CN101213762A - 无线通信接收器中的减损相关估算的方法和装置 - Google Patents

Abstract

无线通信接收器通过在其减损相关计算中考虑不同的发射功率分配和不同的发射天线功率分布，来改进MIMO/MISO系统中的信号减损相关估算。接收器可按照各种体系结构来实现，其中包括但不限于连续干扰抵消(SIC)一般化的RAKE(G－RAKE)、联合检测(JD)G－RAKE和最小均方误差(MMSE)G－RAKE。不管所采用的具体接收器体系结构，改进的减损相关可用来计算改进(RAKE)信号组合加权和/或改进在通过MIMO或MISO发射器发送HSDPA信道的宽带CDMA(W－CDMA)系统中运行的接收器报告的信道质量估算。发射器可配置成通过在MIMO/MISO环境中进行操作的无线通信接收器、通过信号发送例如数据和导频信号的数据－导频信号发射功率比和/或发射天线功率分布之类的一个或多个值，来帮助减损相关的确定。

Description

无线通信接收器中的减损相关估算的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信网络，特别是涉及估算例如多输入多输出(MIMO)系统和多输入单输出(MISO)系统等多天线发射系统中的接收信号减损相关。

背景技术

接收信号减损的确定在通信信号处理中起着重要作用。例如，某些类型的干扰抵消接收器利用接收信号的多路成分之间的信号减损的相关来改进干扰抑制。一般化的RAKE(G-RAKE)接收器通过采用结合减损相关估算的组合加权W根据受关注接收信号的多路延迟分量产生用于解调的组合信号，来例证这类操作。

更详细地说，组合加权W可表示为W＝R^-1h，其中，R^-1是减损协方差矩阵R的逆，以及h是信道响应向量。(协方差矩阵可用来表示零平均减损相关。)因此，G-RAKE组合取决于减损相关估算的计算，以及相似的相关性存在于其它类型的干扰抵消接收器，例如根据减损相关来计算(均衡滤波)加权W的码片均衡器体系结构。

此外，接收信号质量p可表示为加权的函数(p＝h*W＝h*R^-1h)。信号质量估算、如信道质量估算在许多类型的无线通信系统中起着重要作用。例如，一些系统采用以可用发射功率和主要用户特定无线电条件所准许的最高速率向各个用户发送数据的速率控制信道。对于给定用户所选的数据速率取决于来自那个用户的信道质量反馈。宽带码分复用(W-CDMA)标准中的高速下行链路分组接入信道表示与信道质量反馈相关的一种类型的速率控制信道，而cdma2000标准中的共享前向分组数据信道(F-PDCH)则表示另一种类型的速率控制信道。

不管所涉及的具体标准，低报信道质量一般导致系统低效，因为以低于实际条件可支持的速率为各个用户提供服务。高报信道质量也导致低效，并且实质上比低报更糟，因为这类系统中通常采用的ARQ协议当对于实际条件过高设置数据速率时产生过度的数据重传。

通过HSDPA信号以及其它通信网络类型中的相似类型的信号，多个用户以时间复用方式共享分组数据信道。例如，多个用户的信息流可由基站调度器时间复用到共享分组数据信道，使得在任何给定时间仅为一个用户提供服务。用户特定无线电条件以及发射基站上的当前可用发射功率和扩频码资源确定在共享信道上实现的每个用户的数据速率。

服务调度器时常根据作为可为各用户提供服务的数据速率的函数的正进行调度判定，即，调度器通常以更好的无线电条件为用户提供服务，因为能够以更高的速率为这类用户提供服务，它增加共享信道的聚合数据吞吐量。因此，各个用户在支持动态调度方面以正在进行为基础来反馈共享信道信号的信道质量估算。实际上，这个事实意味着，用户在不管他们是否实际通过共享信道接收数据的期间都估算共享信道的信道质量。

上述上下文中的准确信道质量报告是单输入单输出(SISO)系统中的难题，在多输入多输出(MIMO)和多输入单输出(MISO)系统更是如此。实际上，在诸如MIMO和MISO系统之类的具有多发射天线的系统中，数据信号可从一个以上天线发送，以及数据信号扩频码可通过天线再使用，即可采用多编码。此外，其它信号-例如语音、专用分组、广播、控制和开销信道信号-可从一个或多个天线发送。

发明内容

无线通信接收器通过在其减损相关计算中考虑不同的发射功率分配和不同的发射天线功率分布，来改进MIMO/MISO系统中的信号减损相关估算。接收器可按照各种体系结构来实现，其中包括但不限于采用连续干扰抵消方法、联合检测方法或最小均方误差方法的RAKE接收器。不管所采用的具体接收器体系结构，改进的减损相关可用来计算改进(RAKE)信号组合加权和/或改进在经由MIMO或MISO发射器发送HSDPA信道的宽带CDMA(W-CDMA)系统中进行操作的接收器报告的信道质量估算。

但是，本领域的技术人员应当理解，本发明不限于上述特征和优点。实际上，通过阅读以下对本发明的所选实施例的详细描述并参见对应附图，本领域的技术人员会知道理解本发明的其它特征和优点。

附图说明

图1是包括对一个或多个无线通信接收器进行发送的多天线发射器的无线通信的部分框图。

图2是在图1的发射器上对于由其发送的不同类型的信号的发射功率分配的简图。

图3是在图1的发射器上对于由其发送的不同类型的信号的发射天线功率分布的简图。

图4是本文讲授的根据信道质量估算的一个实施例、图1的无线通信接收器上的信道质量估算的逻辑框图。

图5是图1的发射器的选择性按天线速率控制(S-PARC)实施例，其中，无线通信接收器适合于对于发射器上的S-PARC操作提供天线选择反馈。

图6是图1的无线通信接收器的连续干扰抵消(SIC)一般化的RAKE(G-RAKE)实施例的框图。

图7是图6的SIC G-RAKE的SIC G-RAKE级的一个实施例的框图。

图8是配置用于最小均方误差符号检测或联合符号检测的图1的无线接收器的G-RAKE实施例的框图。

图9是用于根据全参数处理方法来确定作为数据信号减损相关估算、另一个信号减损相关估算以及其它-小区加噪声减损相关估算的函数的整体或总减损相关估算的处理逻辑的一个实施例的逻辑流程图。

图10是用于根据部分参数处理方法来确定作为数据信号减损相关估算、另一个信号减损相关估算以及其它-小区加噪声减损相关估算的函数的整体或总减损相关估算的处理逻辑的一个实施例的逻辑流程图。

具体实施方式

图1部分示出无线通信网络10，其中包括多个天线发射器12，配置成经由统称为“发射天线14”的多发射天线14-1至14-M发送前向链路信号。无线通信接收器16、如蜂窝无线电话或另一种类型的无线通信装置通过它的统称为“接收天线18”的接收天线18-1至18-R接收发射器12发送的前向链路信号的一个或多个。通过多个发射和接收天线，图1因而表示多输入多输出(MIMO)天线系统。

目前，对于增强WCDMA标准的高速下行链路分组接入(HSDPA)提供的数据速率的MIMO天线系统存在高度关注。这些高速共享信道又称作高速下行链路共享信道(HS-DSCH)，以及cdma2000标准所定义的前向分组数据信道(F-PDCH)提供略微相似的功能性。在任何情况下，具有明显吸引力的两种技术是：空间复用，例如代码再使用贝尔实验室分层体系结构空间-时间(CR-BLAST)，它是垂直(V-BLAST)系统的变体；以及按天线速率控制(PARC)。

这些及其它MIMO方法一般包括：发送按天线导频(pilot)信号以帮助接收器16上的按天线信道估算；从发射天线14的全部或者所选一部分发送数据信号子流；以及从发射天线14的一个或多个发送其它(附加)信号。“其它”信号的实例包括开销信道、广播和控制信道以及各种专用信道(例如语音和专用分组数据)。本文所使用的术语“数据信号”和“多个数据信号”一般表示高速共享数据信道、如HS-DSCH，除非另有说明。

图2和图3以图形方式示出数据信号、导频信号和其它信号的发射功率分配及发射天线功率分布。具体地说，图2说明，发射器12具有可用于分配给待发送的各种信号类型的有限数量的发射功率，因而对数据、导频和其它信号进行总发射功率的具体分配。此外，发射器12必须在可用发射天线14之间分离分配到给定类型的信号。也就是说，一定数量的已分配导频信号功率被分发给天线14的每个，以及某些数量的数据信号和其它信号功率也在天线14之间分布。

例如，一定数量的导频功率一般从天线14的每一个发送，以帮助接收器16上的按天线信道估算。但是，其它信号均可从发射天线14的单个天线或者从它们的固定子集中发送，因此，其它信号功率分配通常没有分离给所有天线14。类似地，当数据信号可能从所有天线14发送时，可通过将它们从天线14的子集发送，来改进性能，特别是在那个子集响应来自接收器16的反馈动态选取的情况下。

提供准确减损相关估算的操作表示在上述上下文方面对于接收器16的显著难题。由于准确的减损相关估算代表诸如组合或均衡滤波器加权生成或信道质量估算之类的其它信号处理操作的先驱，所以接收器16必须圆满地解决这类难题。为此，接收器16包括一个或多个处理电路20，它们配置成对于结合来自发射器12的发射天线14的导频信号所发送的一个或多个数据信号生成减损相关估算。

更具体地说，在至少一个实施例中，一个或多个处理电路配置成根据对于数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的确定、以及作为数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的函数计算减损相关，来计算减损相关。此外，在一个或多个实施例中，这类计算考虑可能影响例如数据信号的发射天线功率分布的当前MIMO模式。因此，在其它参数或值中，数据信号的发射天线功率分布可根据当前MIMO配置来确定。

在一个实施例中，数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的至少一个包括接收器16所接收的信号值。更一般来说，本公开讲授一种由在包括具有多发射天线并发送一个或多个数据和导频信号的发射器的MIMO或MISO通信系统中进行操作的无线通信接收器支持减损相关估算的方法。在一个实施例中，这样一种方法包括通过信号发送由无线通信发射器所发送的数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的至少一个。此外，这类信令可作为当前多输入多输出(MIMO)模式的函数动态更新。这样，改变功率比和/或发射天线功率分布的操作可通过信号发送给接收器，供计算减损相关使用。

在另一个实施例中，数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射功率天线分布的至少一个包括接收器16中存储的标称值。此外，在另一个实施例中，包括语音信号在内的其它信号按照其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布从发射天线14发送。在这种情况下，一个或多个处理电路20还配置成确定其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布，以及还作为其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的函数来计算减损相关。更具体地说，一个或多个处理电路可配置成将减损相关表示为表示从一个或多个数据信号的发送产生的减损并按照数据-导频信号发射功率比缩放(scale)的第一减损相关项、表示从其它信号的发送产生的减损并按照其它-导频信号发射功率比缩放的第二减损相关项以及表示从噪声加其它-小区干扰产生的第三减损相关项之和。

通过这种方法，其它-导频信号发射功率比的确定可基于在对所接收的一个或多个数据信号进行解扩(despread)之前来确定码片(chip)样本协方差矩阵、并将码片样本协方差矩阵表示为已知数据-导频信号发射功率比、导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的已知噪声估算、用于一个或多个数据信号的发送的发射天线的未知或已知当前所选子集以及未知其它-导频信号发射功率比的函数。该方法继续进行，按照最大似然公式对未知其它-导频信号发射功率比、以及在未知时的用于一个或多个数据信号的发送的发射天线的当前所选子集的表达式求解。

在一个类似的实施例中，发射天线的当前所选子集为已知，因此表达式包括已知数据-导频信号发射功率比、导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的未知噪声估算、用于一个或多个数据信号的发送的发射天线的已知当前所选子集、以及未知其它-导频信号发射功率比的函数。在这个实施例中，该方法按照最大似然公式对未知其它-导频信号发射功率比和未知噪声估算的表达式求解。一般来说，应当理解，该表达式可具有可变数量的未知数，以及最大似然公式可相应地适配。毫无疑问，解搜索空间随更多的未知数而增加。

在另一个实施例中，一个或多个处理电路20可配置成将其它-小区干扰建模为白噪声，以及通过将码片样本协方差矩阵表示为噪声加其它-小区干扰和表示为α_T/P(m)并定义为第m个发射天线14上的聚合数据、其它及导频功率对第m个发射天线14上的导频功率之比的按天线业务-导频信号发射功率比的函数，来求解噪声加其它-小区干扰。通过这种方法，一个或多个处理电路20按照最小平方公式对噪声加其它-小区干扰的等式的对应系统求解。

在另一个方法实施例中，减损相关用来产生供接收器16报告的信道质量估算。对于这种方法，一个或多个处理电路20配置成通过计算根据其它-导频信号发射功率比缩放(scale)的其它信号减损相关项，还作为其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的函数来计算减损相关。在这种情况下，一个或多个处理电路20将产生于其它信号的减损相关表示为从已经从其中消除了用于数据信号发送的发射天线的当前所选集合的影响的所接收信号样本得到的码片样本矩阵的函数。然后，通过考虑将用于对接收器16的数据信号发送的一个或多个预期发射天线选择对码片减损协方差的影响，该方法确定那些选择的减损相关。这样，接收器16可配置成提供预期发射天线选择的改进信道质量估算。一般来说，接收器16可配置成产生作为数据和导频信号的减损相关、数据-导频信号发射功率比以及发射天线功率分布的函数的一个或多个所选发射天线的一个或多个信道质量估算。

此外，接收器16可配置为一种类型的RAKE接收器，其中，一个或多个处理电路20配置成从减损相关中产生信号组合加权。接收器16的一个RAKE实施例配置用于最小均方误差(MMSE)检测。一个或多个数据信号各携带代码符号，以及接收器16配置成单独检测在相同符号时间中发送的代码符号，同时将其它所有代码符号作为(有色)噪声来处理。在另一个RAKE实施例中，接收器16配置用于联合检测，其中，它以联合检测为基础来检测在相同符号时间中发送的相同代码的代码符号，同时将其它所有代码符号作为噪声处理。

所有这些实施例可有利地用于宽带CDMA(W-CDMA)操作。具体地说，在发射器12从多天线14发送一个或多个高速下行链路分组接入(HSDPA)信道信号的情况下，本文讲授的用于减损相关确定(以及随后的组合加权生成和/或信道质量估算)的方法和装置可能是有利的。

记住上述要点，更详细的论述以一个实施例开始，在这个实施例中，处理电路20包括：净响应计算器20-1，配置成从按天线信道估算来计算净响应向量；减损相关计算器20-2，配置成计算减损相关；以及可选的信道质量估算生成器20-3，配置成产生作为净响应向量和减损相关的函数的信道质量估算。本领域的技术人员会理解，处理电路20可通过硬件、软件或者它们的任何组合来实现。在至少一个实施例中，一个或多个处理电路20包含在基带数字信号处理器中，或者包含在接收器16中。

图4示出可在一个或多个处理电路20中实现的处理逻辑的一个实施例，其中，处理电路20计算接收器“支路”位置的给定集合的净响应向量(步骤100)——即，接收器16包括与发射器12所发送的信号的给定多路成分对齐的一个或多个相关器组(bank)，以及附加相关“支路”也可能离径(off-path)对齐、如一般化的RAKE(G-RAKE)应用中那样。例如，h_m是与第m个发射天线对应的净响应向量，其中，h_m的代字号强调以下事实：信道分支增益(净响应与其相关)通过每个符号的导频能量来缩放(至少在采用从隐式包含这种缩放的解扩导频符号中得到的信道估算以参数方式形成净响应的实施例中)。

净响应向量h_m的第q个元素表示为

$h_m\left(q\right)=\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{lmp}}x({\mathrm{\τ}}_q-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{lmp}})---\mathrm{Eq}.(1$

式中，q对第1个接收天线18上的特定支路进行。这个支路的位置由延迟τ_q指定。P是信道支路的数量，以及τ_lmp和g_lmp分别是第m个发射天线与第1个接收天线之间的信道的第p个分支的延迟和(导频)缩放信道增益，x(τ)是码片脉冲形状的自相关。如前面所述，信道分支增益包括导频能量缩放，并表示为

$g_{\mathrm{lmp}}=\sqrt{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)N_p{E}_p}{g}_{\mathrm{lmp}}---\mathrm{Eq}.(2$

式中，E_P是分配给所有发射天线上的所有导频的每个码片的总能量，N_P是用于导频信道的扩频因子，例如在WCDMA标准中N_P＝256，α_ps(m)是第m个天线的导频信号发射功率分布，以及g_lmp是对应于g_lmp的信道增益(未缩放)。平方根中的数量正好是第m个发射天线上的每个符号的导频能量。

处理继续进行，作为净响应的函数以及作为数据-导频信号发射功率比、发射天线上的数据信号功率分布以及发射天线14上的导频信号功率分布的另一个函数，来计算减损相关(步骤102)。注意，减损相关计算还可考虑发射天线14上的其它-导频信号发射功率比以及其它信号功率分布(步骤102A)。因此，(总)减损相关可表示为数据减损相关、其它信号减损相关、其它小区减损相关以及可选的导频信号减损相关之和(步骤102B)。

采用这样计算的减损相关，处理电路20产生作为减损相关、数据-导频信号发射功率比以及数据和导频信号发射天线功率分布的函数(参见图2)的一个或多个所选发射天线14的一个或多个信道质量估算(步骤104)。作为一个实例，接收器16可将信道质量估算计算为基于每个代码的任意发射天线选择的每个码片信号干扰比(SINR)，它可表示为

$\mathrm{\ρ}=\left(\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}}{K}\right)\left(\frac{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{N_p{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)h_m^{+}{R}^{-1}\left(m\right)h_m---\mathrm{Eq}.(3$

式中，β_ds/ps是数据信号-导频信号发射功率比(总发射功率分配比)，K是分配给数据信号(通过活动天线再使用)的多代码的数量，以及α_ds(m)是第m个天线的数据信号发射功率分布。此外，h_m是与第m个发射天线对应的净响应向量(h_m是净响应向量的厄米置换)，以及R是基于步骤102中执行的减损相关确定的减损协方差矩阵。

在步骤102中注意到，总减损相关包括表示减损的不同源的若干项。因此，在一个实施例中，损害相关R表示为

R＝R_ds+R_os+R_oc        Eq.(4)

式中，R_ds是捕捉因数据信道信号引起的干扰的数据信号减损相关项，R_os是捕捉因其它信道信号(例如语音、广播、开销等)引起的干扰的其它信号减损相关项，以及R_oc是捕捉其它-小区干扰和噪声的组合的其它-小区干扰加噪声减损相关项。如果其它-小区干扰可近似为白噪声，则R_oc是由R_oc＝N_oR_pulse给出的对角矩阵，其中N_O是噪声加其它-小区干扰的功率谱密度，以及R_pulse是脉冲形状自相关。(注意，代字号表示对于等式(1)所示的净响应向量论述的隐含缩放。)

减损协方差矩阵分为若干项，以便反映数据和语音信号经过不同衰落信道的事实。还要注意，等式(4)中的表示隐含地假定导频减法在接收器16中执行，因而没有因导频而引起的干扰分量。如果接收器16没有执行导频减法，则将在减损相关R中包含导频信号减损项R_ps。

上述方法可根据各种发射器和接收器体系结构具体实现。例如，图5说明发射器12的S-PARC发射结构，表示来自M个发射天线14的N个数据信号子流的发送(N≤M)。发射器12的所述S-PARC实施例包含1:N解复用器22、多个编码器/调制器/扩频器24、天线选择器26、第一加法器28以及与发射天线14-1至14-M对应的附加加法器30-1至30-M。

在操作中，解复用器22将信息流、如HS-DSCH位流分为N个子流，将它们馈入编码器/调制器/扩频器24中相应的一部分。天线选择器26选择用于发送从编码器/调制器/扩频器24输出的所得子流的天线14的子集。加法器28将那些子流的第一个与其它信号(语音、开销、控制等)进行组合以便从天线14的第一个进行发送，以及加法器30-1至30-M将M个导频信号的每个施加到M个发射天线14的相应发射天线上。

对于S-PARC，解复用器22、编码器/调制器/扩频器24以及天线选择器26全部响应来自接收器16的信道质量反馈(例如信道质量指示符(CQI)反馈)而进行操作。因此，发射器12一般尝试通过作为接收器的信道质量反馈的函数选择子流的数量、编码速率和调制格式以及特定发射天线子集，来使吞吐量(或者另外某个服务量度)为最大。

在S-PARC(以及其它MIMO系统)中，由于数据信号、导频信号和其它信号全部经过不同的衰落信道的事实而使接收器的信道质量估算操作复杂化。例如，图5说明从天线14的所选子集发送的数据信号、仅从天线14的第一个发送的其它信号以及从所有天线14发送的导频信号。导频信号是实现接收器16上的所有信道的估算必需的。

由于用于HSDPA的多个扩频码在不同发射天线上再使用以避免代码限制问题的事实而使CQI估算进一步复杂化。因此，由接收器16对导频信道的每个(对其没有采用代码再使用的)所测量的SINR不是以简单方式与接收器正接收预定数据信号发送时的数据信道遇到的SINR相关。此外，某些接收器体系结构将干扰抵消应用于数据信号，它在基于导频的信道质量估算中没有自动反映。更显明的问题在于，接收器16一般必须报告通常与当前所选发射天线子集不同的一个或多发射天线选择的CQI。这种情况的产生是因为可能要求在共享数据信号上被服务的所有接收器即使在没有预告安排时也报告CQI，以及当前天线选择仅对于预定接收器才有效。

如本文对于MIMO系统(以及在多输入单输出(MISO)系统中)讲授的改进信道质量估算的第一详细方法可看作是全参数方法，因为所有自身(own)-小区干扰(数据、语音、导频)以及其它-小区干扰的参数形式都用来形成表示将由接收器16在其信道质量估算中所考虑的减损协方差的减损协方差矩阵。

由于减损协方差矩阵“从头开始”形成，所以不需要消除发射器的发射天线14的当前所选子集的影响。相反，矩阵可直接对于接收器16希望报告其CQI的所有可能的发射天线子集来形成。这种方法的一个优点在于，不需要本文稍后描述的部分参数方法所需的偏移校正方法。但是，损失在于没有捕捉其它-小区干扰的颜色(color)。由于传播信道估算不可用于网络10的其它周边无线电小区，因此，在构建可用来表示减损相关的减损协方矩阵时将其它-小区干扰建模为白噪声是不可行的。(注意，术语“减损相关”可认为实际上与术语“减损协方差矩阵”是可互换的，但应当理解，本文讲授的方法不限于协方差矩阵的使用。)

在构建减损协方差矩阵中，一般需要适当地缩放不同成分(数据、导频、语音和其它-小区干扰)。单独缩放对于MIMO和MISO系统是必要的，因为数据、导频和其它信号全部经过不同的衰落信道，如前面所述。如图6所示，在连续干扰抵消(SIC)一般化的RAKE(G-RAKE)接收器体系结构的上下文中，对于图5所示的S-PARC发射器配置，来描述这个过程。

具体地说，图6示出SIC G-RAKE接收器电路38，它可在接收器16中实现，提供对于经由接收器16的一个或多个天线18所接收的多编码接收数据信号的连续干扰抵消。接收器电路38的所述实施例包括多个干扰抵消级40-1至40-4(根据需要可实现其它数量的级)，其中除了最后一级之外的所有这类级包括解扩电路42、信号检测电路44、信号再生电路46和求和电路48-最后一级40-4省略了元件46和48。

在一个或多个实施例中，接收器电路38的第n级40接收从所接收复合信号得到的级输入信号。来自前一级40-(n-1)的抵消(cancellation)信号消除由那个前一级检测到的信号所引起的干扰，以及对那个干扰减小级输入信号的解扩值执行操作。

在本文讲授的信道质量估算的上下文中，在不同的级40上产生不同的信道质量估算，以便反映连续干扰抵消的效果。在各级产生的RAKE组合加权也反映连接干扰抵消效果。例如，包含在级40-n中的信号检测电路44计算提供给级40-n的级输入信号的解扩值之间的减损相关。这些减损相关与净信道估算、即净响应向量一起用来组成组合加权，组合加权又用于通过RAKE组合级输入信号的解扩值的不同流来组成组合信号。不同的流由RAKE解扩器的不同方式对齐的支路(即，通过相对于所接收复合信号设置为不对时间对齐的多个相关器)来产生。

组合解扩值、即RAKE组合信号经过解调，以获得与受关注信号中所检测的位的估算对应的软值。受关注信号可包括编码位，在这种情况下，可对软值解码以得到解码位。级40-n通过直接对软解调值进行硬判定以获得硬检测位，或者通过对于从软值得到的解码位重新编码，从软值产生位。各级可包括解码器电路，以从自RAKE组合信号的解调所得到的软值中获得解码位，或者可采用集中解码器。虽然将解码位重新编码以得到信号再生和抵消操作所需的编码位的操作需要附加处理，但是，重新编码位获益于在对软值解码期间进行的任何纠错。因此，采用重新编码位来产生用于下一级的抵消信号的操作可产生比从通过将硬判定逻辑直接应用于软值所得编码位中得出的更健壮的抵消信息。

图7通过示出级40的给定级的示范性细节，来帮助更好地理解以上所述的装置和方法。(注意，说明一般适用于所有级40，但应当理解，该序列中的最后一级可配置成没有信号再生电路46等。)如图所示，示范信号检测电路44包括组合电路50、组合加权生成器52、减损相关估算器54、信道估算器56、解调器58以及可选的解码器60。减损相关估算器54和信道估算器56可包括上述处理电路的一部分，它可分布于级40上，或者在各级40中整个或部分重复，以执行根据本文讲授的方法的信道质量估算。

在查看进一步的级的详细情况下会看到，信号再生电路46可包括硬判定处理器62和信号再生器64，以便为SIC G-RAKE电路38的下一级40提供抵消信息。作为硬判定处理器62的一个备选，如果电路的检测部分包括解码器60，则信号再生电路46可包括重新编码器66。毫无疑问，应当理解，所述功能配置可能根据需要改变。例如，解码器60可“位于”再生电路46中，并且可输出与所检测信号对应的解码位以便输入到重新编码器66(以及根据需要输入到高级处理电路)。

无论如何，组合电路50接收包含级输入信号(或者从其中得出)的解扩值的不同流，以及通过按照由组合加权生成器52所产生的组合加权向量对解扩值进行组合，来形成RAKE组合信号。那些组合加权至少部分从级输入信号的解扩值之间的减损相关中、以及从关联受关注信息、即包括发射器/接收器滤波脉冲形状和传播效应的净信道响应的端对端信道中计算。

虽然可能如这里所示每级实现或者在接收器6的其它位置上实现的信道估算器56提供所需的信道估算，减损相关估算器54产生所需的减损相关估算。更具体地说，减损相关估算器54可按照图4所示的广义方法来计算对应级40-n的减损相关。换言之，减损相关、因而组合加权和信道质量估算在各级计算，并且反映级40的序列中连续减小的干扰等级。

毫无疑问，减损相关估算器54的功能性可实现为支持未事先安排接收器16期间的减损相关估算。在这类时期，接收器16一般不执行解调/解码，而是只报告信道质量。也就是说，在未事先安排期间，接收器16一般不执行基于SIC的解调/解码操作，但仍然执行CQI报告的减损相关估算。

回到图6和图7的SIC G-RAKE的详细情况，信号干扰比(SINR)基础信道质量估算的公式以将数据-导频信号发射功率比β_ds/ps定义为分配给发射器12上的数据信道信号的发射功率总量与分配给发射器12上的所有导频信号的发射功率的总量之比来开始。类似地，其它-导频信号发射功率比β_os/ps是分配给发射器12上的其它所有信号(语音、控制、开销等)的发射功率的总量与分配给所有导频的发射功率的总量之比。

随后可定义在信道质量估算中要考虑的几个发射功率分布。首先，可将长度M向量a_ds、a_os和a_ps表示为发射天线14上的数据、其它和导频信号功率的分布，其中的第m个元件分别表示为a_ds(m)、a_os(m)和a_ps(m)。例如，假定M＝4个发射天线14和数据信号从发射器12的天线2和4发送。另外，假定所有其它信号从天线1发送，以及总发射器功率的15％分配给导频，其中的5％在天线1和2的每个上，以及2.5％在天线3和4的每个上。在这种情况下，a_ds＝[0 1/2 0 1/2]，其中，1/2的因子说明数据信号功率在发射天线14的两个当前所选发射天线上同等划分的事实。此外，a_os＝[1 0 0 0]和a_ps＝[1/3 1/3 1/6 1/6]。根据定义，各功率分布向量的元素之和为一。

现在可写出SIC G-RAKE接收器电路38的第n级的SINR，表示为ρ(n)。这个值表示接收器16在支持其信道质量反馈职责中尝试估算的真实SINR。第n级与发射天线14的特定发射天线关联，其索引表示为m_n。例如，如果发射天线2和4被选择用于数据发送，则对SIC G-RAKE接收器电路38存在两级。假定排序为：天线2上的数据流首先被解码，而天线4上的数据流其次被解码，则级1的天线索引为m₁＝2，以及级2的天线索引为m₂＝4。采用这种表示法，发射器12上的某种任意天线选择的每个码片SINR每个代码表示为

$\mathrm{\ρ}\left(n\right)=\left(\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}}{K}\right)\left(\frac{a_{\mathrm{ds}}\left(m_n\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m_n\right)}\right)h_{m_n}^{+}{R}^{-1}\left(n\right)h_{m_n}---\mathrm{Eq}.\left(5\right)$

式中，如同等式(3)中一样，K分配给数据信道的为多代码的数量(在活动天线上再使用)，以及N_p为用于导频信道的扩频因子，例如在WCDMA标准中，N_p＝256。但是，h_mn是与SIC G-RAKE接收器电路38的第n级的第m个发射天线对应的净响应向量，以及

是与第n级对应的减损协方差矩阵。h_mn和

的代字号用来强调以下事实：信道分支增益(净响应和减损协方差与其相关)通过每个符号的导频能量来缩放。以这种方式表示净响应和减损协方差，因为在这个实施例中，它们采用从隐式包含这种缩放的解扩导频符号中得到的信道估算以参数方式形成。

更详细地说，第n级的减损协方差矩阵表示为

R(n)＝R_ds(n)+R_os+R_oc       Eq.(6)

式中，R_ds(n)捕捉因数据信道而引起的干扰，R_os捕捉因其它信道而引起的干扰，以及R_oc捕捉其它-小区干扰和噪声的组合。如果其它-小区干扰可近似为白噪声，则如前面所述，R_oc是由R_oc＝N_oR_pulse表示的对角矩阵。

减损协方差矩阵分为若干项，以反映以下事实：数据信号和其它信号经过发射器12与接收器16之间的不同衰落信道，以及SIC仅被应用于数据信号，因此，R_ds(n)是级索引n的函数。等式(6)中的表示隐含地假定导频减法在SIC G-RAKE接收器38中执行，因而没有因导频而引起的干扰分量。必要时可包括导频减损协方差的形式R_ps的导频减损相关。

减损协方差矩阵的其它信号部分表示为

$R_{\mathrm{os}}={\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{a_{\mathrm{os}}\left(m\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)R_m---\mathrm{Eq}.\left(7\right)$

式中，下式(9)中定义的R_m捕捉因来自第m个发射天线的符号间干扰(ISI)和多址干扰(MAI)而引起的干扰。考虑SIC的减损协方差矩阵的数据信号部分表示为

$R_{\mathrm{ds}}\left(n\right)={\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}[\left(\frac{N_s}{K}\right)\underset{\underset{\underset{m\∉A\left(n\right)}{m\≠\mathrm{mn}}}{m=1}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{a_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)h_m{h}_m^{+}+\underset{\underset{m\∉A\left(n\right)}{m=1}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{a_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)R_m]---\mathrm{Eq}.\left(8\right)$

这里，A(n)表示已经对其抵消数据干扰的第n级上的活动发射天线的子集。这个表示的第一项捕捉因代码再使用而引起的仍未抵消的干扰，并通过用于数据信道的扩频因子来缩放，即，对于HSDPA，Ns＝16。第二项是因为来自发射天线的仍未抵消的ISI/MAI。ISI/MAI矩阵R_m的元素表示为

$R_m(q_1,q_2)=\underset{p_1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{{\mathrm{mp}}_1}{g}_{{\mathrm{mp}}_2}\underset{\underset{k\≠0}{k=-\∞}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x({\mathrm{kT}}_c+{\mathrm{\τ}}_{q_1}-{\mathrm{\τ}}_{{\mathrm{lmp}}_1})x^{*}({\mathrm{kT}}_c+{\mathrm{\τ}}_{q_2}-{\mathrm{\τ}}_{{\mathrm{lmp}}_2})---\mathrm{Eq}.\left(9\right)$

目标是令接收器16首先估算、然后再报告SIC G-RAKE接收器电路38的一级或多级40、一个或多个不同发射天线选择、即发射天线14的一个或多个预期子集的SINRρ(n)的量化形式。因此，这个估算的关键部分是令接收器16SINR，好像从它对其报告信道质量估算的发射天线14的各子集对它提供服务那样。报告信道质量将在发射器12上用于调度用户(即，在由发射器12发送的HSDPA信号上为接收器16和其它这类接收器提供服务)。因此，来自接收器6的SINR估算不应当受到发射器上的当前天线选择的不适当影响。也就是说，接收器16的最佳发射天线选择可能不是用来服务于另一个用户的当前发射天线选择。

记住这一点，回想一下，数据信号发射天线功率分布a_ds是天线选择的函数。由于接收器16报告一个或多个预期天线选择的SINR，所以它知道a_ds，并且可配置成对于发射器12上的给定总数据信号功率分配假定所选发射天线上的均匀功率分布-即，无论什么发射功率在聚合中用来发送数据信号，在发射天线40的无论什么子集之间均匀划分的这类功率均值得考虑。

采用这种方法，接收器16消除了以参数方式形成减损协方差矩阵

和净响应向量h_m以及直接通过等式(5)计算SINRρ(n)的当前发射天线选择的影响。这种信道质量估算可对于接收器16希望报告其SINR的一个或多发射天线选择a_ds来进行。例如，接收器16可计算各种天线选择的SINR，并选择要报告的最佳的一个或多个天线选择。“最佳”可能表示使SINR本身或者SINR的某个函数、如数据速率为最大的天线选择。毫无疑问，与SINR报告协作，接收器16一般必须反馈SINR所对应的天线选择，使得发射器12可选择在接收器的下一个预定时间从其中向接收器16发送数据信号的发射天线14的适当子集。

信道质量估算中的第一步骤是令接收器16估算信道分支延迟τ_lmp，它可通过传统的路径搜索技术进行。下一个步骤是通过对来自各发射天线的导频信道进行解扩，并采用对导频符号模式的了解，来估算缩放信道分支增益g_lmp。由于解扩导频值始终通过导频符号能量来缩放，因此，估算信道分支增益隐式地被缩放，它对计算等式(1)和等式(6)中的净响应和减损协方差矩阵的参数形式进行补充。

采用这样计算的分支增益和延迟的估算，可直接对支路位置的给定集合(τ_q)计算等式(1)中的净响应向量h_m。还可直接对所选支路位置计算等式(9)中的减损协方差矩阵的ISI/MAI部分、即R_m。

在接收器16上计算信道质量估算、即计算ρ(n)值所需的其余参数如下所述：

-数据-导频信号发射功率比β_ds/ps和多代码的数量K；

-其它-导频信号发射功率比β_os/ps和其它信号功率分布a_os；

-导频信号发射天线功率分布a_ps；以及

-其它-小区干扰减损相关R_oc。

关于着重符号列表中的第一项，在至少一个实施例中，接收器16对于β_ds/ps和K采用先前商定的或者标称值。由于SINRρ(n)随这两个参数线性改变，所以发射器12可根据它在进行调度时所使用的实际值来缩放接收器16报告的SINR。

在另一个实施例中，发射器在前向链路中发信号通知实际数据-导频信号发射功率比β_ds/ps，以及接收器16配置成接收这种信令信息。只要数据-导频信号发射功率比对于所选信令延迟、即在信令更新值之间没有明显改变，则这种方法会产生良好的准确性。毫无疑问，代码的数量K也可能是信号值。

WCDMA标准已经包括用于通过信号发送数据-导频信号发射功率比的提供，但通常不是很频繁地通过信号发送。更频繁地通过信号发送数据-导频信号发射功率比的一个原因在于，它简化了接收器16上的其它-导频信号发射功率比β_os/ps的估算，稍后将进行描述。通过假定发射器-接收器信令提供，可假定接收器12知道下列计算中β_ds/ps的实际值。

关于上述列表中的第二项，可假定发射器12向接收器16发送包含其它-导频信号发射功率比β_os/ps的前向链路信令，以及接收器16配置成经由发射器信令来接收这类值。这种信令简化了接收器16上的信道质量估算，但是以发射器12的增加的前向链路信令为代价。

在一个备选实施例中，发射器12没有通过信号发送其它-导频信号发射功率比β_os/ps，以及接收器16配置成估算该比率。为了支持这种估算，发射器12可配置成向接收器16通过信号发送其它信号发射天线功率分布a_os。由于分布通常不是频繁地改变或者根本不改变，所以，分布可偶尔通过信号发送，或者例如在呼叫建立时通过信号发送一次。例如，如果发射器12经过配置，使得所有其它信号功率始终从发射天线14的天线1发送，则对于m＝1，α_os(m)＝1，否则为0。下列计算因而假定，无论通过假定其它信号发射天线功率分布的缺省值，还是通信经由来自发射器12的信令来接收其它信号发射天线功率分布，接收器16知道其它信号发射天线功率分布。

关于上述着重符号列表中的第三项，假定导频信号发射天线功率分布a_ps也是接收器16已知的。由于这个值通常不随时间改变，所以该分布可在呼叫建立时从发射器12向接收器16通过信号发送一次。或者，a_ps可假定为缺省值，或者可通过极长期求平均来估算。

关于上述着重符号列表中的第四项，目前论述的接收器实施例配置成假定其它-小区干扰近似为白噪声。因此，其它小区减损相关可表示为R_oc＝N_oR_pulse，其中的N_o是噪声加其它-小区干扰的功率谱密度。由于N_o一般是未知的，所以接收器16配置成对它进行估算，以便支持减损相关计算和信道质量估算。任何数量的噪声估算方法可在接收器16中实现，但是本文稍后详细说明两种有利的方法，一种基于最大似然(ML)方法以及一个基于最大本征向量方法。

记住上述估算、缺省假设和/或信令，可以看到，在至少一个实施例中，接收器16具有信道质量估算所需的一切方面，除了N_o和β_os/ps。

接收器16可配置成通过作为第一步骤的根据解扩之前的所接收(复合)信号的码片样本估算协方差矩阵，来估算β_os/ps。这个协方差矩阵可表示为R_r。码片样本协方差矩阵具有与减损协方差矩阵R(n)相同的维。此外，计算Rr所使用的所接收信号的延迟与用于估算R(n)的相同。只是通过对给定时间窗口内、例如单一W-CDMA传输时间间隔(TTI)内的许多位置上的延迟码片样本的向量r(i)的外积求平均，来获得此估算，即，

${\hat{R}}_r=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)r^{+}\left(i\right)---\mathrm{Eq}.\left(10\right)$

由于在一个TTI中存在大量码片样本，所以可获得R_r的非常良好的估算。接收器16的其它实施例也可采用其它方法来独平均值，例如滑动窗口、指数加权平均等。

然而，码片样本协方差矩阵的真实值表示为

$R_r=\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{T/P}\left(m\right)R_m+R_{\mathrm{oc}}---\mathrm{Eq}.\left(11\right)$

式中，α_T/P(m)称作业务．导频比，并定义为第m个天线上的聚合数据、其它和导频功率与第m个天线上的导频功率的比率。矩阵R_m具有与等式(9)中的R_m相同的形式。唯一差别在于，在等式(9)中的内部求和中，不应当排除k＝0项。出现这种变化是因为在解扩之前没有代码正交性的概念。

接收器16可配置成根据以下列等效形式表示等式(11)中的码片样本协方差矩阵，来估算其它-导频信号发射功率比β_os/ps

$R_r=\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}\left(\frac{{\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{a_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}}\left(\frac{a_{\mathrm{os}}\left(m\right)}{a_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)+1]R_m+R_{\mathrm{oc}}---\mathrm{Eq}.\left(12\right)$

在上述公式中，R_r是待估算的其它一导频信号发射功率比β_os/ps的函数。当接收器16估算码片样本协方差矩阵时，结果是当前数据信号发射天线功率分布向量的函数，该向量表示为

，它不一定与对应于接收器16希望报告其SINR的发射天线选择的相同。因此，为了估算β_os/ps，

作为未知数处理，因而被估算。

为了进行估算，接收器16可配置成将其它小区干扰建模为白噪声，即R_oc＝N_oR_pulse。严格来说，噪声等级N_o一般是未知的，但是接收器16可通过将噪声等级作为已知处理，来避免过大的搜索空间。噪声等级的初始估算可采用随后两个小节中描述的两种独立方法的任一种来获得。噪声等级的细化估算可通过首先采用N_o的初始估算形成β_os/ps和

的ML估算，以迭代方式来获得。然后，这两个参数可作为已知值来处理，以及ML估算可重复进行，但这时将N_o作为未知数处理。这个迭代过程可由接收器16重复进行所需次数，以便细化β_os/ps和N_o的估算。

要采用ML方法来估算其它-导频信号发射功率比，接收器16可将(待最大化的)对数似然比定义为 $l({\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}},{\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}})=\log p\left(r\right|{\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}},{\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}})$ ，其中

r＝[r(1) r(2) L r(N)]^T    Eq.(13)

是TTI中的不同位置上的延迟码片样本的N个向量的级联。处理可假定r(i)是具有协方差矩阵R_r的零平均复合高斯随机向量。另一个假设是，r(i)值间隔足够开，对于i≠j，E[r(i)r^(j)]＝0。通过这些假设，对数似然比表示为

$l({\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}},{\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}})=-\mathrm{tr}\left[R_r^{-1}{\hat{R}}_r\right]-\mathrm{tr}\left[\log \left(0.5R_r\right)\right]---\mathrm{Eq}.\left(14\right)$

式中，tr[A]是矩阵的迹，log(A)是矩阵对数而不是A的元素的对数。在这个表达式中，采用R_m的参数形式的信道估算，通过等式(5)来计算R_r。通过等式(10)来估算样本协方差矩阵

为了使对数似然比为最大，必须对于假设

的所有可能的值来计算

。功率分布向量

是离散的，因而仅具有有限数量的值，准确地说为2^M。另一个假设β_os/ps是连续的，因此可经过量化以将它限制到有限数量的值。更细的量化需要更大的搜索空间，表示复杂度对准确性之间的折衷。最大化的预期结果是β_os/ps′的最可能的值，但在该过程中，还得到当前天线选择。如上所述，这对于接收器16进行的信道质量报告(例如SINR报告)是不需要的，因为接收器16一般根据它所选的天线选择a_ds来形成减损协方差矩阵。

从前向链路信令中了解数据-导频信号发射功率比β_ds/ps的操作降低了β_os/ps′的ML估算的复杂度，原因在于，如果不知道数据-导频信号发射功率比，则该假设具有更高的维，以及搜索空间变得大很多。在概念上这不成问题，以及在它不是已知值时，接收器16可采用上述公式来估算β_ds/ps。

因此，进行噪声等级N_o的工作估算仍然是接收器的任务。可采用多种方法，但是，本文公开的方法包括对所需噪声估算的两种有利方法。两种方法都基于已估算码片样本协方差矩阵

第一种是采用等式(1)中的码片样本协方差矩阵的形式的最小平方(LS)解。在这种方法中，接收器16采用其估算

取代左侧的R_r，并将其它-小区干扰建模为白噪声，使得R_oc＝N_oR_pulse。此外，采用等式(9)中的这个矩阵的参数形式的信道估算来计算右侧的R_m。

结果是许多等式的系统，其中仅具有M+1个未知数，即M个业务-导频比α_T/P(m)和噪声等级N_o。这个系统可表示为Ax＝b，其中

x＝[α_T/P(1)  α_T/P(2) L α_T/P(M) N_o]^T    Eq.(15)

是未知数的向量。向量b的第n个元素由矩阵

的第(p，q)个元素给出，以及矩阵A的第n行表示为

$A_n=\frac{1}{N_p}\left[\begin{array}{ccccc}{R}_1(p,q)& R_2(p,q)& L& R_M(p,q)& N_p\mathrm{\δ}(p-q)\end{array}\right]---\mathrm{Eq}.\left(16\right)$

式中，R_m(p，q)是R_m的第(p，q)个元素，δ(·)是增量函数。对等式系统的LS解为

$\hat{x}={\left(A^{+}A\right)}^{-1}{A}^{+}b---\mathrm{Eq}.\left(17\right)$

在选择矩阵的元素以组成A和b的方面存在极大的自由度。可使用的元素的最小数量为M+1，以便确保对等式系统有解但是，使用明显更多的数量导致更好的噪声求平均。一个实例是选择与各R_m的前几个对角线对应的元素。只有主对角线和上对角线才提供有效等式，因为R_m是厄米。

采用LS方法的噪声等级估算倾向于使估算偏移，其中的偏移在高速信噪比(SNR)上极为明显，在其中，噪声等级相对业务-导频比很小，以及N_o的估算因用于计算R_m的不完全信道估算而“吸收”大量噪声。结果是作为SNR的增函数的正偏移(噪声等级的过高估算)。偏移函数取决于信道估算误差的变化以及信道本身的类型。如果偏移的统计对于给定环境是已知的，则接收器16可通过减小偏移的对估算应用校正因数来改进噪声等级估算。例如，校正因数可能是随机偏移的某个百分点。从CQI报告的角度来年，更好的是选择百分点，使得噪声等级仍然略微过高估算，以便使接收器16报告的最终SINR估算略微地过低估算。这样，发射器12上的链路自适应过程不会过分侵入式地结束，因而避免从发射器12到接收器16的过量重传。

可在接收器16中实现的第二种方法使噪声估算基于码片样本协方差矩阵R_r的估算的本征值的计算。只要R_r的维远远大于M，则最大本征值对应于信号分量，以及最小的本征值对应于噪声分量.因此，噪声等级的估算只是已估算码片样本噪声协方差矩阵

的最小本征值。或者，在某些情况下，可通过对多个最小本征值求平均来改进估算。

在信道质量估算的部分参数方法中，与到现在为止所述的、其中自身-小区和其它-小区干扰的参数形式用来形成减损相关的全参数方法相反，只有从数据信号干扰产生的减损相关的那个部分以参数形式表示。在测量值用于减损相关估算的意义上，相同小区和其它-小区信号中的其它信号的那些部分是非参数的。

在这种部分参数方法中，首先估算解扩之前的所接收码片样本的协方差矩阵。或者，减损协方差矩阵可采用解扩导频符号来估算。但是，前一种方法有较少噪声，因为在一个TTI中存在比用于形成估算的导频符号更多的码片样本。总之，由于协方差矩阵的部分因数据信道而受到当前所选发射天线子集影响，因此，那个部分被去除，从而留下仅由于其它信号、导频信号和其它-小区干扰引起的减损。如果在接收器16上采用导频减法，则因导频引起的减损也可去除。然后，通过重新加入因接收器希望报告其CQI的每个可能的发射天线子集而引起的部分，来扩大所得减损协方差矩阵。

假定SIC由接收器16用于数据信道，直接对于SIC G-RAKE接收器电路38的各级40以不同方式来处理扩大。可采用信道系数和延迟的估算来计算的减损协方差矩阵的参数形式的使用实现这种扩大。一旦发现扩大减损协方差矩阵，则计算SIC G-RAKE接收器电路38的各级40的SINR。

这种方法的一个优点在于，它隐式捕捉其它-小区干扰的颜色。从干扰抵消的角度来看，这是合乎需要的，因为SIC G-RAKE接收器电路38能够利用该颜色，并部分抑制其它-小区干扰。还要注意，因当前发射天线选择引起的减损相关成分的去除应当经过有意偏移，以便避免可能在某些情况下导致钢有限减损协方差矩阵的“过度减法”。

更详细地说，接收器16从码片样本协方差矩阵R_r的估算中消除对于当前安排的接收器是活动的发射天线40的影响。接收器16则通过重新加入因接收器16希望报告其SINR的发射天线选择而引起的分量，来扩大结果。

为了更好地理解这种方法，可通过考虑等式(12)中包含的R_r的形式开始。注意，这个等式是矩阵R_m的函数。相反，计算R_m的项的SINR所需的等式(6)中的减损协方差矩阵因正交扩频码的使用(参见等式(9))而没有包含“k＝0”项。但是，可通过提取“k＝0”项，可在R_m的项中改写等式(12)，如下所示

$R_r=\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{T/P}\left(m\right)h_m{h}_m^{+}$

$+\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}\left(\frac{{\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{a_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}}\left(\frac{a_{\mathrm{os}}\left(m\right)}{a_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)+1]R_m---\mathrm{Eq}.\left(18\right)$

$+R_{\mathrm{oc}}$

要消除当前天线选择(以及导频)的影响，接收器16可配置成执行下列减法

$R_{\mathrm{os},\mathrm{oc}}=R_r-\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{T/P}\left(m\right)h_m{h}_m^{+}-\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ds}/\mathrm{ps}}\left(\frac{{\stackrel{\‾}{a}}_{\mathrm{ds}}\left(m\right)}{a_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)+1]R_m---\mathrm{Eq}.\left(19\right)$

$={\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{a_{\mathrm{os}}\left(m\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)R_m+R_{\mathrm{oc}}---\mathrm{Eq}.\left(20\right)$

注意，如果在等式(20)中没有语音和“其它”信号要考虑，则不存在β_os/ps项，以及等式简化为R_oc项。

实际上，R_os，oc可由接收器16采用等式(19)来估算，因为所有参数的估算都是已知的。具体地说，通过前向链路信令，数据-导频信号发射器功率比R_os，oc可能是已知的；当前天线选择

可采用前面所述的ML方法来估算；以及业务-导频比α_T/P(m)可采用前面所述的LS方法来估算。此外，R_r的估算通过等式(10)的时间平均来获得。

将等式(20)中的R_os，oc的理想表达式与等式(6)进行比较，我们看到，为了形成所需的减损协方差矩阵-因而估算SINR-接收器16只需要将等式(8)中定义的R_ds(n)加入通过等式(19)得到的R_os，oc的估算。在R_s(n)的参数形式和等式(19)中的被减项用来构成减损协方差矩阵、但采用其它信号加其它-小区干扰成分R_os，oc的非参数形式的意义上，这种方法是部分参数的。这种技术的一个优点在于，R_os，oc的非参数形式捕捉其它-小区干扰中的任何可能的颜色，与将其它-小区干扰建模为白噪声的全参数方式相反。从干扰抵消的角度来看，捕捉噪声颜色是合乎需要的，因为接收器16可配置成利用对噪声颜色的了解，并部分抑制其它-小区干扰。例如，SIC G-RAKE电路38是一种类型接收器体系结构，它可通过将噪声色彩的了解结合到它的RAKE组合加权生成，在其干扰抑制中利用噪声色彩。

对于部分参数方法要注意的一个方面在于，业务-导频比α_T/P(m)中的估算误差可能导致等式(19)中的h_mh_m项的过度减法，它在某些情况下可能使R_os，oc的估算变为负有限，特别是通过根据小于一的值缩放这一项。因此，该值需要足够小，使得R_os，oc为正有限，但又不能过小而使它导致所估算SINR的过度误差。

虽然在SIC G-RAKE体系结构的上下文中提供这些及其它细节的至少一部分，但是，本领域的技术人员会理解，本文讲授的信道质量估算可适用于各种接收器体系结构。例如，图8说明可在接收器16中实现的基于G-RAKE的接收器电路70。更具体地说，所示电路70可配置成支持不同种类的接收器。例如可支持基于MMSE的RAKE操作或联合检测RAKE操作。如前面对于MMSE检测所述，接收器16配置成单独检测在相同符号时间中发送的代码符号，同时将所有其它代码符号作为(有色)噪声处理，以及对于联合检测，接收器16配置成基于联合检测来检测在相同符号时间中发送的相同代码的代码符号，同时将所有其它代码符号作为噪声处理。

在所述实施例中，电路70包括：多个相关器组72-1至72-n，通过r_L(t)(对于L个接收天线)从一个或多个复合接收信号r_l(t)中产生解扩值；G-RAKE组合器74，RAKE组合来自相关器组72的解扩值，并包括一个或多个处理电路20或者与其关联，以便实现本文讲授的信道质量估算；软值生成器76，从G-RAKE组合器74输出的RAKE组合值中产生软值；以及解码器78，从软值生成器76输出的软值中产生硬判定值。

假定数据信号从所有天线14发送，从相关器组72输出的解扩向量可表示为

y_k(i)＝Hc_k(i)+x_k(i)    Eq.(21)

式中，向量c_k(i)＝[c_1k(i)，c_2k(i)，...c_Mk(i)]^T包含在第i个符号周期中共享在从发射器12发送的数据信道信号上使用的相同多代码的M个符号。Q×M增益矩阵H＝[h₁，h₂，...h_M]全面描述MIMO(或MISO)信道，在其中，各增益向量h_m描述第m个发射器天线与(可能多天线)接收器16之间的信道。向量x_k(i)描述由ISI、MAI和噪声组成的减损过程。实际上，MAI还包括其它信号信道(语音、控制等)和导频。捕捉RAKE支路上的减损相关的减损协方差矩阵表示为 $R_x=E\left[x_k\left(i\right)x_k^{+}\left(i\right)\right].$

通过将解扩值加权为2_k(i)＝W^y_k(i)，产生从G-RAKE组合器74输出的M维判定统计z_k(i)。对于JD实现，G-RAKE加权矩阵表示为 $W=W_{\mathrm{JD}}=R_x^{-1}H.$ 矩阵 $S=H^{+}{R}_x^{-1}$ 与MLSE类型的接收器中的s参数相似。对于MMSE实现，加权矩阵表示为

$W=W_{\mathrm{MMSE}}={[{\mathrm{HH}}^{+}+R_x]}^{-1}H={[h_m{h}_m^{+}+R_{x,m}]}^{-1}H---\mathrm{Eq}.\left(22\right)$

式中，在后一种质量中，可将减损协方差矩阵重新定义为

$R_{x,m}=\underset{\underset{n\≠m}{n=1}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n{h}_n^{+}+R_x---\mathrm{Eq}.\left(23\right)$

与符号c_mk(i)的MMSE估算对应的加权向量表示为W_MMSE，m，并且只八W_MMSE的第m列。只要涉及这个符号，则“看到”具有协方差矩阵R_x，m的减损，其中带有因共享相同代码的信号引起的R_x，m中的额外项。与电路70的JD G-RAKE实现相比，电路70的MMSE G-RAKE实现将这些信号作为待抑制的干扰来处理，而不是对它们进行联合检测。

在JD和MMSE两种实现中，减损协方差矩阵R_x可考虑发射功率比、发射功率分布和不同的衰落路径来计算。因此，接收器16的JD和MMSE实现中采用的减损协方差矩阵提供本文讲授的信道质量估算的有利基础。

在另一些变化中，接收器16可在没有采用发射天线选择的发射器系统的上下文中进行操作。在这类情况下，在估算SINR时不需要消除当前发射天线选择的影响，因为将来的预定发射天线选择与报告时相同。这个事实简化了本文详细描述的全参数和部分参数CQI估算方法。具体地说，其它-导频信号发射功率比的ML估算得到简化，因为当前天线选择

为已知，因此显著减小搜索空间的大小。在那个方面，对于具有动态发射天线选择的系统10，发射器12的至少一个实施例采用前向链路信令来为接收器16提供当前发射天线选择，由此简化接收器16上的其它-导频信号发射功率比的ML估算。

简化接收器16上的CQI估算的又一种方式是配置发射器12，使得它每次采用相同发射天线选择对于若干连续服务间隔(如TTI)安排同一个接收器。在这种情况下，未安排接收器需要在第一TTI中估算当前发射天线选择

，但在预定接收器改变之前不需要对它进行估算。

在部分参数方法中，能够采用从解扩导频值中估算的减损协方差矩阵来代替解扩前从所接收码片样本中估算的数据协方差矩阵。这个备选方案简化等式(19)中R_os，oc的估算，因为不需要对业务-导频比α_T/P(m)的了解。这是因为h_mh_m项在对导频解扩之后没有出现，因为发射天线40的不同发射天线上的导频代码是正交的。折衷在于，解扩之后的减损协方差矩阵比解扩之前的数据协方差矩阵更多噪声，因为存在远比有码片样本时更少的要对其求平均的导频符号。

与上述方法相似，减损协方差矩阵可通过对未被发射器12使用的代码进行解扩来估算。同样不需要业务-导频比的估算。如果未使用代码具有小扩频因子，则所得协方差矩阵可能比通过对导频代码进行解扩所得到的更少噪声。另外，如果存在若干未使用代码，则所估算减损协方差矩阵可对于这些代码求平均，以便更大地减小噪声。

显式估算噪声等级N_o的一个备选方案是采用某种商定的标称值，因为其它-小区干扰功率的等级没有随接收器16在其当前无线电小区中的移动明显改变。另一种方法是采用噪声等级的机会估算，即，当所估算SINR很低时，噪声等级估算可能相当良好，因为估算的偏移在较低SNR上减小。如果接收器16配置成随时间跟踪所估算的SINR，则它可根据机会来选择噪声等级估算。在某些情况下，其它-小区干扰的等级保持相当稳定，因为该等级是来自许多发射器(例如蜂窝通信网络中的无线电基站)的平均值，因此，这种方法可提供适当的准确性。

另外，不是全参数方法中的将其它-小区干扰建模为白噪声，而是可采用非对角R_oc的某种固定模型。例如，这种固定模型可设计成信道无关的，因而捕捉因码片脉冲形状而引起的“平均颜色”。

因此，记住以上所述，大家会理解，接收器16配置成考虑与复杂发射和接收环境、如MIMO关联的不同的衰落路径、信号类型和发射功率分配，来确定所接收信号的减损相关。更具体地说，以上论述提供用于确定减损相关矩阵R的各种分量的全参数实施例以及部分参数实施例。对于完全和部分参数两种方法，目标是形成接收器16的第n级-可能等于一-的减损协方差矩阵，它等式(6)中给出，下面重复表示为

R(n)＝R_ds(n)+R_os+R_oc        Eq.(24)

式中，R_ds(n)在等式(8)中给出。在两种完全方法中，假定等式(8)中的所有数量为已知，或者在系统建立时、通过前向链路信令或者通过采用标称值。因此，减损协方差矩阵的这个部分可直接采用等式(1)中的已知净响应向量h_m以及等式(9)中给出的已知ISI/MAI矩阵R_m来计算。h_m和R_m两者根据信道估算来计算。在其中，两种方法的不同之外在于如何计算R_os和R_oc。

在全参数方法中，接收器16配置成直接从其公式中形成R_os和R_oc，因此称作“全参数”。控制R_os的等式为等式(7)，即，

$R_{\mathrm{os}}={\mathrm{\β}}_{\mathrm{os}/\mathrm{ps}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{a_{\mathrm{os}}\left(m\right)}{N_p{a}_{\mathrm{ps}}\left(m\right)}\right)R_m---\mathrm{Eq}.\left(25\right)$

在这种方法中，其它-小区干扰建模为白噪声，因此R_oc由下式给出

R_oc＝N_oR_pulse    Eq.(26)

假定这些等式中的所有项是已知的，除了其它-导频信号功率比β_os/ps和其它-小区干扰功率N_o之外。一旦对这些进行了估算，则可直接计算减损协方差矩阵的这些部分。

作为对部分参数方法的回顾，接收器16配置成将减损相关估算的其它信号和其它-小区项“组合”在一起，作为估算将那个组合项当作一个单元来估算的基础。换言之，接收器16配置成估算

R_os，oc＝R_os+R_oc      Eq.(27)

这种方法称作部分参数，因为接收器16以参数方式形成R_ds(n)，但以非参数方式得出R_os，oc。

毫无疑问，如本文前面的详细描述，完全和部分参数两种方法采用若干估算技术。例如，本公开强调估算所需数量、即对于全参数方法的β_os/ps和N_o以及对于部分参数方法的R_os，oc的三种技术。这些估算技术包括最小平方(LS)技术、最大似然(ML)技术和最小本征值(MinEv)技术。

最小平方技术产生结合等式(11)所定义的其它-小区干扰功率α_T/P(m)的估算。此外，ML处理产生本文前面定义的其它-导频信号功率比β_os/ps和当前数据信号发射天线功率分布向量

的估算。最后，MinEV技术产生其它-小区干扰功率N_o的估算。从前面的详细描述中将会理解，完全和部分参数方法采用这些估算技术的各种组合。

例如，全参数方法取决于β_os/ps和N_o的估算。接收器16采用LS或者MinEv技术来获得N_o第一估算，以及ML技术用来获得β_os/ps′。当前天线选择

在ML估算中联合获得，并且稍后可能或者可能不采用，取决于是否需要其它-小区干扰功率的细化估算。其它-小区干扰功率N_o的细化估算可通过再次采用ML来获得，但这时将β_os/ps和

作为已知值(采用刚得到的估算)以及将N_o作为未知值来处理。

对于部分参数方法，接收器16估算R_os，oc，它要求对业务-导频比α_T/P(m)和当前天线选择的了解。业务-导频比α_T/P(m)通过LS技术来获得。其它-小区干扰功率N_o也作为这个处理的一部分来获得，但不一定需要。当前天线选择

通过ML。技术来获得，它还产生在这种方法中不需要的其它-导频信号功率比β_os/ps。

图9示出处理逻辑的一个实施例，它可在接收器16的一个或多个处理电路20中实现，用于执行全参数方法中的减损相关处理。这种处理可在接收器16中通过硬件、软件或者它们的任何混合来执行，以及这种处理以形成如等式(10)中的又称作“数据样本减损相关”的码片样本协方差矩阵

的估算“开始”(步骤110)。处理继续进行，按照等式(9)但省略了“k＝0”项，来计算ISI/MAI减损相关R_m(步骤112)。然后，本文前面描述的MinEv或者LS技术用来获得其它-小区干扰功率N_o的“粗略”估算(步骤114)。(业务-导频比α_T/P(m)是LS技术的副产品，但它们被丢弃或者被忽略。)

通过在ML处理中采用N_o的估算来获得其它-导频信号功率比β_os/ps的估算，即发射天线14的其它-导频发射功率比，处理继续进行(步骤116)。如上所述，当前天线选择

是这种技术的副产品，但可能根据是否需要其它-小区干扰功率的细化估算来使用。注意，步骤116的处理可迭代进行，以便获得其它-小区干扰功率的细化估算以及可能的β_os/ps的细化估算。处理继续进行，采用β_os/ps和N_o、其它信号分量R_os的参数形式以及其它-小区分量R_oc来计算减损协方差矩阵R(n)(步骤118)。

图10示出类似的处理要点，但设置在减损协方差R的部分参数确定的上下文中。同样，接收器16的一个或多个处理电路20可包括硬件、软件或者它们的任何混合，来执行所述处理。

记住这一点，处理以形成等式(10)中的码片样本协方差矩阵

的估算“开始”(步骤120)。处理继续进行，按照等式(9)但省略了“k＝0”项，来计算ISI/MAI减损相关R_m(步骤122)。然后，接收器16采用前面所述的LS技术来获得业务-导频比α_T/P(m)的估算(步骤124)。如上所述，其它-小区干扰功率N_o是LS技术的副产品，但对于这种方法可能被忽略。处理以接收器16采用ML公式来获得当前天线选择

的估算继续进行(步骤126)。如上所述，其它-导频信号功率比β_os/ps是这种技术的副产品，但它也可能被忽略，处理继续进行，接收器16采用α_T/P(m)和

的估算，采用等式(19)来估算减损协方差矩阵的组合其它信号和其它-小区部分(步骤128)、即R_os，oc(参见上述等式(27))。现在，等式(24)中的减损协方差矩阵R(n)的所有项可用于估算整体减损相关(步骤130)。

因此，应当理解，接收器16配置成确定MIMO和其它可能的复杂接收环境中的减损相关，以及本文讲授的减损相关估算考虑从发射天线14的集合中的不同发射天线所发送的不同类型的信号的影响。记住那个方面，应当理解，本发明不受以上描述限制，也不受附图限制。相反，本发明仅由以下权利要求及合法等同物来限定。

Claims (36)

1.在无线通信接收器上，一种计算从具有多发射天线的发射器结合导频信号发送的一个或多个数据信号的减损相关的方法，所述方法包括：

确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布；以及

作为所述数据和导频信号的所述数据-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的步骤包括接收所述数据和导频信号的所述数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布这两者中的至少一个作为信号值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的步骤包括采用所述数据和导频信号的所述数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布这两者中的至少一个的标称值。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括语音信号在内的其它信号按照所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布来从所述一个或多个多发射天线发送，以及所述方法还包括：确定所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布；以及还作为所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还作为所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关的步骤包括将所述减损相关表示为：代表从所述一个或多个数据信号的发送产生的减损并按照所述数据-导频信号发射功率比缩放的第一减损相关项、代表从所述其它信号的发送产生的减损并按照所述其它-导频信号发射功率比缩放的第二减损相关项以及代表从噪声加其它-小区干扰产生的第三减损相关项之和。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，确定所述其它-导频信号发射功率比的步骤包括：

确定所接收的所述一个或多个数据信号的解扩前的码片样本协方差矩阵；

将所述码片样本协方差矩阵表示为：已知数据-导频信号发射功率比、所述导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的已知噪声估算、用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的未知或已知当前所选子集、以及未知的其它-导频信号发射功率比的函数；以及

按照最大似然公式对所述未知的其它-导频信号发射功率比、以及在未知时用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的当前所选子集求解。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括将其它-小区干扰建模为白噪声，以及基于将所述码片样本协方差矩阵表示为所述噪声加其它-小区干扰和每个天线的业务-导频信号发射功率比的函数来对所述噪声加其它-小区干扰求解，并按照最小平方公式对所述噪声加其它-小区干扰的方程的对应系统求解。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，确定所述其它-导频信号发射功率比的步骤包括：

确定所接收的所述一个或多个数据信号的解扩前的码片样本协方差矩阵；

将所述码片样本协方差矩阵表示为：已知数据-导频信号发射功率比、所述导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的未知噪声估算、用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的已知当前所选子集、以及未知的其它-导频信号发射功率比的函数；以及

按照最大似然公式对所述未知的其它-导频信号发射功率比和所述未知的噪声估算求解。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括语音信号在内的其它信号按照所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布从所述一个或多个多发射天线发送，以及所述方法还包括将所述减损相关表示为：代表从所述一个或多个数据信号的发送产生的减损并按照所述数据-导频信号发射功率比缩放的第一减损相关项以及代表从所述其它信号、其它-小区干扰和热噪声的发送产生的减损的第二减损相关项之和。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第二减损相关项按照当前多输入多输出(MIMO)模式通过所述数据和导频信号的所测量的减损相关、所述数据-导频信号发射功率比以及所述发射天线功率分布来确定。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述减损相关还包括表示从所述导频信号的发送产生的减损的第三相关项。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的步骤包括确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布，作为确定其中包括数据信号减损相关项、其它信号减损相关项和其它-小区干扰加噪声减损相关项的总减损相关的估算的一部分。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数据信号的所述发射天线功率分布根据当前多输入多输出(MIMO)配置来确定。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括根据所述减损相关来产生信号质量估算。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射器和无线通信接收器配置用于宽带CDMA(W-CDMA)操作，以及所述一个或多个数据信号包括由所述发射器发射的一个或多个高速下行链路分组接入(HSDPA)信道信号。

16.一种由无线通信接收器支持减损相关估算的方法，所述无线通信接收器运行在包括具有多发射天线并发射一个或多个数据和导频信号的发射器的多输入多输出(MIMO)或多输入单输出(MISO)通信系统中，所述方法包括：

通过信号发送由所述无线通信发射器所发送的所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布这两者中的至少一个。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括作为当前多输入多输出(MIMO)模式的函数来动态更新所述通过信号发送。

18.一种无线通信接收器，包括一个或多个处理电路，所述处理电路配置成通过以下步骤来产生从具有多发射天线的发射器结合导频信号发送的一个或多个数据信号的减损相关：

确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布；以及

作为所述数据和导频信号的所述数据-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

19.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的步骤包括接收所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布这两者中的至少一个作为信号值。

20.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，确定所述数据和导频信号的数据-导频信号发射功率比及发射天线功率分布的步骤包括根据所述无线通信接收器中存储的标称值来确定所述数据和导频信号的所述数据-导频信号发射功率比及发射功率天线分布这两者中的至少一个。

21.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，包括语音信号在内的其它信号按照所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布来从所述一个或一个以上多发射天线发送，以及所述一个或多个处理电路还配置成确定所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布，以及还作为所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

22.如权利要求21所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成通过将所述减损相关表示为代表从所述一个或多个数据信号的发送产生的减损并按照所述数据-导频信号发射功率比缩放的第一减损相关项、代表从所述其它信号的发送产生的减损并按照所述其它-导频信号发射功率比缩放的第二减损相关项以及表示从噪声加其它-小区干扰产生的第三减损相关项之和，还作为所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

23.如权利要求21所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成通过以下步骤来确定所述其它-导频信号发射功率比：

确定所接收的所述一个或多个数据信号的解扩前的码片样本协方差矩阵；

将所述码片样本协方差矩阵表示为：已知数据-导频信号发射功率比、所述导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的已知噪声估算、用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的未知或已知当前所选子集、以及未知的其它-导频信号发射功率比的函数；以及

按照最大似然公式对所述未知的其它-导频信号发射功率比、以及在未知时用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的所述当前所选子集求解。

24.如权利要求23所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成将其它-小区干扰建模为白噪声，以及通过将所述码片样本协方差矩阵表示为所述噪声加其它-小区干扰和每个天线的数据-导频信号发射功率比的函数来对所述噪声加其它-小区干扰求解，并按照最小平方公式对所述噪声加其它-小区干扰的等式的对应系统求解。

25.如权利要求21所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成通过以下步骤来确定所述其它-导频信号发射功率比：

确定所接收的所述一个或多个数据信号的解扩前的码片样本协方差矩阵；

将所述码片样本协方差矩阵表示为：已知数据-导频信号发射功率比、所述导频和其它信号的已知发射天线功率分布、表示噪声加其它-小区干扰的未知噪声估算、用于所述一个或多个数据信号的发送的发射天线的已知当前所选子集、以及未知的其它-导频信号发射功率比的函数；以及

按照最大似然公式对所述未知的其它-导频信号发射功率比和所述未知的噪声估算求解。

26.如权利要求21所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成通过将根据所接收的信号码片样本所确定的码片协方差矩阵表示为通过所述其它-导频信号发射功率比缩放的其它信号减损相关项的函数，从所述码片协方差矩阵中消除当前发射天线选择的影响，然后考虑用于所述无线通信接收器的数据信号发送的一个或多个预期发射天线选择的影响，还作为所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及所述发射天线功率分布的函数来计算所述减损相关。

27.如权利要求21所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成通过根据每个天线导频信号计算净响应，来确定所述减损相关。

28.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，包括语音信号在内的其它信号按照所述其它信号的其它-导频信号发射功率比及发射天线功率分布从所述一个或一个以上多发射天线发送，以及所述一个或多个处理电路配置成将所述减损相关表示为：代表从所述一个或多个数据信号的发送产生的减损并按照所述数据-导频信号发射功率比缩放的第一减损相关项以及代表从所述其它信号、其它-小区干扰和热噪声的发送产生的减损的第二减损相关项之和。

29.如权利要求28所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成按照当前多输入多输出(MIMO)模式根据所述数据和导频信号的所测量的减损相关、所述数据-导频信号发射功率比以及所述发射天线功率分布来确定所述第二减损相关项。

30.如权利要求28所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成将所述减损相关表示为还包括代表从所述导频信号的发送产生的减损的第三相关项的总和。

31.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述数据信号的发射天线功率分布根据当前多输入多输出(MIMO)配置来确定。

32.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述一个或多个处理电路配置成产生作为所述数据和导频信号的减损相关、数据-导频信号发射功率比以及发射天线功率分布的函数的一个或多个所选发射天线的一个或多个信道质量估算。

33.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述无线通信接收器是一般化的RAKE接收器，以及所述一个或多个处理电路配置成根据所述减损相关来产生信号组合加权。

34.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述发射器和无线通信接收器配置用于宽带CDMA(W-CDMA)操作，以及所述一个或多个数据信号包括由所述发射器发射的一个或多个高速下行链路分组接入(HSDPA)信道信号。

35.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述无线通信接收器配置用于最小均方误差检测，在其中，它单独检测在相同符号时间中发送的每个受关注代码符号，同时将所有其它代码符号作为噪声处理。

36.如权利要求18所述的无线通信接收器，其特征在于，所述无线通信接收器配置用于联合检测，在其中，它以联合检测的方式来检测在相同符号时间中发送的具有相同代码的受关注代码符号，同时将所有其它代码符号作为噪声处理。

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