CN1245607A - 通过使用传输媒体响应估值进行数字符号检测的方法和设备 - Google Patents

Abstract

按照本发明,传输媒体对信息符号的影响可通过使用脉冲成形的知识从其它效应(例如与接收和发送滤波器有关的那些效应)而被分开地估值。然后,媒体响应估值被使用来检测信息符号。早先,接收机使用组合信道的估值来检测符号。然而,这假定了非相关的噪声,但它并不总是这样的情况。

Description

通过使用传输媒体响应估值进行 数字符号检测的方法和设备

                       背景

本发明总的涉及通信系统，更具体地，涉及数字系统中的相干解调。

数字电信系统正快速地发展以用于有线线路和无线应用。在这样的系统中，信息被转换成典型地为二进制值的信息符号。这些符号然后被编码和调制成这样一种形式，它可被传送到传输媒体上，例如有线线路、空气(使用无线电波或声压)、或磁带上。这种传输过程包括使用脉冲成形，以形成用于传输的符号值。

随着对于通信要求的增长，在有线线路调制解调器中利用更高的数据速率。结果，调制和/或传输媒体引入符号间干扰(ISI)，其中一个符号与下一个符号重叠。为了提供可接受的性能，需要在接收机中进行均衡，例如线性均衡、判决反馈均衡、或最大或然序列检测(MLSE)。

在许多无线通信系统中也需要均衡。这些系统包括由D-AMPS，PDC，和GSM规定的那些均衡，它们采用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)的组合。其中，传输媒体由于多径传播而发散，在接收机中引起符号间干扰(ISI)。

调制和多址的新的形式已被引入到有线线路通信，例如，扩频调制和码分多址(CDMA)。在这些类型的系统中，例如由IS-95规定的那些系统中，信息符号由码片序列(调制符号)代表。如同FDMA和TDMA那样，在CDMA系统中的多径传播在接收机中引起信号回波。在CDMA系统中，ISI用Rake接收机来处理。

在所有这些系统中，语音质量对于用户的满意程度是重要的。为了在接收机处提供高的语音质量，使用了以均衡器或Rake接收机的形式的先进解调技术。这些先进解调技术需要估值信道抽头系数，它相应于不同的信号延时。这些信道抽头系数然后被使用在解调过程中。

解调典型地在基带被执行。在射频接收机中，这是在接收信号被滤波、放大、下变频到基带频率、采样和均衡以后发生的。这导致了一个接收样本流，它被表示为r(k)，在传统上被模型化为：

r(k)＝c(0)a(k)+c(1)a(k-1)+...+n(k)             (1)其中c(j)是信道抽头系数以及a(k)是发送符号值。假定是复数值，相应于同相(I)和正交(Q)信号分量。在传统的相干接收机中，信道抽头系数被估值，然后被用来从接收的数据中确定符号值。如果使用部分地间隔开的接收机，那麽接收的数据样本被看作为把多个符号间隔开的数据流复接在一起。每个符号间隔开的数据流如上所述地被模型化。

在Y.Wan，Q.Liu，和A.M.Sendyk等的题目为“A fractionally-spaced maximum-likelihood sequence estimation receiver in amultipath fading environment(在多径衰落环境下部分地间隔开的最大或然序列估值接收机)”、发表在ICASSP’92上的文章给出了一个例子。其中，在所接收到的量和预期要被接收到的量之间的差值被平方以及求和，以构成一个量度，它被所检测的符号值最小化。对于部分地间隔开的均衡，平方的差值仍旧被求和来确定检测的符号值。

这样的传统方法把发送脉冲成形或滤波、传输媒体、以及接收滤波一起作为一个复合信道来对待。如果所有的接收样本与噪声样本不相关，则这些传统的方法是最佳的。然而，因为噪声通过接收滤波器，它是限带的。取决于接收滤波器响应和采样速率，噪声样本将是相关的。当接收滤波器与发射滤波器匹配和复合响应不是奈奎斯特型时，这一情况在符号-间隔开的接收机中出现。而且，部分响应调制方案被故意设计成带有这种特性，以便于占用较小的频带。当接收滤波器与发射滤波器匹配和滤波器带宽是使得噪声样本是相关时，这种情况也出现在部分地间隔开的接收机中。

解决这个问题的一个方法(它已被建议用于部分地间隔开的MLSE接收机)，是在传统信号处理以前把样本白色化。例如，可参考W.H.Sheen，和G.Stuber等的题目为“MLSE equalization and deeoding formultipath-fading channels(对于多径衰落信道的MLSE均衡和译码)”，发表在IEEE Trans.Commun.，Vol.39，pp.1455-1464，Oct.1991的文章和K.Hamied，和G.L.Stuber等的题目为“A fractionally spacedMLSE receiver(部分地间隔开的MLSE接收机)”，发表在ICC’95，Seattle，WA，June 18-22，1995的文章。然而，如果接收滤波器是限带的或接近于限带的，则白色化滤波器可能是实际上不可能或很难实现的。另外，白色化需要附加的滤波器进行工作，这使接收机增加复杂性。

另一个解决办法是使用较宽的接收滤波器，这样噪声样本是不相关的。一种较宽的“砖墙(brick wall)”滤波器在G.M.Vachula和J.F.S.Hill等的题目为“0n optimal detection of band-1imited PAMsignals with excess bandwidth(论带有超带宽的限带PAM信号的最佳检测)”的发表在IEEE Trans.Commun.，Vol.29，pp.886-890，June1981的文章中被提出。一种实际的较宽的接收滤波器在以下两篇文章中被提出：K.Balachandran和J.B.Anderson等的题目为“Receive filtersfor bandlimited intersymbol interference channels(用于限带的符号间干扰信道的接收滤波器)”的发表在CISS’96，Princeton，NJ，March 1996的文章和H.Meyr，M.Oerder，和A.Polydoros等的题目为“On sampling rate，analog prefiltering，and sufficient statistics for digital receivers(关于数字接收机的采样速率，模拟预滤波，和充分的统计)”的发表在IEEE Trans.Commun.，Vol.542，pp.3208-3214，Dec.1994的文章。然而，这个解决办法允许更多的噪声传送通过接收机链，当接收机动态范围被限制时，它可以例如在低噪声放大器中造成饱和问题。当存在相邻信道干扰时，这是特别麻烦的。

在扩频系统中出现类似的问题。在Rake接收机中，基带样本r(k)相应于相关值或解扩值。这些值通过使用复合信道抽头系数的估值而被传统地组合。正如非扩频系统那样，这只是在解扩以前的噪声样本是不相关时才是最佳的。如果相关间隔是码片-间隔开的以及码片脉冲不是奈奎斯特的、或相关间隔是部分地-间隔开的，则解扩值中的噪声是相关的。

因此，在非扩频和扩频通信系统中，有需要改进接收机设计来有效地解决噪声相关的问题。

发明概要

传统信号处理方法的上述问题、缺点、和限制是由本发明通过使用脉冲成形知识从其它效应(例如，与接收和发送滤波器有关的效应)中分开地估值媒体响应而被克服的。媒体响应估值然后被有利地使用于信息符号的检测中。

例如，媒体响应估值可被用来提供在相干检测器中使用的检测参量，以便估值接收的信息符号。这个应用可被扩展到阵列处理器，其中多个接收单元被提供给接收机。

而且，本发明可应用到扩频和非扩频系统。对于扩频接收机(例如，Rake接收机)，媒体响应估值可被用来组合延时的基带样本回波。

附图简述

通过结合附图阅读以下的详细说明，本发明的上述的和其它的目的、特性、和优点将变得更明显，其中：

图1是数字通信系统的方框图。

图2是复合数字通信信道的说明。

图3是传统的基带信号处理器的说明。

图4是第二传统的基带信号处理器的说明。

图5是按照本发明的示例性实施例的基带信号处理器的说明。

图6显示了传统的MLSE接收机。

图7显示按照本发明的示例性实施例的MLSE接收机。

图8显示按照本发明的示例性实施例的阵列处理MLSE接收机。

图9显示按照本发明的示例性实施例的滤波器和参量形成单元。

图10显示传统的Rake接收机。

图11显示按照本发明的示例性实施例的Rake接收机。

详细说明

图1显示了数字通信系统100。数字符号被提供给发射机102，它把符号值转换成适合于传输媒体(例如空气或有线线路)的代表。发射信号被传送通过传输媒体104，并在接收机105处被接收。图上显示了两个接收信道或单元，它们相应于例如无线通信系统中的两个天线。使用了单个和多个接收信道的例子，因为本发明在这两种情况下是可应用的。接收机105包括预处理器106a和106b，它们产生基带样本值。在无线通信系统中，预处理包括对接收信号的滤波、放大、混频、采样、和量化。另外，基带样本是复数，包括同相(I)和正交(Q)分量，虽然本发明是可应用于带有其它类型样本的系统。如果系统是扩频的，则也包括在采样和量化操作之前或之后的解扩。预处理器的用途是提供足够的或多于足够的统计，以用于确定发送符号。基带处理器108提取预处理的样本，并产生符号值的估值。软的或可信度信息也可由基带处理器108提供。

传统的相干基带解调包括信道估值，它可通过使用检测的或已知的符号值被应用到接收的样本。其结果是复合信道的一个估值，如图2所示。复合信道响应包括与发射滤波器有关的响应202、传输媒体响应204、和与任何接收滤波器有关的响应206。可以指出，噪声(不管是热噪声还是干扰)典型地在接收滤波之前通过相加器205被相加。这个噪声可以包括例如“天空”噪声、同信道干扰、和元件噪声。因此，虽然数字符号传送通过复合信道，但噪声只传送通过接收滤波器。

在图3上显示了传统的相干解调。基带样本被提供给复合信道估值器302，它估值复合信道响应。这个响应以及基带样本被提供到相干检测器304，它产生符号估值。相干检测器可以是均衡器、Rake组合器、或相干检测器的某种其它形式。

例如，在D-AMPS系统，相干检测器可以包括MLSE分集组合接收机，如在美国专利NO.5,191,598或以前参考的Wan等的文章中所描述的那样。在直接序列扩频CDMA系统(例如由IS-95规定的系统)中，基带处理器可以包括Rake组合器，它相干地组合解扩的或相关的数值，以形成软检测的符号值。在这两个例子中，使用了相干解调，其中信道抽头系数被用来帮助解调接收信号。

最近，已经看到，发送和/或接收滤波器响应的知识可被用来改进复合信道响应的估值。这是在美国专利申请序列号No.08/625,010(文档号P06901-RCUR，Mar.29，1996提交)中描述的，该专利申请在此引用，以供参考。图4提供了这些滤波器响应可被如何使用的说明。基带样本被提供到媒体响应估值器402，它使用由脉冲成形信息单元404提供的脉冲成形信息，以估值媒体响应。然后，组合信道形成单元406组合媒体响应估值与脉冲成形信息，以产生复合信道抽头系数估值。这些复合信道估值被提供给相干检测器410，它以类似于相干检测器304的方式工作。在以上指明的专利申请中，揭示了通过使用基带样本和脉冲成形信息来产生媒体响应估值的设备和方法。

在本发明中，也产生媒体响应的估值。然而，媒体响应估值并不被用作为中间步骤来改进复合信道估值以进行解调，如以上指明的专利申请中的那样。相反在改进的相干检测器中有可能结合脉冲成形信息使用媒体响应估值。图5显示了示例性实施例。其中基带样本被提供给媒体响应估值器502，它使用脉冲成形信息504来估值媒体响应。然后，媒体响应(以及有可能脉冲成形信息)将被直接提供给相干检测器506。

在各种不同应用中，不管是非扩频还是扩频的，按照本发明的相干检测器通过使用传输媒体响应信道抽头系数估值或有关的量来组合基带样本。这样，虽然传统的相干检测技术依赖于有关复合信道的信息来提供符号估值，而本发明使用只与复合信道的一部分有关的信息，即传输媒体响应，来得到这些估值。正如本领域技术人员将会看到的，实现细节将取决于应用。为了说明在实现时的这些差别，下面提供了传统信号处理技术和本发明的几个示例性实施例。

在图6中，显示了传统的MISE基带处理器。其中，基带样本被滤波器604滤波，它使用相应于由复合信道估值器602提供的复合信道估值的复数共轭值的系数。滤波后的值被提供给相干检测器610。另外，从参量形成单元608提供了参量，该参量形成单元通过使用复合信道估值来形成参量。相干检测器610相应于离散时间的Ungerboeck接收机。这种检测器的符号间隔开的形式被描述于G.E.Bottomley和S.Chennakeshu等的题目为“Adaptive MLSE equalization forms forwireless cpmmunications(用于无线通信的自适应MLSE均衡形式)”，发表在Fifth Virginia Tech Symposium on Wireless Communications，Blacksburg，VA，May 31-June 2，1995的文章的第四节。检测器610通过使用滤波器输出、参量、和相应于不同符号假设的符号值来形成量度。借助于Viterbi(维特比)算法或其它序列估值算法，量度被累加以及相应于最佳累加量度的符号序列给出了检测的符号值。

更具体地，考虑一个例子，其中使用了T/2间隔开的均衡以及复合信道被模型化为带有4个抽头。接收样本可被表示为r(kT+mT/2)，其中m是0或1。接收样本被模型化为：

r(kT)＝c(0；zero)a(k)+c(1；zero)a(k-1)                        (2)

r(kT+T/2)＝c(0；one)a(k)+c(1；one)a(k-1)                      (3)

其中c(j；m)表示由复合信道估值器602提供的复合信道抽头估值和a(k)表示符号值。滤波器604形成以下的滤波器输出：

z(kT)＝c*(0；zero)r(kT)+c*(0；one)r(kT+T/2)

      +c*(1；zero)r(kT+T)+c*(1；one)r(kT+3T/2)                (4)

其中上标“*”表示复共轭。实际上，z(kT)是在时间kT+3T/2时或以后被计算，使检测处理略微延迟。在本质上，z(kT)收集与符号a(k)有关的信号能量。

参量形成单元608将形成以下参量：

s(0)＝|c(0；zero)|²+|c(0；one)|²+|c(1；zero)|²+|c(1；one)|² (5)

s(1)＝c*(0；zero)c(1；zero)+c*(0；one)c(1；one)                 (6)

最后，相干检测器610通过使用下式形成要被积累的量度：

其中h表示假设，a_h(k)是假设的符号值，以及

表示取复数量的实部。

在图7中，显示了按照本发明的示例性实施例的MLSE接收机。基带样本由滤波器702滤波，该滤波器使用相应于由媒体响应估值器704提供的传输媒体响应估值的复数共轭值的系数。媒体响应估值是通过使用基带样本和由脉冲成形信息单元706提供的脉冲成形信息而得到的。滤波后的值被提供给相干检测器710。还提供有来自参量形成单元712的参量，该参量形成单元712通过使用传输媒体响应估值和脉冲成形信息来形成参量。相干检测器710以与前面所述的相干检测器610相同的方式工作。

对于以前的例子(其中使用T/2一间隔开的均衡和媒体响应被模型化为4个抽头)，在由预处理器滤波和采样之前在天线处的基带等效的想要的信号分量被模型化为：y(t)＝g(0)x(t)+g(T/2)x(t-T/2)+g(T)x(t-T)+g(3T/2)x(t-3T/2)

                                                              (8)

其中x(t)是由下式给出的发送的信号：

x(t)＝∑_ka_kp(t-kT)                                          (9)

以及p(t)是滤波器响应的发送脉冲形状。

在接收机中，接收滤波器应当和发送脉冲形状匹配。假设是这种情况，被表示为r(kT+mT/2)的接收样本(其中m是0或1)可被模型化为： $r(\mathrm{kT}+\mathrm{mT}/2)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\underset{j}{\mathrm{\Σ}}g(\mathrm{jT}/2)R_{\mathrm{pp}}(\mathrm{kT}+\mathrm{mT}/2-\mathrm{jT}/2-\mathrm{nT})----\left(10\right)$

其中R_pp(jT/2)是采样的脉冲形状自相关，即脉冲成形信息的一种形式，被给出为：

R_pp(iT/2)＝∫p(t+iT/2)p’(t)dt                             (11)

这个函数是事先已知的，因为它是基于发送/接收滤波器设计的，并可被预先计算和被存储在接收机中。如果接收滤波器与发送滤波器不太匹配，则将出现某些性能恶化。这种恶化可通过使用数字基带补偿滤波而被减小。

在本发明中，接收样本例如在方块702中通过估值传输媒体响应而被滤波。通常地，对于T/M-间隔开的均衡和J抽头的媒体响应，滤波输出可被表示为： $z\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{J=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}^{*}(\mathrm{jT}/M)r(\mathrm{kT}+\mathrm{jT}/M)----\left(12\right)$

对于具体例子(M＝2，J＝4)，这将给出：

z(kT)＝g*(0)r(kT)+g*(T/2)r(kT+T/2)

      +g*(T)r(kT+T)+g*(3T/2)r(kT+3T/2)                              (13)

可以看到，本发明通过媒体响应估值(13)进行滤波，而不像现有技术，它采用复合响应估值(4)。

实际上，z(kT)是在时间kT+3T/2时或以后被计算，使检测处理略微延迟。本质上，z(kT)以最佳方式收集与符号a(k)有关的信号能量。

参量形成单元712将按照下式形成参量： $s\left(l\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}^{*}(\mathrm{jT}/M)g(\mathrm{kT}/M)R_{\mathrm{pp}}(\mathrm{lT}+(j-k)T/M)----\left(14\right)$

对于具体例子(M＝2，J＝4)，这将形成参量：

s(0)＝g*(0)g(0)R_pp(0)+g*(0)g(T/2)R_pp(-T/2)+

g*(0)g(T)R_pp(-T)+g*(0)g(3T/2)R_pp(-3T/2)+

g*(T/2)g(0)R_pp(T/2)+g*(T/2)g(T/2)R_pp(0)+

g*(T/2)g(T)R_pp(-T/2)+g*(T/2)g(3T/2)R_pp(-T)+

g*(T)g(0)R_pp(T)+g*(T)g(T/2)R_pp(T/2)+

g*(T)g(T)R_pp(0)+g*(T)g(3T/2)R_pp(-T/2)+

g*(3T/2)g(0)R_pp(3T/2)+g*(3T/2)g(T/2)R_pp(T)+

g*(3T/2)g(T)R_pp(T/2)+g*(3T/2)g(3T/2)R_pp(0)                        (15)

s(1)＝g*(0)g(0)R_pp(0)+g*(0)g(T/2)R_pp(T/2)+

g*(0)g(T)R_pp(0)+g*(0)g(3T/2)R_pp(-T/2)+

g*(T/2)g(0)R_pp(3T/2)+g*(T/2)g(T/2)R_pp(T)+

g*(T/2)g(T)R_pp(T/2)+g*(T/2)g(3T/2)R_pp(0)+

g*(T)g(0)R_pp(2T)+g*(T)g(T/2)R_pp(3T/2)+

g*(T)g(T)R_pp(T)+g*(T)g(3T/2)R_pp(T/2)+

g*(3T/2)g(0)R_pp(5T/2)+g*(3T/2)g(T/2)R_pp(2T)+

g*(3T/2)g(T)R_pp(3T/2)+g*(3T/2)g(3T/2)R_pp(T)                   (16)

本领域技术人员将会看到，以上的公式(15)和(16)通过利用以下公式，可被进一步地简化：

    R_pp(-t)＝R_pp*(t)

最后，相干检测器710以与相干检测器610相同的方式工作，其不同点在于，它是接收来自滤波器702的通过使用传输媒体响应的估值而被滤波的样本，而不是使用复合信道，以及从单元712接收的参量反映媒体响应和脉冲成形信息。

如果使用多信道接收，例如使用多个分集天线，则总的接收机表示式变为： $z\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}^H(\mathrm{jT}/M)r(\mathrm{kT}+\mathrm{jT}/M)----\left(17\right)$ $s\left(l\right)=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^H(\mathrm{jT}/M)g(\mathrm{kT}/M)R_{\mathrm{pp}}(\mathrm{lT}+(j-k)T/M)----\left(18\right)$

其中在矢量g(jT/M)和r(kT+jT/M)中的列相应于不同的接收信道。上标H表示厄密特转置。

在蜂窝系统中，干扰可以是噪声为主的分量。阵列处理MLSE接收机已被开发来利用这个对于改进的性能的认识，如授权给Bottomley的美国专利申请序列号08/284,775中所描述的，该专利申请的揭示内容在此直接引用，以供参考。在图8中，显示了按照本发明的阵列处理MLSE接收机。

对于每个天线基带样本流(其中的两个被显示于图8)，媒体响应在媒体响应估值器(即802a和802b)中通过使用脉冲成形信息804而被估值。基带样本、脉冲成形信息、和媒体响应估值被提供给滤波和参量形成单元806，后者确定滤波器808a和808b的滤波系数以及相干检测器812的参量。滤波器808a和808b滤波基带样本，并把结果提供给相加器810，后者的输出被提供给相干检测器812。相干检测器812以与相干检测器710相同的方式工作，除了加到其上的输入不同以外。

在滤波和参量形成单元806中，逆向有害分量相关序列通过媒体响应估值而被估值，并被用来形成滤波器808a和808b的滤波系数以及相干检测器812的参量。阵列处理多信道接收机的相干检测器输入的总的表示式被给出为： $z\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}^H(\mathrm{jT}/M)q(\mathrm{kT}+\mathrm{jT}/M)----\left(19\right)$ $s\left(l\right)=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^H(\mathrm{jT}/M)Q(\mathrm{lT}+(j-k)T/M)g(\mathrm{kT}/M)----\left(20\right)$

其中 $q(\mathrm{kT}+\mathrm{jT}/M)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\Φ}}^{-1}(\mathrm{mT}/M)r(\mathrm{kT}+(j-m)T/M)----\left(21\right)$ $Q(\mathrm{lT}+(j-k)t/M)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\Φ}}^{-1}(\mathrm{mT}/M)R_{\mathrm{pp}}(\mathrm{lT}+(j-k-m)T/M)----\left(22\right)$

其中Φ^-1(mT/M)是与在理想限带到预定的信号带宽以后的有害分量(即假设的“砖墙”滤波的有害分量)有关的逆向有害分量相关矩阵序列。这个逆向有害分量相关矩阵序列可通过使用媒体响应和脉冲成形信息而从基带样本中被估值。

图9上显示了滤波和参量形成单元806的示例性实施例。媒体响应估值和脉冲成形信息被提供给复合信道响应形成单元902a和902b，它们形成复合信道响应估值。这些估值被提供给样本估值器904a和904b，它们把复合信道估值与由符号信息单元906提供的符号值相加，以形成想要的信号分量估值。由单元906提供的符号值可被称为检测的符号值。信号估值被提供给加法器908a和908b，其中把它们从它们各自的信道基带样本值中减去，以产生滤波后的有害分量值。这些滤波后的有害分量被提供给逆向有害分量相关估值器910，它通过使用由图8中的脉冲成形信息单元804所提供的脉冲成形信息来估值与限带有害分量有关的逆向有害分量相关。由单元910计算的逆量(inverse)是卷积逆量，其中与其逆量进行卷积的相关序列给出为零的新的序列，所不同的是零延迟，其中它是单位矩阵。可以指出，虽然在本示例性实施例中形成复合信道响应估值，但它们只是在逆向有害分量相关估值过程中的一个中间步骤。

映射器912然后收集脉冲成形信息、媒体响应估值、和逆向有害分量相关估值，并按照例如公式(19)-(22)产生滤波系数和相干检测参量。

考虑一个具体的案例，其中有害分量相关矩阵序列都是零，除了在延迟零处的非零矩阵之外。结果，

     Φ^-1(0)＝A                                                   (23)

并且对于所有其它延迟都是零。结果，接收机表示式简化为： $z\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}^H(\mathrm{jT}/M)\mathrm{Ar}(\mathrm{kT}+\mathrm{jT}/M)----\left(24\right)$ $s\left(l\right)=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}g{(\mathrm{jT}/M)}^H\mathrm{Ag}{(\mathrm{kT}/M)R}_{\mathrm{pp}}(\mathrm{lT}+(j-k)T/M)----\left(25\right)$

可以看到，不像以上指明的Bottomley申请那样，这里使用了媒体响应估值而不用复合信道估值来形成z和s参量。而且，计算了与限带有害分量有关的逆向有害分量相关矩阵，而不是与滤波后的有害分量有关的逆向有害分量相关矩阵，如在以上指明的美国专利申请序列号No.08/284,775中那样。

本发明也可应用于扩频接收机。使用了Rake接收，如均衡器，来处理发送的信号的回波。在预处理信号时，使用了去扩操作，以得到基带样本或相关值。在图10中，显示了传统的相干Rake组合器。基带样本被使用来在复合信道响应估值器1002中估值复合信道响应。复合响应估值被组合器1004使用来组合被存储在抽头延时线1006中的基带样本值。组合的值给出发送的符号值的估值。

在图10中，显示了按照本发明的示例性实施例的Rake接收机。基带样本值被提供给媒体响应估值器1102，它使用来自脉冲成形信息单元1104的脉冲成形信息来估值媒体响应。媒体响应被提供给组合器1106，它组合被存储在抽头延时线1108中的基带样本，以便产生软的符号估值。

如果导引CDMA信道是可提供的，则基带样本包括对于导引以及业务信道的相关值。导引相关值将被提供给媒体响应估值器1102，而业务信道相关值将被存储在抽头延时线1108中。

Rake接收机可以许多方式来实施，本发明打算被使用于所有这样的实施方案。例如，在预处理器中，累加和转储单元只可在特定时间被使用来产生相关值。这些基带样本将被组合器组合。抽头延时线可用存储器单元代替或可以不需要存储器。另外，有可能多信道接收CDMA信号。虽然未显示出，但来自不同天线的符号值将被组合，可能通过使用加权的求和值来反映在不同天线处的不同的噪声功率。

本领域技术人员将会看到，本发明可以与其它的接收机技术相结合。例如，可以应用经由残存的处理，其中多个媒体响应估值被保持，相应于不同的可能的检测符号序列。媒体响应估值器可以是自适应的，正如是在D-AMPS时的情形，其中媒体响应在TDMA时隙内随时间改变。另外，接收信道可相应于天线、波束、频率、时隙、不同的代码、或其组合。最后，接收机可实行进一步的信号处理，例如去交织、纠错码译码、或检错码译码、和解密。

虽然在这里已描述和显示了本发明的示例性实施例，以易于了解本发明，但应当看到，本发明并不限于此，因为本领域技术人员可作出各种修正。本申请预料属于在这里所揭示的和主张的基本的发明的范围内的任何的和所有的这样的修正。

Claims (52)

1.基带处理器，包括

用于接收基带样本的装置；

用于产生脉冲成形信息的装置；

通过使用所述脉冲成形信息和所述基带样本而产生媒体响应估值的装置；以及

通过使用所述基带样本和所述媒体响应估值而检测信息符号的装置；

2.按照权利要求1的基带处理器，其特征在于，其中所述用于检测的装置也使用所述脉冲成形信息来检测所述信息符号。

3.按照权利要求1的基带处理器，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

4.按照权利要求3的基带处理器，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

5.按照权利要求3的基带处理器，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

6.按照权利要求3的基带处理器，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

7.在数字通信系统中的一种接收机，其中包括信息符号的被发送信号从发射机进行发射，该接收机包括：

用于接收传送通过一种媒体的被发送的信号的装置；

用于预处理所述接收的信号以产生基带样本的装置；

用于产生脉冲成形信息的装置；

通过使用所述脉冲成形信息和所述基带样本而产生媒体响应估值的装置；以及

通过使用所述基带样本和所述媒体响应估值而检测所述信息符号的装置；

8.按照权利要求7的接收机，其特征在于，其中所述用于检测的装置也使用所述脉冲成形信息。

9.按照权利要求7的接收机，其特征在于，其中所述用于接收的装置包括多个接收信道。

10.按照权利要求8的接收机，其特征在于，其中所述用于接收的装置包括多个接收信道。

11.按照权利要求7的接收机，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

12.按照权利要求7的接收机，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

13.按照权利要求7的接收机，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

14.基带处理器，包括：

用于产生脉冲成形信息的装置；

通过使用所述接收的基带样本和所述脉冲成形信息而产生媒体响应估值的装置；

通过使用所述媒体响应估值作为滤波系数而滤波接收的基带样本的装置；

通过使用所述媒体响应估值和所述脉冲成形信息而形成检测参量的装置；以及

通过使用所述检测参量和所述滤波的接收的基带样本而检测信息符号的装置；

15.按照权利要求14的基带处理器，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

16.按照权利要求15的基带处理器，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

17.按照权利要求15的基带处理器，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

18.按照权利要求15的基带处理器，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

19.按照权利要求14的基带处理器，其特征在于，其中所述接收的基带样本通过接收单元阵列而被接收。

20.按照权利要求19的基带处理器，其特征在于，其中所述用于产生媒体响应估值的装置还包括：

用于产生与每个阵列单元有关的媒体响应估值的装置。

21.按照权利要求19的基带处理器，其特征在于，其中所述通过使用所述媒体响应估值和所述脉冲成形信息而形成检测参量的装置还包括逆向有害分量相关估值器。

22.Rake接收机，包括：

抽头延时线，用于提供接收的解扩的样本的延迟的版本；

用于产生脉冲成形信息的装置；

通过使用所述接收的解扩的样本和所述脉冲成形信息而产生媒体响应估值的装置；以及

组合器，用于根据所述媒体估值组合所述解扩的样本的延迟的版本，以确定信息符号估值。

23.按照权利要求22的Rake接收机，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

24.按照权利要求23的Rake接收机，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

25.按照权利要求23的Rake接收机，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

26.按照权利要求23的Rake接收机，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

27.用于处理信息符号的方法，包括

接收基带样本；

产生脉冲成形信息；

通过使用所述脉冲成形信息和所述基带样本而产生媒体响应估值；以及

通过使用所述基带样本和所述媒体响应估值而检测信息符号；

28.按照权利要求27的方法，其特征在于，其中所述检测步骤也包括使用所述脉冲成形信息来检测所述信息符号。

29.按照权利要求27的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

30.按照权利要求29的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

31.按照权利要求29的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

32.按照权利要求29的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

33.在数字通信系统中用于接收所述信息符号的方法，其中包括信息符号的被送信号从发射机进行发射，包括以下步骤：

接收被传送通过一种媒体的发送的信号；

预处理所述接收的信号以产生基带样本；

产生脉冲成形信息；

通过使用所述脉冲成形信息和所述基带样本而产生媒体响应估值；以及

通过使用所述基带样本和所述媒体响应估值而检测所述信息符号；

34.按照权利要求33的方法，其特征在于，其中所述检测的步骤也使用所述脉冲成形信息。

35.按照权利要求33的方法，其特征在于，其中所述接收的步骤包括在多个接收信道上接收。

36.按照权利要求34的方法，其特征在于，其中所述接收的步骤包括在多个接收信道上接收。

37.按照权利要求33的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

38.按照权利要求33的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

39.按照权利要求33的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

40.用于处理信息符号的方法，包括以下步骤：

产生脉冲成形信息；

通过使用所述接收的基带样本和所述脉冲成形信息而产生媒体响应估值；

通过使用所述媒体响应估值作为滤波系数而滤波接收的基带样本；

通过使用所述媒体响应估值和所述脉冲成形信息而形成检测参量；以及

通过使用所述检测参量和所述滤波的接收的基带样本而检测信息符号；

41.按照权利要求40的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

42.按照权利要求41的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

43.按照权利要求41的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

44.按照权利要求41的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

45.按照权利要求40的方法，其特征在于，其中所述接收的基带样本通过接收单元阵列而被接收。

46.按照权利要求45的方法，其特征在于，其中所述产生媒体响应估值的步骤还包括以下步骤：

产生与每个阵列单元有关的媒体响应估值。

47.按照权利要求45的方法，其特征在于，其中所述通过使用所述媒体响应估值和所述脉冲成形信息而形成检测参量的方法还包括使用逆向有害分量相关估值器。

48.用于处理解扩的样本的方法，包括以下步骤：

提供接收的解扩的样本的延迟的版本；

产生脉冲成形信息；

通过使用所述接收的解扩的样本和所述脉冲成形信息而产生媒体响应估值；以及

根据所述媒体估值组合所述接收的解扩的样本的所述延迟的版本，以确定信息符号估值。

49.按照权利要求48的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值是传输媒体对所述信息符号的影响的估值。

50.按照权利要求49的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括空气。

51.按照权利要求49的方法，其特征在于，其中所述传输媒体包括有线线路。

52.按照权利要求49的方法，其特征在于，其中所述媒体响应估值不包括发送/接收滤波器响应的估值。

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