトルが
    

    

    であり、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル値が
    

    

    であり、ｎ番目の受信アンテナの受信シンボルがｒ_ｎであるとするとき、
    前記ユークリッド距離の計算過程は、
    ｒ^Ｈｒを計算して第１値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第２値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第３値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第４値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第５値として保存するステップと、
    

    

    を計算して第６値として保存するステップと、
    前記第１値から前記第２値及び第３値を減算するステップと、
    前記減算された値に前記第４値乃至第６値を加算して、前記候補送信ベクトルが
    

    

    であるときのユークリッド距離値を獲得するステップと、を含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
21. 前記ＬＬＲは、ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム又はＭａｘ ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを利用して計算されることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
22. 前記計算されたＬＬＲをデインターリービングするステップと、
    前記デインターリービングされたＬＬＲを軟判定復号して情報ビット列を復元するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。

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