WO2013071759A1 - 一种相位噪声的估计方法、估计装置、接收机及通信设备 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to the field of wireless communications, and in particular, to a phase noise estimation method, an estimation apparatus, a receiver, and a communication device.
- the carrier signal is often not a single frequency sine wave due to the instability of the local oscillator of the transmitter and receiver. This instability is usually measured by phase noise.
- the receiver must estimate the phase noise introduced by the entire link, and phase-compensate the received signal affected by the phase noise to achieve a more accurate detection of the transmitted data symbols.
- Method 1 The phase noise is tracked by a phase-locked loop. Currently, a second-order phase-locked loop is generally used.
- Method 2 The time of receiving the signal is divided into a plurality of time slices, the phase noise in each time slice is approximated as a constant, and the phase average value at a specific time slice is obtained by an appropriate statistical algorithm.
- Method 3 Interpolation-based algorithm: Construct a special frame structure, for example, each frame has a pilot at the beginning and the end, first estimate the phase noise of the pilot position of each frame of data, and phase noise of the symbol portion of the frame. It is achieved by interpolation.
- Method 4 based on the combined detection and estimation algorithm of channel and phase noise, the complexity of this method is very high, and the delay of signal processing is very large.
- the phase-locked loop requires a certain acquisition time to lock the phase, and the phase noise compensation is not timely.
- the obtaining the transmitted symbol corresponding to the equalized symbol r(A:) of the received data including: to r(A: A hard decision is made to obtain ⁇ ; A); or a soft decision is made on r(A:), and the soft decision result is reconstructed to obtain aik").
- the common phase noise is obtained according to the following formula: Where g is the common phase noise, (representing the conjugate operation, arg( ) represents the argument operation of the complex number.
- the phase noise is obtained according to the following formula: ⁇
- the transmit symbol estimation unit is further configured to: perform a hard decision on r(A:) to obtain ⁇ ; A); or perform a soft decision on r(A:), and reconstruct the soft decision result to obtain aik
- the common phase noise estimation unit is further configured to obtain common phase noise according to the following formula: Where g is a common phase noise, (representing a conjugate operation, and arg( ) represents a vertex operation for finding a complex number.
- the residual phase noise estimation unit is further configured to obtain residual phase noise according to the following formula: Wherein (is the residual phase noise of the Ath symbol.
- the phase noise estimation unit is further configured to obtain phase noise according to the following formula:
- phase noise which is the basis function matrix of discrete cosine transform
- ⁇ 0, - ⁇ ⁇ , ⁇ _
- N is the basis function
- the number, ⁇ is transposed
- a communication device comprising the receiver described above.
- the beneficial effects of the present invention are: The technical solution of the present invention does not require a capture time, the phase noise compensation can be started quickly, and the statistical characteristics of the phase noise need not be known, and the accuracy of the phase noise estimation is high.
- FIG. 1 is a flowchart of a method for estimating phase noise according to an embodiment of the present invention
- FIG. 2 is a structural diagram of an apparatus for estimating phase noise according to an embodiment of the present invention
- FIG. 3 is a diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention.
- FIG. 4 is a structural diagram of a receiver according to another embodiment of the present invention.
- phase noise estimation Since the bandwidth is much lower than the discrete random process of the sampling rate, the base function can be used for expansion, and the number of expansion terms is usually not much. Generally, the phase noise of the wireless communication system can be regarded as such a discrete random process in the digital baseband. Therefore, the embodiment of the present invention performs a phase noise process orthogonally using a discrete cosine transform (DCT) function. Without loss of generality, it is assumed that one frame of baseband data includes f symbols.
- DCT discrete cosine transform
- the equalized symbol r (A) can be expressed as:
- the phase noise is estimated by using a reasonable algorithm to obtain the phase noise estimation value ⁇ (A:) of the A symbol, and after obtaining, the r (A) is compensated to obtain phase noise compensation.
- the common phase noise ⁇ ⁇ characterizes the statistical average of the phase noise corresponding to all the symbols included in one frame of data, in order to obtain The phase noise corresponding to each symbol also needs to obtain the respective residual phase noise.
- the residual phase noise corresponding to the first symbol is a low-pass stochastic process, expressed as follows:
- the maximum likelihood estimate that can be obtained according to the following formula, in addition, it can also be expressed as:
- the formula (8) is substituted into the formula (10) to obtain the estimated value of the phase noise ⁇ I: Among them, ⁇ is transposed. It should be noted that formula (7) is approximately true when the signal-to-noise ratio is relatively high, and is not accurate when the signal-to-noise ratio is low.
- v(A) is the ideal received signal, which is the received signal that is actually affected by phase noise
- * represents the convolution.
- the equalizer here may be a time domain equalizer or a frequency domain equalizer, and may be an equalizer using channel estimation or an adaptive equalizer not using channel estimation, such as a least mean square (LMS) equalizer. , Recursive Least Mean Square (RLS) equalizer.
- LMS least mean square
- RLS Recursive Least Mean Square
- the receiver first performs equalization processing on the received data to obtain a balanced symbol r(A:), and then may perform a hard decision on r(A:) to obtain a corresponding transmitted symbol estimate), or may A:) performing a soft decision, and reconstructing the soft decision result to obtain a corresponding transmitted symbol estimate (optionally, for a multipath channel environment, power equalization may be performed on the equalized symbol r ⁇ ) to further Improve the accuracy of phase noise estimation.
- the common phase noise corresponding to the frame data may be obtained according to the following formula: Where is the common phase noise, (f denotes a conjugate operation, arg( ) denotes a complex angle operation c.
- the residual phase noise estimate corresponding to the Ath symbol can be obtained according to the following formula:
- phase noise estimate corresponding to the Ath symbol can be obtained according to the following formula: Where, is the basis function matrix of the discrete cosine transform, ⁇ is the transpose,
- the estimation device is capable of performing the plurality of processes described in the method embodiments.
- the specific working process and the working principle are described in detail in the method section, and the description of the corresponding parts in the method may be omitted.
- the above-mentioned phase noise estimation method and the specific application of the estimation apparatus in the receiver of the wireless communication device are given below, and the wireless communication device may be a communication device in a digital microwave system; or may be a communication device in other mobile communication systems, for example Mobile phones, PDAs, etc.
- the receiver of the embodiment of the present invention may include: a phase noise compensation module 31, an FFT module 32, a channel estimation module 33, a frequency domain equalizer 34, an IFFT module 35, a hard decision module 36, and a phase noise estimation module.
- phase noise estimate is based on a hard decision.
- the working process of the receiver is as follows:
- the baseband signal z(A:) is received.
- the phase noise information is unknown.
- the FFT module 32 performs a FFT transform (Fast Fourier Transform) on the baseband signal z of the time domain to obtain a frequency domain representation of the baseband signal z.
- a FFT transform Fast Fourier Transform
- the frequency domain equalizer 34 performs frequency domain equalization using a zero forcing or MMSE (minimum mean square error) criterion to obtain an equalized output symbol R(A) in the frequency domain.
- MMSE minimum mean square error
- the IFFT module 35 performs an IFFT transform (inverse fast Fourier transform) on the frequency domain symbol R(A:) output from the frequency domain equalizer 34, and obtains a time domain representation of the equalized symbol r ⁇ ).
- IFFT transform inverse fast Fourier transform
- the hard decision module 36 performs a hard decision on r(A:) to obtain a time domain symbol ( , that is, an estimated value of the transmitted symbol.
- the phase noise estimation module 37 estimates the phase noise based on r(A:) and the following: First, the common phase noise is obtained by using equation (3). Second, the DCT basis function is calculated using equation (6). );
- phase noise compensation module 31 After the phase noise is obtained, the phase noise compensation module 31 performs phase noise compensation on the baseband signal according to the formula (2) to obtain the compensated baseband signal z( .
- the frequency domain equalizer 34 performs equalization processing on the compensated baseband signal z (to obtain a new equalized output r(A).
- the above process can be iterated multiple times to better eliminate phase noise.
- the receiver of another embodiment of the present invention may include: a phase noise compensation module 41, an FFT module 42, a channel estimation module 43, a frequency domain equalizer 44, an IFFT module 45, a soft decision module 46, a phase noise estimation module 47, and deinterleaving.
- the phase noise estimate is based on soft decisions.
- the working process of the receiver is as follows:
- the baseband signal Z(A:) is received.
- the phase noise information is unknown.
- z(k) y(k), which is the baseband signal without phase noise compensation, and then
- the FFT module 42 performs a FFT transform (Fast Fourier Transform) on the baseband signal z of the time domain to obtain a frequency domain representation of the baseband signal z.
- a FFT transform Fast Fourier Transform
- the frequency domain equalizer 44 performs frequency domain equalization using a zero-forcing or MMSE (minimum mean square error) criterion to obtain an equalized output symbol R(A) in the frequency domain.
- the IFFT module 45 performs an IFFT transform (inverse fast Fourier transform) on the frequency domain symbol R(A:) outputted by the frequency domain equalizer 44, and obtains a time domain representation of the equalized symbol r ⁇ ).
- Soft decision module 46 performs soft decision on r(A:) to obtain bit soft information).
- deinterleaving, channel decoding, channel coding, interleaving, and modulation are performed by the deinterleaving module 48, the channel decoding module 49, the channel coding module 50, the interleaving module 51, and the modulation module 52 to obtain a time domain symbol, a (k) is the estimated value of the transmitted symbol.
- the phase noise estimation module 47 estimates the phase noise based on r(A:) and the following: First, the common phase noise is obtained by using equation (3). Second, the DCT basis function is calculated by using equation (6); Then, use equation (7) to calculate ⁇ A), and use equation (9) to calculate ⁇ ; Finally, use equation (11) to calculate phase noise ⁇ ( ⁇ .
- phase noise compensation module 41 After the phase noise is obtained, the phase noise compensation module 41 performs phase noise compensation on the baseband signal according to the formula (2) to obtain the compensated baseband signal z(.
- the frequency domain equalizer 44 performs equalization processing on the compensated baseband signal z to obtain a new equalized output.
- the above process can be iterated multiple times to better eliminate phase noise.
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Abstract
本发明提供了一种相位噪声的估计方法、估计装置、接收机及通信设备,其中,该相位噪声的估计方法包括:获取接收数据的均衡后符号r(k)对应的发送符号ã(k),其中,k=0,...,K-1,K为一帧接收数据包括的符号数目;根据r(k)和ã(k)获取公共相位噪声;根据r(k)、ã(k)和所述公共相位噪声获取残余相位噪声;以及根据所述公共相位噪声、所述残余相位噪声和离散余弦变换的基函数矩阵获取相位噪声。利用本发明的技术方案,能够有效的对相位噪声进行估计,从而对受到相位噪声影响的接收信号进行补偿,达到准确检测发射符号的目的,进而能够提高系统的性能。
Description
一种相位噪声的估计方法、 估计装置、 接收机及通信设备 技术领域 本发明涉及无线通信领域, 特别涉及一种相位噪声的估计方法、 估计装置、 接收 机及通信设备。 背景技术 在无线通信中, 常常由于发射机和接收机本振的不稳定性, 使得载波信号不是单 一频率的正弦波, 这种不稳定性, 通常用相位噪声来衡量。 由于这个原因, 在无线通 信系统的载波频率比较高时, 以及, 在无线通信系统使用高阶的调制方式时, 相位噪 声的影响通常是不可忽略的。因此,接收机必须对整个链路引入的相位噪声进行估计, 对受相位噪声影响的接收信号进行相噪补偿, 以达到更加准确的检测发射数据符号的 目的。 目前进行相位噪声估计的方法, 主要有以下几种: 方法 1、 利用锁相环对相位噪声进行跟踪, 目前一般采用二阶锁相环。 方法 2、 将接收信号的时间分为多个时间片, 将每个时间片内的相位噪声近似为 常数, 通过适当的统计算法来获得在特定时间片的相位平均值。 方法 3、 基于插值的算法: 构造特殊的帧结构, 比如, 每一帧的首尾都有导频, 先对每一帧数据的导频位置的相位噪声进行估计, 帧内数据符号部分的相位噪声通过 插值来实现。 方法 4、 基于信道和相位噪声的联合检测估计算法, 此方法的复杂度非常高, 信 号处理的时延很大。 上述的方法 1, 锁相环需要一定的捕获时间才能锁定相位, 造成相位噪声的补偿 不及时。 上述的方法 2~4, 需要知道相位噪声的统计特性, 相位噪声估计的准确度不高。
发明内容 本发明所要解决的技术问题是提供一种相位噪声的估计方法、 估计装置、 接收机 及通信设备, 以提高相位噪声估计的准确度, 从而提高接收机的接收性能。 为解决上述技术问题, 本发明提供技术方案如下: 一种相位噪声的估计方法, 包括如下步骤: 获取接收数据的均衡后符号 r^)对应的发送符号 ),其中, k = 0,...,K_\, K为 一帧接收数据包括的符号数目; 根据 和 a(k")获取公共相位噪声; 根据 r(A:)、 和所述公共相位噪声获取残余相位噪声; 以及 根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和离散余弦变换的基函数矩阵获取相 位噪声。 优选地, 所述获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符号 ( , 包括: 对 r(A:)进行硬判决, 得到^; A); 或者 对 r(A:)进行软判决, 并对软判决结果进行重构得到 aik")。 优选地, 按照如下公式获取公共相位噪声:
其中, g为公共相位噪声, ( 表示求共轭运算, arg( )表示求复数的辐角运算。 优选地, 按照如下公式获取残余相位噪声: ^(k) = arg(r{k) {k)e~1(>mg ) 其中, ( 为第 A个符号的残余相位噪声。 优选地, 按照如下公式获取相位噪声:
其中, 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, Ψ 为 的转置,
为离散余弦变换的第 "个基函数, n = 0 ,N-\, N为所述 基函数的数目。 优选地, 按照如下公式获取残余相位噪声: Β (TO) =— arg ^r(b + mB)e~]e"ga (b + mB) 其中, 一帧接收数据的 个符号被分成 段, 每段包括 S个符号, ^ηή为第 m 段符号的残余相位噪声, m = 0,'-、M— \。 优选地, 按照如下公式获取相位噪声: ΒΠ
其中, ¾( 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, {^κ η=ψ Ιή, 为离散余弦变换的第 w个基函数, n = 0,"、N-l, N为所述基函数的数目, 为 的转置, )mn= mB 。 一种相位噪声的估计装置, 包括: 发送符号估计单元,设置为获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符号 ( , 其中, k = 0,...,K_l, f为一帧接收数据包括的符号数目; 公共相位噪声估计单元, 设置为根据 fik 和 获取公共相位噪声; 残余相位噪声估计单元, 设置为根据 r(A:)、 和所述公共相位噪声获取残余相 位噪声; 以及 相位噪声估计单元, 设置为根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和离散余 弦变换的基函数矩阵获取相位噪声。
优选地, 所述发送符号估计单元进一步设置为: 对 r(A:)进行硬判决, 得到^; A); 或者 对 r(A:)进行软判决, 并对软判决结果进行重构得到 aik")。 优选地, 所述公共相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取公共相位 噪声:
其中, g为公共相位噪声, ( 表示求共轭运算, arg( )表示求复数的辐角运算。 优选地, 所述残余相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取残余相位 噪声:
其中, ( 为第 A个符号的残余相位噪声。 优选地, 所述相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取相位噪声:
其中, 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, Ψ 为 的转置, (^>K)kn = n(k) , 为离散余弦变换的第 "个基函数, " = 0," N- 1, N为所述 基函数的数目。 优选地, 所述残余相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取残余相位 噪声:: Β (TO) =— arg ^r(b + mB)e~]e"ga (b + mB) 其中, 一帧接收数据的 个符号被分成 段, 每段包括 S个符号, ^ηή为第 m 段符号的残余相位噪声, ∞ = 0,···,Μ-1。
优选地, 所述相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取相位噪声:
其中, 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, {^κ η = ψ» 为离散余弦变换的第 W个基函数, η = 0, - · ·, Ν_ , N为所述基函数的数目, Ψ 为 的转置, (Ψ^ ) 一种包括上述的估计装置的接收机。 一种包括上述的接收机的通信设备。 与现有技术相比, 本发明的有益效果是: 本发明的技术方案不需要捕获时间, 相噪补偿可以快速启动, 也不需要知道相位 噪声的统计特性, 相位噪声估计的准确度较高。 利用本发明的技术方案, 能够有效的 对相位噪声进行估计, 从而对受到相位噪声影响的接收信号进行补偿, 达到准确检测 发射符号的目的, 进而能够提高系统的性能。 附图说明 图 1为根据本发明实施例的相位噪声的估计方法的流程图; 图 2为根据本发明实施例的相位噪声的估计装置的结构图; 图 3为根据本发明实施例的接收机的结构图; 图 4为根据本发明另一实施例的接收机的结构图。 具体实施方式 为使本发明的目的、 技术方案和优点更加清楚, 下面将结合附图及具体实施例对 本发明进行详细描述。 首先对本发明实施例的相位噪声估计的原理进行介绍。
由于带宽远低于采样率的离散随机过程, 可以用基函数进行展开, 而且展开项的 数目通常不会很多, 一般无线通信系统的相位噪声在数字基带可以视为一个这样的离 散随机过程。 因此, 本发明实施例将相位噪声过程, 用离散余弦变换 (DCT ) 函数进 行正交展开。 不失一般性, 设一帧基带数据包括 f个符号。 令 A时刻 (对应第 A个符号), 接收 端设备的接收机中经过均衡器输出的均衡后符号为 r (A), r (A)对应的发送端设备发送 符号为 α (Α), 遭受到的高斯白噪声为《( ), 相位噪声为 ( ), 则均衡后符号 r (A)可 以表示为:
本发明实施例通过一种合理的算法, 来对相位噪声进行估计得到第 A个符号的相 位噪声估计值 ^ (A:), 在获得 后, 对 r (A)进行补偿, 得到进行相位噪声补偿以后 的信号 z (^, 如下:
后续的均衡解调等在 上进行, 相位噪声被消除了。 下面给出求 的算法 t 定义公共相位噪声 κ-\
、 其中, ( f表示求共轭运算, arg ( )表示求复数的辐角运算, (A)表示对发送符 号 的估计。 对于导频部分, 可以直接采用相应的导频符号, 对于数据部分, 需要 进行均衡判决得到。此判决可以是硬判决, 见图 3所示, 也可以是软判决加重构得到, 见图 4所示。 其中软判决相对性能要更好一些, 因为软判决是有编码增益的, 但是基 于软判决的方法复杂度高, 时延也相对大一些。 另外, 公共相位噪声^ ^表征的是一 帧数据所包括的所有符号对应的相位噪声的统计平均值, 为了获取各符号分别对应的 相位噪声, 还需要获得各自的残余相位噪声
第 个符号对应的残余相位噪声 为一个低通随机过程, 表示如下:
实际上, 可以按照如下公式得到 的最大似然估计,
另外, 还可以表示为:
进行 DFT展开时的第《个基函数的系数 构造一个 fxN阶基函数矩阵 ¾V, Ψ 的第 k行第 n列的元素为:
lk l/„(k), k = 0,---,K-l;n = 0,---,N-l 由公式 (4)得到:
得公式 (8)代入公式 (10)得到相位噪声的估计值^ I下:
其中, Ψ 为 的转置。 需要说明的是, 公式 (7)在信噪比相对比较高的时候是近似成立的, 在信噪比比较 低时不够准确。 实际上, 在信噪比比较低时, 可以通过分段来降低噪声的影响。 具体 可以这样来处理, 将每一帧数据的 个符号分成 M段, 每段包括 S个符号, 即满足 K = BM。 然后, 令
=丄 arg | j r (b + mB) e~jeav8a 、+ mB、
1
其中, (∞)表示∞段符号的残余相位噪声的最大似然估计, M (m)为第 段符号 遭受到的高斯白噪声, m = Q, ' -、M— \。 经过推导可以得到第 A个符号的相位噪声的估计值为:
其中, = Ψ " m 为求矩阵的转置运算。 需要说明的是, 以上公式推导考虑的是高斯白噪声 (AWGN) 信道环境下, 加入 相位噪声的处理方法。对于多径信道环境,可以通过合理的转化将其转化为 AWGN信 道环境下的模型来处理, 具体如下:
对于多径信道环境的情况, 信道的多径为 {/^,/ = o,—, J _ i, J为符号数, 可以做 如下的转化, 转化为 AWGN模型。
其中, 为信道冲激响应, v(A)为理想接收信号, 为实际受相位噪声影 响的接收信号, *表示卷积。 另外需要特别指出的是, 接收机中均衡器输出的符号在做功率归一化处理之后, 一般可以近似认为是 AWGN信道。这里的均衡器可以是时域均衡器, 也可以是频域均 衡器, 可以是利用信道估计的均衡器, 也可以是不使用信道估计的自适应均衡器, 比 如最小均方 (LMS ) 均衡器, 递归式最小均方 (RLS ) 均衡器。 基于以上相位噪声的估计原理, 本发明实施例提供一种相位噪声的估计方法。 参照图 1, 本发明实施例的相位噪声的估计方法, 可以包括如下步骤: 步骤 101 : 获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符号 ( , 其中, k = 0, ..., K _ \, f为一帧接收数据包括的符号数目; 步骤 102: 根据 r(A:)和 获取公共相位噪声; 步骤 103 : 根据 r(A:)、 )和所述公共相位噪声获取残余相位噪声; 以及 步骤 104: 根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和离散余弦变换的基函数 矩阵获取相位噪声。 在步骤 101中, 接收机首先对接收数据进行均衡处理, 得到均衡后符号 r(A:), 然 后,可以对 r(A:)进行硬判决得到对应的发送符号估计 ),也可以对 r(A:)进行软判决, 并对软判决结果进行重构得到对应的发送符号估计 ( 。 可选地, 对于多径信道环境, 可以对均衡后符号 r^)进行功率归一化处理, 以进 一步提高相位噪声估计的准确性。 在得到一帧数据的 f个符号分别对应的发送符号估计后, 在步骤 102中, 可以按 照如下公式获取这一帧数据对应的公共相位噪声:
其中, 为公共相位噪声, ( f表示求共轭运算, arg( )表示求复数的辐角运算 c 在步骤 103中, 可以按照如下公式获取第 A个符号对应的残余相位噪声估计:
为离散余弦变换的第《个基函数, 《 = ο,···, -ι, N为所述基函数的数目 另外, 在步骤 103中, 还可以按照如下公式获取残余相位噪声估计:
其中, 一帧接收数据的 个符号被分成 段, 每段包括 S个符号, ( )为第 段符号的残余相位噪声估计, ηι = 0,···,Μ-1。 相应地, 在步骤 104中, 按照如下公式获取相位噪声估计: Π
其中, 为第 个符号的相位噪声估计, 为离散余弦变换的基函数矩阵, 为离散余弦变换的第 w个基函数, w = 0, N-l
' 上述步骤中, 的取值如下:
n = 0
Ψ,
■cos k + - n > 0
K 对应于上述相位噪声的估计方法,本发明实施例还提供一种相位噪声的估计装置。 参照图 2, 本发明实施例的相位噪声的估计装置, 可以包括: 发送符号估计单元 10, 设置为获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符号 a(k) , 其中, k = 0, ..., K _ \, f为一帧接收数据包括的符号数目; 公共相位噪声估计单元 20,与发送符号估计单元 10耦合,设置为根据 r(A:)和 获取公共相位噪声; 残余相位噪声估计单元 30, 与发送符号估计单元 10和公共相位噪声估计单元 20 耦合, 设置为根据 r(A:)、 )和所述公共相位噪声获取残余相位噪声; 以及 相位噪声估计单元 40, 与公共相位噪声估计单元 20和残余相位噪声估计单元 30 耦合, 设置为根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和离散余弦变换的基函数矩 阵获取相位噪声。 该估计装置能够执行方法实施例中所描述的多个处理, 其具体的工作过程以及工 作原理在方法部分已经进行了详细描述, 在此不再赘述, 参照方法中相应部分的描述 即可。 以下给出上述相位噪声估计方法及估计装置在无线通信设备接收机中的具体应 用, 所述无线通信设备可以是数字微波系统中的通信设备; 也可以是其他移动通信系 统中的通信设备, 例如手机、 PDA等。 参照图 3,本发明实施例的接收机可以包括:相位噪声补偿模块 31、 FFT模块 32、 信道估计模块 33、频域均衡器 34、 IFFT模块 35、硬判决模块 36和相位噪声估计模块
37。 在本实施例中, 相位噪声估计基于硬判决。 该接收机的工作过程如下:
( 1 ) 首先, 接收基带信号 z(A:), 第一次均衡处理时, 相位噪声信息未知, 此时, z(k) = y(k) , 为未经相噪补偿的基带信号,然后,信道估计模块 33进行信道估计,
得到信道估计的频域表示形式 H ), 其中, k = 0,...,K_l, f为一帧接收数据包括的 符号数目。
(2) FFT模块 32对时域的基带信号 z( 作 FFT变换 (快速傅里叶变换), 得到 基带信号 z( 的频域表示形式 。
(3)频域均衡器 34使用迫零或者 MMSE (最小均方误差)准则等对 进行频 域均衡, 得到频域的均衡输出符号 R(A)。
(4) IFFT模块 35对频域均衡器 34输出的频域符号 R(A:)作 IFFT变换 (快速傅 里叶逆变换), 得到均衡后符号的时域表示形式 r^)。
(5)硬判决模块 36对 r(A:)进行硬判决得到时域符号 ( , 即为发送符号的 估计值。
(6) 相位噪声估计模块 37根据 r(A:)和 进行相位噪声的估计, 具体如下: 首先, 利用公式 (3)求得公共相位噪声^ 其次, 利用公式 (6)计算 DCT基函数^ ^);
(7)在获得相位噪声以后, 由相位噪声补偿模块 31对基带信号按照公式(2)进 行相位噪声补偿, 得到补偿后的基带信号 z( 。
(8) 频域均衡器 34对补偿后的基带信号 z( 进行均衡处理, 得到新的均衡输出 r(A)。 上述过程可以进行迭代多次, 以更好的消除相位噪声。 参照图 4, 本发明另一实施例的接收机可以包括: 相位噪声补偿模块 41、 FFT模 块 42、 信道估计模块 43、 频域均衡器 44、 IFFT模块 45、 软判决模块 46、 相位噪声估 计模块 47、 解交织模块 48、 信道译码模块 49、 信道编码模块 50、 交织模块 51和调制 模块 52。 在本实施例中, 相位噪声估计基于软判决。
该接收机的工作过程如下:
(1) 首先, 接收基带信号 Z(A:), 第一次均衡处理时, 相位噪声信息未知, 此时, z(k) = y(k), 为未经相噪补偿的基带信号,然后,信道估计模块 43进行信道估计, 得到信道估计的频域表示形式 H ), 其中, k = 0,...,K_l, f为一帧接收数据包括的 符号数目。
(2) FFT模块 42对时域的基带信号 z( 作 FFT变换 (快速傅里叶变换), 得到 基带信号 z( 的频域表示形式 。
(3)频域均衡器 44使用迫零或者 MMSE (最小均方误差)准则等对 进行频 域均衡, 得到频域的均衡输出符号 R(A)。 (4) IFFT模块 45对频域均衡器 44输出的频域符号 R(A:)作 IFFT变换 (快速傅 里叶逆变换), 得到均衡后符号的时域表示形式 r^)。
(5) 软判决模块 46对 r(A:)进行软判决得到比特的软信息 )。
(6) 由解交织模块 48、 信道译码模块 49、 信道编码模块 50、 交织模块 51和调 制模块 52对 )进行解交织、信道译码、信道编码、交织、调制,得到时域符号, a(k) 即为发送符号的估计值。
(7) 相位噪声估计模块 47根据 r(A:)和 进行相位噪声的估计, 具体如下: 首先, 利用公式 (3)求得公共相位噪声^ 其次, 利用公式 (6)计算 DCT基函数^ ; 然后, 利用公式 (7)计算^ A), 利用公式 (9)计算 Ψ^; 最后, 利用公式 (11)计算相位噪声 ^(^。
(8)在获得相位噪声以后, 由相位噪声补偿模块 41对基带信号按照公式(2)进 行相位噪声补偿, 得到补偿后的基带信号 z( 。
(9) 频域均衡器 44对补偿后的基带信号 z( 进行均衡处理, 得到新的均衡输出
上述过程可以进行迭代多次, 以更好的消除相位噪声。 最后应当说明的是, 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制, 本领域 的普通技术人员应当理解, 可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换, 而不脱 离本发明技术方案的精神范围, 其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims
权 利 要 求 书 一种相位噪声的估计方法, 包括如下步骤:
获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符号 , 其中, k = 0, ..., K _ \, f为一帧接收数据包括的符号数目; 根据 和 aik")获取公共相位噪声; 根据 r(A:)、 和所述公共相位噪声获取残余相位噪声; 以及 根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和离散余弦变换的基函数矩阵 获取相位噪声。 如权利要求 1所述的估计方法, 其中, 所述获取接收数据的均衡后符号 r^)对 应的发送符号 ), 包括: 对 r(A:)进行硬判决, 得到^; A) ; 或者 对 r(A:)进行软判决, 并对软判决结果进行重构得到 aik")。 如权利要求 1所述的估计方法, 其中, 按照如下公式获取公共相位噪声:
其中, 为公共相位噪声, ( f表示求共轭运算, arg ( )表示求复数的辐 角运算。
N为所述基函数的数目。
6. 如权利要求 3所述的估计方法, 其中, 按照如下公式获取残余相位噪声: Β (TO) =— arg ^r(b + mB)e~]e"ga (b + mB) 其中, 一帧接收数据的 个符号被分成 段, 每段包括 S个符号, 、 m 为第 m段符号的残余相位噪声, m = 0,'-、M— \。
7. 如权利要求 4所述的估计方法, 其中, 按照如下公式获取相位噪声: ΒΠ
其中, ¾( 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, {^K)kn = n{k) , 为离散余弦变换的第 "个基函数, η = 0,···,Ν_\, N为 所述基函数的数目, 为 的转置, d m„=^^n( )。
8. 一种相位噪声的估计装置, 包括:
发送符号估计单元, 设置为获取接收数据的均衡后符号 r(A:)对应的发送符 号 a(k、, 其中, k = o,...,K_\, f为一帧接收数据包括的符号数目; 公共相位噪声估计单元, 设置为根据 和 获取公共相位噪声; 残余相位噪声估计单元, 设置为根据 r(A:)、 和所述公共相位噪声获取 残余相位噪声; 以及
相位噪声估计单元, 设置为根据所述公共相位噪声、 所述残余相位噪声和 离散余弦变换的基函数矩阵获取相位噪声。
9. 如权利要求 8所述的估计装置, 其中, 所述发送符号估计单元进一步设置为: 对 r(A:)进行硬判决, 得到^; A); 或者 对 r(A:)进行软判决, 并对软判决结果进行重构得到 。
11. 如权利要求 10所述的估计装置,其中,所述残余相位噪声估计单元进一步设置 为, 按照如下公式获取残余相位噪声:
^(k) = arg(r{k) {k)e~1(>mg ) 其中, )为第 A个符号的残余相位噪声。
12. 如权利要求 11所述的估计装置, 其中, 所述相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取相位噪声:
K-\
k'= ' 其中, 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, Ψ 为 的 转置,(Ψ^^ ^), 为离散余弦变换的第 "个基函数, n = 0,--,N-l,
N为所述基函数的数目。
13. 如权利要求 10所述的估计装置,其中,所述残余相位噪声估计单元进一步设置 为, 按照如下公式获取残余相位噪声:: Β(ηι)
其中, 一帧接收数据的 个符号被分成 段, 每段包括 S个符号, 、 m) 为第 m段符号的残余相位噪声, m = 0,'-、M-\。
14. 如权利要求 13所述的估计装置, 其中, 所述相位噪声估计单元进一步设置为, 按照如下公式获取相位噪声:
4 (^) = ^G +∑ (ψ^ (Ψ^Ψ^ )_1 ) ΒΠ
其中, 为相位噪声, 为离散余弦变换的基函数矩阵, {"¥K)kn = n{k) , 为离散余弦变换的第 "个基函数, η = 0,···,Ν_\, N为 所述基函数的数目, 为 的转置, d m„=^^n( ) 。
15. 一种包括如权利要求 8~14任一项所述的估计装置的接收机。
16. 一种包括如权利要求 15所述的接收机的通信设备。
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