CN101317411A - 相位噪声消除ofdm接收器 - Google Patents

相位噪声消除ofdm接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN101317411A
CN101317411A CNA2006800445668A CN200680044566A CN101317411A CN 101317411 A CN101317411 A CN 101317411A CN A2006800445668 A CNA2006800445668 A CN A2006800445668A CN 200680044566 A CN200680044566 A CN 200680044566A CN 101317411 A CN101317411 A CN 101317411A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase noise
symbol
signal
estimate
noise
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2006800445668A
Other languages
English (en)
Inventor
L·林德
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia Oyj
Original Assignee
Nokia Oyj
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Oyj filed Critical Nokia Oyj
Publication of CN101317411A publication Critical patent/CN101317411A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2679—Decision-aided
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0032—Correction of carrier offset at baseband and passband
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0055—Closed loops single phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0067—Phase error detectors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

一种接收器，包括，串联的至少一个接收天线、缓存器以及算术逻辑块、符号检测器和相位噪声估计器。进一步的反馈环路将相位噪声估计器的输出耦合到算术逻辑块的输入以便提供相位噪声的估计。缓存器用于存储所接收的信号。诸如乘法器之类的算术逻辑块用于将经由反馈环路接收的相位噪声估计从缓存的信号中移除。符号检测器用于根据算术逻辑块的输出来估计符号。相位噪声估计器根据从符号检测器接收的两个输入来估计相位噪声：这两个输入为估计的符号和余项信号。优选地，相位噪声估计器对这两个输入执行IFFT并且对结果进行Kalman滤波。迭代地估计相位噪声大大地提高了精度。

Description

相位噪声消除OFDM接收器
技术领域
本公开内容涉及在多载波通信系统中修正相位，并且尤其涉及在OFDM接收器中消除相位噪声。
背景技术
频分复用(FDM)是在单个传输路径(例如，线缆或无线系统)上同时传输多个信号的技术。每个信号在其自己唯一的、经过数据(文本、语音、视频等)调制的频率范围(载波)内传播。
正交FDM(OFDM)技术将数据分布在以所定义的频率间隔开来的大量载波上。该间隔提供了OFDM方法的“正交性”，并且防止解调器观察到除其拥有的频率以外的频率。OFDM的益处包括高的频谱效率，抗RF干扰以及较低的多径失真。这是有用的，因为在典型的陆地无线通信实现中，存在多径信道(即，传输的信号使用各种不同长度的路径到达接收器)。
OFDM已经成功地部署在室内无线LAN和室外广播应用中。例如，多个标准组织，包括IEEE 802.11、IEEE 802.16、DVB-T(数字视频广播-陆地)和DVB-H(手持)，已经将OFDM选择作为多址接入方案。OFDM有益地利用低于通常单载波自适应均衡器的复杂度降低了ISI的影响。还发现OFDM在多径衰落信道中工作得很好。这些和其他优势使得OFDM成为用于诸如所谓的4G(第四代)之类的未来移动通信系统中的强有力的备选方案。
虽然在多个标准中的上述采用证明了OFDM是用于多径传播的优秀备选方案，但是其对于相位噪声是脆弱的。相位噪声出现在发射器处的上变频中，以及接收器处的下变频中，其中本地振荡器以非理想方式来运转。OFDM的重要特征是子载波的正交性。来自于本地振荡器的相位噪声威胁到了正交性。期待的是，任何特殊OFDM实现的敏感度取决于子载波彼此之间的距离。低频相位噪声(通常称作普通相位噪声CPE)已经在现有技术中通过利用导频音或导频信号的帮助旋转信号星座得到了修正。高频相位噪声引入了载波间干扰ICI。不像符号间干扰ISI(其中同一信号的多个版本由于恢复的多径传播而彼此干扰)，ICI对接收器表现为加性高斯噪声。通常，在现有技术中，仅通过使用高品质的本地振荡器来减少从开始施加的任何相位噪声，从而对其进行抵制。在高频处(例如，大约60GHz以及更高)，甚至这些较高品质的本地振荡器施加的相位噪声也没有将ICI降低到在接收器看来足以保持子载波正交性的程度。这至少对于更高级的调制方案(例如，16QAM、64QAM)是真实的。
发明人已经设计了在低频和高频形式两者中修正相位噪声由此针对ICI进行修正的方法(如下描述)。虽然特别地在OFDM上下文中进行了描述，但是此处描述的相位噪声修正技术不依赖于OFDM的特殊性而是可容易地扩展到任何多载波信令体制中，包括多载波CDMA(MC-CDMA)和仍有待开发的、与这些教导不一致的其他多载波通信协议中。
发明内容
根据这些教导的之前描述的实施方式，克服了上述和其他问题并且实现了其他优势。
本发明的实施方式包括用于处理所接收信号的方法。在该方法中，通过多个正交子载波接收信号并且存储/缓存信号。在实际中，由于噪声，子载波并不是严格正交的，这并没有将它们排除在正交的定义以外；本发明涉及修正相位噪声，在特定示例中，相位噪声本身可以破坏子载波的严格正交性。如果发送子载波的传输体制是在正交(或近似正交)子载波的前提下操作的，那么认为子载波是正交的。进一步在该方法中，根据缓存的信号来估计符号，并且根据缓存的信号和估计的符号来确定判决噪声。判决噪声可以被视为是在减去估计的符号之后的(符号界定的)信号的余项，但不一定是全部余项。例如，余项可不包括针对公共相位误差而修正的信号部分。然后，根据判决噪声和估计的符号来估计相位噪声，并且从缓存的信号中消除估计的相位噪声以便产生经过相位噪声修正的估计符号。
本发明的另一个实施方式是一种接收器，其包括通过多个正交子载波来接收信号的装置，例如接收天线。接收器进一步包括串联的缓存器和算术逻辑块、符号检测器以及相位噪声估计器。进一步的反馈环路将相位噪声估计器的输出耦合到算术逻辑块的输入，以提供相位噪声的估计。缓存器用于存储接收的信号。算术逻辑块用于从缓存的信号中消除经由反馈环路接收的相位噪声估计。符号检测器用于根据算术逻辑块的输出估计符号。并且相位噪声估计器根据来自于符号检测器的两个输入来估计相位噪声：这两个输入为估计的符号和余项信号。以上阐述了对于正交子载波和余项信号的考虑，并且该考虑应用于整个公开内容中。
本发明的另一个实施方式是一种设备，该设备包括用于根据接收的和缓存的信号来估计符号的装置，用于根据估计的符号和余项信号迭代地估计相位噪声的装置，以及用于从缓存的信号中消除迭代地估计的相位噪声的装置。在从缓存的信号中消除了迭代地估计的相位噪声之后，根据缓存信号估计符号将产生经过相位噪声迭代修正的符号估计。这些各种装置的实施方式在以下详细描述和权利要求书中详细描述。
本发明可以实现为机器可读指令的程序，该程序实际包含在信息承载介质上并且可由数字数据处理器执行，从而执行针对处理所接收信号的动作。该动作包括：根据接收的和缓存的信号来估计符号，根据所接收信号和估计的符号来确定判决噪声，根据判决噪声和估计的符号来估计相位噪声，并且从缓存的信号中消除估计的相位噪声，并且根据其(将估计的相位噪声从其消除之后的缓存的符号)来估计经过相位噪声修正的估计符号。这些动作可以由硬件、固件、软件或如这里详细描述的各种组合执行。如将详细描述的，优选地，该程序迭代地确定针对相同估计符号的相位噪声估计。
另一个实施方式，也是一种机器可读指令的程序，其实际包含在信息承载介质上并且可由数字数据处理器执行以执行针对处理所接收信号的动作，包括如下动作：根据通过多个正交频分复用子载波而接收的信号来估计符号、以及根据经过傅立叶逆变换的所估计符号和余项信号来迭代地估计相位噪声。然后，附加的动作是从信号中消除迭代地估计的相位噪声。
另一个接收器实施方式包括符号检测器，用于根据接收的信号来估计所估计的频域符号和频域判决噪声。该接收器进一步包括用于将所估计的频域符号和频域判决噪声转换到时域的装置。此类装置的示例是对其输入执行IFFT的处理器。进一步，该处理器中具有至少一个Kalman滤波器，用于根据经过时域转换的所估计符号和经过时域转换的判决噪声来估计相位噪声。接收器还包括递归反馈环路，用于从所接收的信号中消除来自于Kalman滤波器的相位噪声估计的累加。
本发明的另一个实施方式是用于对所接收信号进行如下处理的方法。根据所接收信号来估计频域符号和频域判决噪声。所估计的频域符号和频域判决噪声继而转换到时域。然后，在时域中对经过时域转换的所估计的符号和经过时域转换的判决噪声进行滤波以获得相位噪声估计。还通过如上所述的迭代地估计、转换以及滤波来计算相位噪声的至少一次迭代估计。从所接收信号中消除相位噪声估计和相位噪声的至少一次迭代估计。
关于各种实施方式和实现的进一步细节在下面详细描述。
附图说明
当结合附图阅读时，在下面的详细描述中，这些教导的前述和其他方面更加明显，附图中：
图1是OFDM发射器和接收器的相关部分的示意性框图；
图2是示出了使用根据本发明实施方式的相位噪声消除的图1的接收器的进一步细节的示意性框图；
图3是示出了导出相位噪声估计的图2的进一步细节的示意性框图；
图4A是示出了实际相位噪声相对于使用所描述的消除技术的单次迭代的估计相位噪声的图示，图4B是示出了当使用单次迭代进行消除时由于相位噪声而具有残留误差的子载波的图示；
图5A-5B、图6A-6B、图7A-7B、图8A-8B和图9A-9B类似于图4A-4B，但是分别示出了所描述的相位消除技术的两次、三次、四次、五次以及六次迭代的结果；
图10是示出了相位噪声和具有频率偏移修正的累加估计相位噪声的图示；
图11是示出了16QAM信号与具有未修正的相位噪声的16QAM信号、具有使用所描述的相位消除技术的三次迭代进行修正的相位噪声的16QAM信号、以及具有针对所描述的相位消除技术的五次迭代进行修正的相位噪声的16QAM信号相比，在-70dBc处的误码率(bit error rate)相对于信噪比的图示。
图12类似于图11但是针对-75dBc。
具体实施方式
通常，本发明的某些接收器的实施方式操作为在符号期间(或其他间隔)估计相位噪声，在缓存器中累加估计并且从信号中消除估计的相位噪声，而不需要导频或训练音来通知接收器关于信号的相位。通过将信号多次传递通过估计器极大地改进了结果。特别地，接收器根据已知方法执行诸如同步、信道估计和修正以及公共相位纠错之类的操作以达到表示判决符号加上此处所称的判决噪声的结果。判决噪声是在从所接收信号中减去判决的符号星座点之后的余项。相位噪声位于判决噪声内，并且由Kalman滤波器使用傅立叶逆变换处理来估计。反馈该相位噪声估计并且将其从存储在缓存器中的原始信号中减去。针对相同的缓存信号重复上述步骤，从而在消除了当前的相位噪声估计之后产生从更大程度上反映实际相位噪声的相位噪声估计，所有这些都不需要占用带宽的附加导频音/训练序列。下面提供其他细节。
图1示出了OFDM发射器20和接收器22内的代表性功能的框图。在该发射器中，在编码器24中对源数据编码并且进行交织，然后在调制器26a处进行调制，如在OFDM中已知的，调制器26a可以是固定的或自适应的。在块28a处进行从串行到并行的转换之后，多个并行数据流经傅立叶逆变换块30变换。在扩频实施方式中，在此处应用扩频码和潜在地应用扰码。并行数据流继而在块32a中串行化，在块34a中添加循环前缀，在模数转换器36a处对结果进行数字化，上变频38a到载波频率，并且由符号X(n)表示的信号通过一个或多个发射天线(未示出)在多径衰落信道40上发射，该多径衰落信道40包括多个频率重叠的、通过正交性分隔的子信道。
在某些方面，接收器22处的处理反向操作。由r(t)表示的接收信号下变频38b并且转换为数字的36b，去除34b循环前缀，并且为了在块42内进行处理而并行化28b，这将针对图2-3在下面进一步详细地进行描述。然后，对来自于该块42的判决进行串行化32b、解调26b以及解码/解交织(未示出)以便得到最终结果。显示的多个各种功能块可以如本领域中已知的重新排序并且未示出OFDM收发器所需的所有处理块，因为其他的处理块与这些教导不相关。可以将某些功能合并为单个物理组件并且某些功能可以分成多个组件。典型地，发射器20和接收器22包含在收发器中，共享处理器42和存储器44，以及经常形成在普通数字信号处理芯片上的其他功能组件。图1仅给出了一个相关环境的一般上下文，并且其位于有优势的接收器22实施方式的功能中。
本发明的实施方式可以部署在任何具有处理接收自另一个设备或节点的数据的接收器的主管计算设备，而不论该主管设备是否是无线地接收其数据。普通实施方式位于移动台、能够无线地接入通信网络(例如，耦合至公共交换电话网络的基站的移动电话网络)的手持便携式设备中。蜂窝电话、
Figure A20068004456600131
设备、具有通信功能的膝上计算机以及具有互联网或其他双向通信功能的个人数字助理(PDA)是移动台的示例。这些教导还可以优势地用于其他便携式无线电装置，诸如无线对讲机以及仅可以访问诸如无线局域网(WLAN)或WIFI网络之类的局域网的设备。
本发明的实施方式在图2的框图中示出。接收的信号r(t)通过函数
Figure A20068004456600132
下变频38b并且通过模数转换器36b转换为数字的。诸如通过本领域中已知的导频信号来确定子载波频率ω和子载波相位θ。可以将其他处理插入到那些处理块38b、36b之间或之后，而不脱离此处的创造性方面。信号的数字化版本存储在缓存器46中，并且其副本输出到逻辑块/乘法器48，在逻辑块/乘法器48处将相位噪声估计
Figure A20068004456600133
移除为
Figure A20068004456600134
其中索引(n)表示正在被操作的符号。关于如何计算相位误差估计的细节将参考图3来描述，并且对于相同缓存信号的相位误差估计的每个后续计算是单次迭代。在计算相位噪声的任何估计之前的第一轮运算(first pass)中，来自于缓存器46的信号输出的副本在乘法器48处不改变。
在每个迭代中并且包括缓存信号的第一轮运算，接收器22如本领域已知的那样修正CPE以达到估计的符号判定。该处理可以包括同步、信道估计和修正、使用OFDM符号的每个符号中的导频音来修正公共相位误差以及不希望的星座旋转，并且该处理一般在块50处表示。关于这点的相关教导可以在由Kanu Chadha以及ManishBhardwaj发明的，于2004年8月12日公开的美国专利公开No.US2004/0156309A1中找到，通过引用将其合并于此。该引用主要涉及修正CPE而不是ICI。将要输出用于串行化、解调和解码/解交织(如图1)的硬判决52直到相位修正处理的最终迭代之后才输出。直到该迭代为止，认为在块50中判定的符号为软判决52并且“硬判决”路径54被关闭。最终迭代可以通过阈值寄存器来确定，其中该阈值寄存器存储计数器将要与之进行比较的阈值迭代次数。在某些实施方式中，阈值寄存器中的值可适应于正在经历的高频相位噪声的功率。接收器可以根据前导码来估计总相位噪声，或接收器可以将阈值设置为对应于一个点，在该点处，对从先前迭代结束(fall)开始累加的相位噪声估计的改进变得太低。例如，如果阈值设置为五，但是已确定在相位估计计算的第三和第四次迭代之间具有最小改变，则阈值可以自动地更新为三次迭代以反映实际的信道条件以及相位估计的前几次迭代的准确性。在某些实施方式中，阈值寄存器的值/迭代次数可以适应于正在使用的特定信道。
考虑使硬判决54能够输出的开关打开并且没有输出硬判决54用于解码的时刻，处理块50输出软判决52和判决噪声56。在相位噪声估计块58中，根据那两个输出确定相位噪声估计θi(n)：的单次迭代，其中索引n表示特定符号并且索引i表示对于第n个符号的相位噪声估计的当前迭代。在相位噪声估计累加器62中将相位噪声估计的每个第i次迭代进行累加，在图2中，该累加器62使用反馈加法器60以便仅存储在当前第i次迭代累加的单个相位噪声值。在每个第i次迭代之后，将相位噪声的当前估计应用于来自于缓存器的信号输出，从而使得用于计算相位噪声的后续迭代接近真实值。在任何第i次迭代中，相位噪声的当前估计是针对该迭代和第n个符号上所有先前迭代的累加相位噪声估计。一旦完成了所希望次数的迭代(例如，在i＝3次迭代、5次迭代或该过程所使用的任意多次迭代之后)，相位噪声累加器62输出针对第n个符号的估计
Figure A20068004456600141
其中在乘法器48处将其与缓存的信号相乘为
Figure A20068004456600142
由于缓存的信号直到其被输出仍保持不变，所以将累加的相位噪声的i次迭代仅应用于缓存器中未修正的信号。在每次迭代之后，应用有第i次累加相位噪声估计的缓存信号继而再次在处理块50中进行处理，以便修正CPE并且同步。仅当最终迭代是硬判决54时，才输出用于进行针对参考图1描述的串行化32b和进一步的处理。
对于上述内容的可替换方案如下。不是累加迭代计算的相位误差并且将该累加应用于原始缓存的信号，而是，相位误差计算的每次迭代可以应用于缓存的信号，并且，通过每次相位误差修正，存储在该缓存器中的信号由最新修正的版本来替换。由于电路不太精巧并且重置缓存器时的读取/写入处理比累加迭代相位误差时的读取/写入处理稍大，这看起来不太有效，但是最后结果看起来是一致的。在此类可替换实施方式中，相位误差累加器62和加法器60不是必需的，但是从乘法器48通向缓存器46的反馈环路将是必需的以利用在乘法器48处针对相位噪声估计的当前迭代而修正的缓存信号版本来替换缓存的信号。
现在参考图3描述的是根据这些教导的、可与图2的框图或上面刚刚描述的替换修改一起操作的估计相位噪声的实施方式。在处理块50，信号被快速傅立叶变换50a并且在判决块50b处做出(软)符号判决。输入到处理块50中的信号是
Figure A20068004456600151
其中x(n)是采样的输出OFDM信号，n(n)是加性高斯白噪声AWGN，并且ejθ(n)是相位噪声。在块50a的快速傅立叶变换之后，信号是(X(n)+N(n))*F(ejθ(n))，其中X(n)是传输的数据符号，N(n)是AWGN，并且F表示对其后的括号中的值的傅立叶变换。软符号判决
Figure A20068004456600152
是估计的或检测的符号，其在线52上输出。将SE(n)视为符号误差，那么来自于符号r(n)的余项是：
[X(n)+N(n)]*F(ejθ(n))-X(n)+SE(n)
＝X(n)*(F(ejθ(n))-δ(0))+N(n)*F(ejθ(n))+SE(n)
这沿着线56作为判决误差而输出。
在相位噪声估计块58中，在块58a处对检测的符号
Figure A20068004456600153
和来自于上述等式的判决误差两者执行快速傅立叶逆变换。该IFFT将其频域输入转换到时域。对于检测的符号的IFFT仅产生估计的符号使用n’(n)来表示具有相位噪声的AWGN，使用se(n)来表示时域中的符号误差，并且使用v(n)来表示包括n’(n)+se(n)的噪声，然后，对于判决误差的IFFT是x(n)(ejθ(n)-1)+n′(n)+se(n)≈x(n)jθ(n)+v(n)。在块58b处对检测符号的IFFT结果以及判决误差进行Kalman滤波看起来给出了具有此噪声数据的系统状态的最好估计，尽管可以替换为其他滤波。然后，Kalman滤波器58b的输出是相位噪声估计处理的第i次迭代。
基本的理论如下。当本地振荡器被锁相时，相位噪声可以建模为静态处理θ(n+1)＝θ(n)+ω(n)。可以通过测量矩阵x(n)，利用x(n)jθ)n)＝v(n)从输出中观测到相位噪声，其中v(n)是测量噪声。Kalman滤波器输入来自于符号判决过程，并且Kalman参数根据本地振荡器特征和当前调制来设置。利用如在OFDM的某些变形中的自适应调制，这些滤波器参数随着调制而进行调节。
对上述处理进行迭代的优势在图4A-B到图9A-B中相继示出。这些图示的仿真参数如下：使用了256个子载波中的200个，192个子载波用于数据并且8个子载波用于导频音，采用16QAM调制。相位噪声控制在每个子载波-65dB(dBc)以及在100KHz频率拐点处是-3dB。相位噪声底限控制在-140dBc，信道扩频是10MHz并且SNR是18dB。
图4A示出了原始相位噪声和在如上所述的处理的第一次迭代中对相位噪声的直线估计。图4B示出了在利用相位噪声估计的第一次迭代进行了修正之后，在哪些子载波上表现出最多的相位噪声误差。很清楚的是，对于该第一次迭代的仿真结果不足够强健。
图5A-5B到9A-9B示出了相应的第二到第六次迭代，其中在相应的第二次至第六次迭代之后，将相位噪声估计的每次迭代累加并且应用硬判决。两次迭代(图5A-5B)产生了更加完善的估计并且更少子载波具有相位噪声误差，但是三次迭代(图6A-6B)开始强烈地匹配真实相位噪声。如图6B所示，仅很少的子载波保留了未修正的相位噪声。第四次和第五次迭代(分别为图7A-7B和8A-8B)继续进行完善。第六次迭代(图9A-9B)示出了对第五次迭代的裕度改进，这指示了对于特定仿真情况而言接近或超过了收益递减点(point of diminishing returns)(准确度相对于处理能力/时间)。
图10是针对使用图9A的第六次迭代设置的相同仿真数据，但是图10示出了也具有频率偏移修正的累加的相位噪声估计。在其上接收信号的子载波可以在频率中漂移，这是引起相位噪声和ICI的首要原因。如图10所示，由于精细频率漂移紧跟相位噪声，所以在估计信道的时候也可以将相位噪声估计作为精细频率偏移修正应用到子载波。优选地，将精细频率偏移修正与相位噪声修正同时应用于缓存的信号。就像相位噪声修正一样，迭代地进行该处理在估计相位噪声的每次迭代期间缩窄了判决噪声。
图11-12图示了下列情况下针对各种SNR比率的BER：即真实的16QAM、具有相位噪声(在图中缩写为pn)但未经修正的16QAM、以及具有针对三次迭代和五次迭代的相位噪声估计修正的16QAM。图11和图12之间的差异是每个载波的相位噪声：图11表示-70dBc，而图12表示-75dBc。这些仿真的其他参数类似于上面针对图4A-B到9A-B描述的那些。在图11-12中很清楚的是，本发明的实施方式以及上述相位噪声估计处理的进一步迭代比没有修正或具有较少估计处理迭代的修正更接近地反映了真实的(所传输的)16QAM。
本发明的实施方式可以通过可由移动台或其他主管设备的数据处理器(例如处理器40)执行的计算机软件、或通过硬件、或通过软件和硬件的组合实现。另外，在这点上，应该指出，图2-3的各种块可以表示程序步骤或互连的逻辑电路、块和功能，或程序步骤与逻辑电路、块和功能的组合。
存储器或多个存储器44可以是适于本地技术环境的任何类型并且可以使用任何合适的数据存储技术来实现，诸如基于半导体的存储器设备、磁性存储器设备以及系统、光学存储器设备以及系统、固定存储器和可移动存储器。数据处理器42可以是适于本地技术环境的任何类型并且可以包括一个或多个通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)以及基于多核处理器架构的处理器，这些均是非限制性示例。
通常，各种实施方式可以以硬件或专用电路、软件、逻辑或其任何组合实现。例如，某些方面可以以硬件实现，而其他方面可以以固件或可由控制器、微处理器或其他计算设备执行的软件来实现，但本发明不限于此。虽然本发明的各种方面可以如框图以及过程的解释和描述，但是应该理解，此处描述的这些块、设备、系统、技术或方法可以通过作为非限制性示例的硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备或某些其组合来实现。
本发明的实施方式可以以各种组件实施，诸如集成电路模块。集成电路的设计很大并且是高度自动的工艺。复杂和强大的软件工具可用于将逻辑级的设计转换为准备蚀刻的并且形成于半导体衬底之上的半导体电路设计。
程序(诸如那些由加利福尼亚，Mountain View的Synopsys公司以及加利福尼亚，San Jose的Cadence Design提供的程序)使用建立好的设计规则以及预存储的设计模块库在半导体芯片上自动地对导体进行布线并且定位组件。一旦对半导体电路的设计已经完成，则可以将具有标准电子格式(例如，Opus、GDSII等)的结果设计传送到半导体制作工厂或“fab”用于制作。
尽管在特定实施方式的上下文中进行了描述，但对于本领域的技术人员清楚的是可以对这些教导进行多种修改和各种改变。因此，虽然已经特别地示出了本发明并且相对于其一个或多个实施方式进行了描述，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离如上所述的本发明的范围和精神，或不脱离所附的权利要求书的范围的情况下，可以在其中做出某些修改或改变。

Claims (26)

1.一种用于处理所接收信号的方法，包括：
通过多个正交子载波接收信号，并且将所述信号存储在缓存器中；
根据所述缓存的信号来估计符号；
根据所述缓存的信号和所估计的符号来确定判决噪声；
根据所述判决噪声和所述估计的符号来估计相位噪声；以及
从所述缓存的信号中消除所述估计的相位噪声，并且根据其来估计经过相位噪声修正的估计符号。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
根据所述缓存的信号和所述经过相位噪声修正的估计符号来确定下一迭代判决噪声；
根据所述下一迭代判决噪声和经过相位噪声修正的估计符号来估计下一迭代相位噪声；
将针对所述缓存的信号的所有估计的相位噪声进行累加；
并且其中，消除所述估计的相位噪声包括：从所述缓存的信号中消除所累加的估计相位噪声，并且根据其来估计经过相位噪声迭代修正的估计符号。
3.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：将权利要求2的确定和估计单元重复至少一次附加迭代。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
存储经过相位噪声修正的估计符号；
根据所述接收的信号和经过相位噪声修正的估计符号来确定下一迭代判决噪声；
根据所述下一迭代判决噪声和经过相位噪声修正的估计符号来估计下一迭代相位噪声；
从经过相位噪声修正的估计符号的相位中消除所述下一迭代相位噪声以产生经过相位噪声迭代修正的估计符号。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述估计的相位噪声包括：计算对所述判决噪声和所述估计符号的傅立叶逆变换。
6.根据权利要求5所述的方法，其中估计所述相位噪声进一步包括：对所述判决噪声和所述估计符号的所述傅立叶逆变换之间的差进行Kalman滤波。
7.一种接收器，包括：
用于通过多个正交子载波接收信号的装置；
缓存器，具有耦合到至少一个天线的输出的输入，用于存储所接收的信号；
算术逻辑块，具有耦合到所述缓存器输出的输入，用于从所述缓存的信号中消除相位噪声的估计；
符号检测器，具有耦合到所述算术逻辑块输出的输入，用于根据所述算术逻辑决的输出来估计符号；
相位噪声估计器，具有用于从所述符号检测器接收所述估计符号的第一输入，以及用于从所述符号检测器接收余项信号的第二输入；
反馈环路，其将所述相位噪声估计器的输出耦合到所述算术逻辑块的输入，用于提供相位噪声的估计。
8.根据权利要求7所述的接收器，其中所述反馈环路包括串联的加法器和相位噪声累加器。
9.根据权利要求7所述的接收器，进一步包括第二反馈环路，其将所述算术逻辑块的输出与所述缓存器的输入耦合起来的，用于利用经所述算术逻辑块修改的信号来替换存储在所述缓存器中的信号。
10.根据权利要求7所述的接收器，其中所述相位噪声估计器操作为计算对所述估计符号和所述余项信号的傅立叶逆变换。
11.根据权利要求10所述的接收器，其中所述相位噪声估计器进一步包括至少一个Kalman滤波器，用于对所述傅立叶逆变换的结果进行滤波从而产生所述相位噪声估计。
12.根据权利要求7所述的接收器，其中用于接收的装置包括至少一个接收天线。
13.根据权利要求12所述的接收器，其布置在移动台内。
14.一种设备，包括：
用于根据缓存的接收信号来估计符号的装置；
用于根据所述估计符号和余项信号来迭代地估计相位噪声的装置；以及
用于从所述缓存的接收信号中消除迭代地估计的相位噪声的装置。
15.根据权利要求14所述的设备，其中：
用于估计符号的装置包括符号估计器；
用于迭代地估计相位噪声的装置包括相位噪声估计器和将所述相位噪声估计器的输出耦合到所述符号估计器的输入的反馈环路，所述相位噪声估计器包括用于对所述估计的相位噪声和所述余项信号执行傅立叶逆变换的电路；以及
用于消除所述迭代地估计的相位噪声的装置包括乘法器，该乘法器具有耦合到所述反馈环路的输入和耦合到所述符号估计器的输出。
16.一种机器可读指令的程序，其实际包含在信息承载介质上并且可由数字数据处理器执行，所述程序用于执行针对处理所接收信号的动作，所述动作包括：
根据缓存的接收信号来估计符号；
根据所述接收的信号和所述估计的符号来确定判决噪声；
根据所述判决噪声和所述估计的符号来估计相位噪声；以及
从所述缓存的信号中消除所述估计的相位噪声，并且根据其来估计经过相位噪声修正的估计符号。
17.根据权利要求16所述的程序，其中所述动作进一步包括：
根据所述缓存的接收信号和经过相位噪声修正的估计符号来确定下一迭代判决噪声；
根据所述下一迭代判决噪声和经过相位噪声修正的估计符号来估计下一迭代相位噪声；
将针对所述缓存信号的所有估计的相位噪声进行累加；
并且其中，消除所述估计的相位噪声包括：从所述缓存的信号中消除所累加的估计相位噪声，并且根据其来估计经过相位噪声迭代修正的估计符号。
18.根据权利要求17所述的程序，其中所述动作进一步包括：将权利要求17的确定和估计单元重复至少一次附加迭代。
19.根据权利要求16所述的程序，其中所述动作进一步包括：
存储经过相位噪声修正的估计符号；
根据所述接收的信号和经过相位噪声修正的估计符号来确定下一迭代判决噪声；
根据所述下一迭代判决噪声和经过相位噪声修正的估计符号来估计下一迭代相位噪声；
从经过相位噪声修正的估计符号的相位中消除所述下一迭代相位噪声以产生经过相位噪声迭代修正的估计符号。
20.根据权利要求16所述的程序，其中估计相位噪声包括：计算对所述判决噪声和所述估计符号的傅立叶逆变换。
21.根据权利要求20所述的程序，其中估计所述相位噪声进一步包括：对所述判决噪声和所述估计符号的所述傅立叶逆变换之间的差进行Kalman滤波。
22.根据权利要求16所述的程序，其中所述动作进一步包括：利用所述估计的相位噪声来修正所述所接收信号的频率偏移。
23.一种机器可读指令的程序，其实际包含在信息承载介质上并且可由数字数据处理器执行，所述程序用于执行针对处理所接收信号的动作，所述动作包括：
根据通过多个正交频分复用子载波接收的信号来估计符号；
根据经过傅立叶逆变换的所述估计的符号以及余项信号来迭代地估计相位噪声；
从所述信号中消除经过迭代估计的相位噪声。
24.一种接收器，包括：
符号检测器，用于根据所接收的信号来估计所估计的频域符号以及频域判决噪声；
用于将所述估计的频域符号和所述频域判决噪声转换到时域的装置；
Kalman滤波器，用于根据经过时域转换的估计符号和判决噪声来估计相位噪声；以及
递归反馈环，用于从所接收的信号中消除来自于所述Kalman滤波器的相位噪声估计的累加。
25.根据权利要求24所述的接收器，其中用于转换的装置包括执行快速傅立叶逆变换的处理器。
26.一种用于处理所接收信号的方法，包括：
根据所接收的信号来估计频域符号和频域判决噪声；
将所述估计的频域符号和所述频域判决噪声转换到时域；
对经过时域转换的估计符号和判决噪声进行滤波以获得相位噪声估计；
迭代地进行如上所述的估计、转换以及滤波，以获得相位噪声的至少一次迭代估计；以及
从所接收的信号中消除所述相位噪声估计和所述相位噪声的至少一次迭代估计。
CNA2006800445668A 2005-10-14 2006-10-06 相位噪声消除ofdm接收器 Pending CN101317411A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/251,515 US7733993B2 (en) 2005-10-14 2005-10-14 Phase noise canceling OFDM receiver
US11/251,515 2005-10-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN101317411A true CN101317411A (zh) 2008-12-03

Family

ID=37942354

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2006800445668A Pending CN101317411A (zh) 2005-10-14 2006-10-06 相位噪声消除ofdm接收器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7733993B2 (zh)
EP (1) EP1946507A1 (zh)
KR (1) KR20080066035A (zh)
CN (1) CN101317411A (zh)
WO (1) WO2007042900A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101505292B (zh) * 2009-02-27 2011-06-29 清华大学 适合于mimo-ofdm预编码的相位噪声纠正方法
WO2013071759A1 (zh) * 2011-11-17 2013-05-23 中兴通讯股份有限公司 一种相位噪声的估计方法、估计装置、接收机及通信设备
CN103580682A (zh) * 2012-07-27 2014-02-12 达斯特网络公司 耐相位噪声的采样
CN104702558A (zh) * 2013-12-05 2015-06-10 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 Ofdm系统的相位噪声消除方法
WO2016023451A1 (en) * 2014-08-15 2016-02-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase-noise cancellation apparatus and method

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7912438B2 (en) * 2007-03-20 2011-03-22 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for mitigating phase noise
US8457252B2 (en) * 2007-04-04 2013-06-04 Thomson Licensing Method and apparatus for digital signal reception
KR20090025112A (ko) * 2007-09-05 2009-03-10 삼성전자주식회사 Ｒｆ 수신기 및 그 간섭신호 제거방법
KR101009117B1 (ko) * 2008-08-25 2011-01-18 삼성전기주식회사 휴대용 단말기의 피드포워드 방식의 위상 잡음 제거 장치 및 그 방법
CN102137412B (zh) * 2010-10-27 2013-10-16 清华大学 一种用于时分复用切换信道测量仪的相位噪声估计方法
KR20120068337A (ko) 2010-12-17 2012-06-27 한국전자통신연구원 코히어런트 광 ｏｆｄｍ 송수신 방법 및 장치
US9036747B2 (en) 2011-11-09 2015-05-19 Mediatek Inc. Wireless communication receiver with phase noise estimation and phase noise compensation performed after channel estimation, and related wireless communication receiving method and phase noise compensation apparatus
US9054933B2 (en) 2011-12-20 2015-06-09 Intel Corporation Orthogonal frequency division multiplex (OFDM) receiver with phase noise mitigation and reduced latency
CN102664850B (zh) * 2012-04-13 2014-10-22 豪威科技(上海)有限公司 无线局域网多载波模式的低复杂度信道降噪方法及其装置
US8897412B2 (en) * 2012-12-14 2014-11-25 Intel Corporation Method and apparatus for phase noise mitigation
US9258107B1 (en) * 2014-12-23 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated Local oscillator phase noise tracking for single carrier transmission
US9819480B2 (en) * 2015-08-04 2017-11-14 Ibiquity Digital Corporation System and method for synchronous processing of analog and digital pathways in a digital radio receiver
US9537683B1 (en) * 2015-10-06 2017-01-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for residual phase noise compensation
RU2626246C1 (ru) 2016-08-10 2017-07-25 Общество с ограниченной ответственностью "Радио Гигабит" Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале
US10256929B2 (en) 2017-01-04 2019-04-09 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for decision directed common phase error estimation based on soft information
US10193585B2 (en) * 2017-02-17 2019-01-29 SiTune Corporation Tone removal for digital circuits
US10218549B1 (en) * 2018-01-24 2019-02-26 National Instruments Corporation Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking
US10218548B1 (en) 2018-01-24 2019-02-26 National Instruments Corporation Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking
US10708107B1 (en) * 2019-09-10 2020-07-07 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and decoder for suppressing phase noise in an orthogonal frequency division multiplexing signal

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5682376A (en) 1994-12-20 1997-10-28 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method of transmitting orthogonal frequency division multiplex signal, and transmitter and receiver employed therefor
DE10039902B4 (de) * 2000-08-16 2011-04-28 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren zur Frequenz- und Zeit-Synchronisation eines Empfängers
GB0115015D0 (en) 2001-06-20 2001-08-08 Koninkl Philips Electronics Nv Method of, and receiver for, minimising carrier phase rotation due to signal adjustments and enhancements
WO2003073280A1 (en) 2002-02-26 2003-09-04 Advantest Corporation Measuring apparatus and measuring method
US7453792B2 (en) 2002-11-14 2008-11-18 Edgewater Computer Systems, Inc. Receiver architecture for pilot based OFDM systems
US7286514B2 (en) * 2002-12-10 2007-10-23 New Jersey Institute Of Technology Method for phase noise suppression for OFDM based WLANs
US7215705B2 (en) * 2003-03-17 2007-05-08 Intel Corporation Reducing phase noise in phase-encoded communications signals
CN1802831B (zh) * 2003-03-28 2010-05-26 英特尔公司 用于ofdm信号的自适应相位补偿的方法和装置
US7317309B2 (en) * 2004-06-07 2008-01-08 Advantest Corporation Wideband signal analyzing apparatus, wideband period jitter analyzing apparatus, and wideband skew analyzing apparatus
DE602004014922D1 (de) 2004-08-05 2008-08-21 St Microelectronics Srl Verfahren und Vorrichtung zum Empfang eines OFDM-Signals und zur Kompensation des IQ-Ungleichgewichts und der Frequenzverschiebung
US20060064725A1 (en) * 2004-09-22 2006-03-23 Rosum Corporation Pilot acquisition and local clock calibration with reduced MIPS
US7609789B2 (en) * 2005-05-19 2009-10-27 MetaLink, Ltd. Phase noise compensation for MIMO WLAN systems

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101505292B (zh) * 2009-02-27 2011-06-29 清华大学 适合于mimo-ofdm预编码的相位噪声纠正方法
WO2013071759A1 (zh) * 2011-11-17 2013-05-23 中兴通讯股份有限公司 一种相位噪声的估计方法、估计装置、接收机及通信设备
CN103580682A (zh) * 2012-07-27 2014-02-12 达斯特网络公司 耐相位噪声的采样
CN103580682B (zh) * 2012-07-27 2018-01-26 凌力尔特公司 耐相位噪声的采样
CN104702558A (zh) * 2013-12-05 2015-06-10 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 Ofdm系统的相位噪声消除方法
CN104702558B (zh) * 2013-12-05 2018-03-09 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 Ofdm系统的相位噪声消除方法
WO2016023451A1 (en) * 2014-08-15 2016-02-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase-noise cancellation apparatus and method
US9509352B2 (en) 2014-08-15 2016-11-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase-noise cancellation apparatus and method

Also Published As

Publication number Publication date
US7733993B2 (en) 2010-06-08
WO2007042900A1 (en) 2007-04-19
US20070086533A1 (en) 2007-04-19
EP1946507A1 (en) 2008-07-23
KR20080066035A (ko) 2008-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101317411A (zh) 相位噪声消除ofdm接收器
US9124399B2 (en) Highly-spectrally-efficient reception using orthogonal frequency division multiplexing
CN1193563C (zh) 多载波接收机和含此类接收机的发射系统
JP5511832B2 (ja) Ｉｃｉ雑音推定を伴う受信機
EP1416688A1 (en) Iterative channel estimation in multicarrier receivers
US20080118012A1 (en) Method and apparatus for interference cancellation in a wireless communication system
US20050141657A1 (en) Adaptive channel equalizer for wireless system
KR20110056333A (ko) Ｑｒ 분해를 이용하는 ｍｍｓ ｍｉｍｏ 디코더
US7489733B2 (en) Channel estimation using a minimized channel prediction interval
KR20090115232A (ko) 다중캐리어 변조 시스템들의 간섭을 완화하기 위한 방법 및 장치
US8937989B1 (en) Channel estimation using linear phase estimation
JP2018007056A (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置
CN109474895B (zh) 数字广播系统的数据传输方法和设备
JP2007189680A (ja) セルラーマルチキャリア通信システムにおける信号分離の方法
CN110365617B (zh) 基于时空基准下的多用户正交频分多址接收方法和装置
JP5174741B2 (ja) 半導体集積回路及び受信信号処理方法
Younis Synchronization algorithms and architectures for wireless ofdm systems
EP1865678A1 (en) System and method for separating two OFDM signals
Hu et al. Robust Clock Timing Recovery for Performance Improvement in Digital Self-Synchronous OFDM Receivers
Kudavithana Energy Efficient Wireless System Design
JP5419146B2 (ja) 復調装置及び復調処理方法
Ketseoglou et al. Optimized iterative (Turbo) reception for QAM OFDM with CFO over unknown double-selective channels
JP2007019579A (ja) デジタル放送受信機、デジタル放送受信方法及びデジタル放送受信回路
Jávega Engenharia Electrotécnica e de Computadores
NARENDRAN et al. LOW POWER BASEBAND RECEIVER ARCHITECTURE USING STBC-OFDM FOR MOBILE WMAN

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Open date: 20081203