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Die Erf indung betrifft ein Entzerrungsverfahren zur
Verwendung in einem Empfänger für elektromagnetische Signale, die
einen Übertragungskanal durchlaufen haben. Die Entzerrung
ist von der Art, daß die empfangenen Signale in eine erste
Reihenschaltung einer Vielzahl von
Zeitverzögerungselementen geführt werden, welche gemäß einem ersten Satz
jeweiliger Gewichtungsfaktoren mit einem gemeinsamen
Summationspunkt verbunden sind, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Das Ausgangssignal wird in eine zweite Reihenschaltung
einer Vielzahl von Zeitverzögerungselementen geführt, die
entsprechend gemäß einem zweiten Satz jeweiliger
Gewichtungsfaktoren mit dem Summationspunkt verbunden sind.
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Bei der Kommunikation über einen mobilen Kanal, wie z.B. in
einem modernen Mobiltelefonsystem, wird das Signal zwischen
Sender und Empfänger verschiedenen Formen von
Amplituden- -und Phaseneinflüssen unterworfen. Der bei dieser Verbindung
interessanteste Einfluß ist derjenige, der wegen der
Ausbreitung des gesendeten Signals auf vielen Wegen auftritt.
Der Empfänger empfängt verschiedene Beiträge, die
verschiedene Übertragungswege durchlaufen haben und diese Beiträge
interferieren abhängig von der Frequenz destruktiv oder
konstruktiv. Wenn sich die mobile Einheit bewegt, werden
deshalb in der empfangenen Leistung große Fluktuationen
auftreten. Wenn digitale Signale übertragen werden und wenn
die durch die Ausbreitung auf vielen Wegen bewirkte
Verzögerung größer als die Zeit für ein Symbol, d.h. die Zeit
zwischen den Informationsbits, ist, werden die einzelnen
Bits außerdem miteinander interferieren.
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Dies wird als Intersymbol-Interferenz (151) bezeichnet. Um
diese zu kompensieren, ist es nötig, im Empfänger einen
Entzerrer zu verwenden.
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Die übertragenen Daten enthalten häufig eine sogenannte
Trainingsfolge, d.h. ein Bitmuster, welches dem Empfänger
im voraus bekannt ist. Wenn die empfangenen Signale mit den
Erwarteten verglichen werden, wird die momentane
Impulsantwort des Kanals bekannt werden.
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Mit dem Stand der Technik kann die Kompensation auf zwei
verschiedene Arten erfolgen.
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Bei einem Verfahren findet keine richtige Entzerrung des
empfangenen Signals statt. Statt dessen stützt sich das
Verfahren darauf, daß der Datenempfänger alle möglichen
Datenfolgen kennt und fähig ist, mit seiner Kenntnis der
momentanen Impulsantwort des Kanals alle möglichen verzerrten
Signale zu berechnen und dann dasjenige auswählt, das am
besten mit dem gerade empfangenen Signal übereinstimmt.
Dieser Typ wird als Schätzer der Folge mit maximaler
Wahrscheinlichkeit (MLSE = Maximum Likelihood Sequence
Estimator) bezeichnet.
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Im Gegensatz dazu stützt sich das zweite Verfahren auf eine
Entzerrung des empfangenen Signals, d.h. der Einfluß des
Übertragungskanals auf das Signal wird entzerrt, je nachdem
welche Dateninformation in einem einfachen Detektor
geschätzt wird. Die Rückkopplung der geschätzten Daten findet
häufig im Entzerrer statt und dieser Typ wird als
Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrer (DFE = Decision Feedback
Equalizer) bezeichnet. Ein DFE-Entzerrer besteht i.a. aus
zwei Hauptblöcken, nämlich einem Mitkopplungsteil und einem
Rückkopplungsteil. Jeder dieser Teile umfaßt eine
Reihenschaltung einer Vielzahl von Verzögerungselementen, deren
Verzögerung der Symbolzeit, d.h. der Zeit zwischen jedem
Informationsbit entspricht, so daß eine Datenfolge durch
die Kette geschoben werden kann. Die empfangene Datenfolge
wird als Eingangssignal für den Mitkopplungsteil verwendet,
während die entsprechende detektierte Folge für den
Rückkopplungsteil verwendet wird. Das momentane Ausgangssignal
jedes Verzögerungselements sowohl im Mitkopplungsteil als
auch im Rückkopplungsteil wird mit einem Gewichtungsfaktor
oder -koeffizienten multipliziert und in einen gemeinsamen
Summationspunkt geführt, der wiederum mit einem Detektor
verbunden ist. Diese Entzerrer sind im allgemeinen adaptiv,
d.h. sie passen sich laufend an die momentane Impulsantwort
des Kanals an, so daß die Verzerrung des Kanals entzerrt
wird. Dies erfolgt durch eine laufende Anpassung der
Gewichtungsfaktoren.
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Derartige DFE-Entzerrer sind z.B. aus der europäischen
Patentanmeldung 323 870 bekannt.
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Tests mit dem DFE haben im Vergleich mit MSLE-Empfängern
bis jetzt jedoch enttäuschende Ergebnisse ergeben,
vermutlich weil sie nicht die Zeit haben, ausreichend schnell zu
konvergieren. Andererseits erfordern MSLE-Empfänger weit
mehr Berechnungen und sind deshalb sowohl in der
Entwicklung als auch in der Herstellung teurer als DFE-Empfänger.
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In einem in US A 4 694 469 beschriebenen Empfänger wird
eine Synchronisationsschaltung mit zwei seriell gekoppelten
Filtern verwendet. Die Filterkoeffizienten des ersten
Filters werden gemäß einer komplex konjugierten Schätzung der
Impulsantwort des Kanals initiiert, während im zweiten
Filter die Autokorrelation verwendet wird. Eine ähnliche
Schaltung ist aus US A 4 571 733 bekannt.
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Aus US A 4 701 936 ist die Berechnung einer Schätzung der
Impulsantwort des Kanals in einem DFE-Entzerrer und die
Verwendung dieser Schätzung zur Berechnung der
Filterkoeffizienten bekannt. Dies hat jedoch das Verhältnis zwischen
DFE- und MSLE-Empfängern nicht verändert.
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Es ist das Ziel der Erf indung, einen DFE-Entzerrer
bereitzustellen, dessen Leistungsfähigkeit in derselben
Größenordnung wie die bei MSLE-Empfängern erreichbare liegt.
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Dieses Ziel wird durch Auswahl einer komplex konjugierten
Schätzung der Impulsantwort des Kanals als Startbedingungen
für den ersten Satz von Gewichtungsfaktoren oder Anschluß
koeffizienten erreicht. Eine Schätzung der Impulsantwort
des Übertragungskanals, ausgedrückt durch eine Vielzahl von
Filterkoeffizienten, kann auf einfache Weise mittels der
bekannten Trainingsfolge berechnet werden und eine
hinsichtlich des Rauschens optimale Lösung wird durch
komplexes Konjugieren dieser und dann durch Verwendung dieser als
Startwerte für die Koeffizienten im Mitkopplungsteil, d.h.
der ersten Reihenschaltung einer Vielzahl von
Zeitverzögerungselementen, erreicht. Diese Koeffizienten entsprechen
den in einem sogenannten angepaßten Filter, d.h. einem
Filter, dessen Impulsantwort an den Übertragungskanal angepaßt
ist, um am Ausgang für ein maximales Signal/Rausch-
Verhältnis zu sorgen, verwendeten.
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Wenn zusätzlich die Autokorrelation der Schätzung für die
Impulsantwort des Kanals erzeugt wird, die ähnlich durch
eine Vielzahl von Filterkoeffizienten ausgedrückt wird, und
diese als Startwerte für die Koeffizienten im
Rückkopplungsteil, d.h. der zweiten Reihenschaltung einer Vielzahl
von Verzögerungselementen, verwendet werden, wird die
vorher detektierte, von den Symbolen, d.h. den
Informationsbits ausgehende, Intersymbol-Interferenz entfernt
werden.
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Da die erwähnte Trainingsfolge typischerweise in der Mitte
einer Datenbitfolge angeordnet sein wird, wird das beste
Ergebnis wie in Anspruch 2 angegeben erhalten, indem die
Detektion von der Mitte aus nach außen durchgeführt wird,
anstatt der Reihenfolge zu folgen, in der die Bits
empfangen werden.
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Um die Synchronizität mit dem übertragenen Signal
sicherzustellen, wird die Synchronisationszeit wie aus den
Ansprüchen 3, 4 und 5 ersichtlich mittels der Schätzung für die
Impulsantwort des Kanals bestimmt.
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Entsprechend kann es nötig sein, gemäß Anspruch 6 das
empfangene Signal der Phase oder Frequenz nach anzupassen,
bevor die tatsächliche Detektion stattfindet.
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10 In einer besonderen Ausführungsform wird das Verfahren in
einem Entzerrer verwendet, der an den Einsatz in Empfängern
für das neue gemeinsame europäische Mobiltelefonsystem GSM
angepaßt ist.
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Die Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf die
Zeichnungen genauer erläutert werden, worin
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Fig. 1 ein Beispiel der Struktur eines für ein digitales
Mobiltelefonsystem bekannten Senders/Empfängers zeigt,
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Fig. 2 ein Blockdiagramm eines bekannten DFE-Entzerrers
zeigt,
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Fig. 3 die Struktur und die Betriebsweise des
Mitkopplungsteils zeigt,
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Fig. 4 ein Beispiel einer einfachen Ausführungsform einer
im Entzerrer enthaltenen Detektorschaltung zeigt,
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Fig. 5 die Struktur des Rückkopplungsteils zeigt,
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Fig. 6 ein Blockdiagramm eines mit einem Kanalschätzer
ausgestatteten DFE-Entzerrers zeigt,
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Fig. 7 die Struktur des Kanalschätzerblocks zeigt,
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Fig. 8 ein Blockdiagramm eines DFE-Entzerrers mit
Phasen- -oder Frequenzanpassung zeigt,
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Fig. 9 ein Beispiel für die Struktur eines
Rekonstruktionsfilters zeigt,
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Fig. 10 einen Verzögerungsblock zeigt,
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Fig. 11 eine Phasenanpassungseinheit zeigt und
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Fig. 12 die Betriebsweise eines Phasenschiebers zeigt.
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Fig. 1 zeigt ein aus einem Sender/Empfänger für ein
digitales Mobiltelefonsystem - z.B. das gemeinsame europäische
digitale Mobiltelefonsystem GSM - bekanntes Beispiel, in
dem das Verfahren der Erfindung verwendet werden kann.
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Ein Signal wird von einer Antenne 1 empfangen und in einen
Duplexer 2 geführt, anschließend an diesen wird es in einem
Hochfrequenzempfänger 3 verstärkt und in der Bandbreite
begrenzt. Dessen Ausgangssignal ist komplex, der Realteil
wird als I-Komponente (Wirkkomponente) bezeichnet und der
Imaginärteil wird als Q-Komponente (Blindkomponente)
bezeichnet. Das komplexe Signal wird digitalisiert, bevor es
weiter in den Eingang eines Entzerrers 4 geführt wird, der
unten ausführlicher beschrieben werden wird. Die Ausgabe
des Entzerrers 4 beinhaltet das detektierte Signal, welches
zur weiteren Verarbeitung, die typischerweise in einem
Dekoder 5 stattfinden kann, weitergeführt wird. Desweiteren
sind sowohl eine Frequenzsynthese 6, eine Steuereinheit 7
als auch Transmitterschaltungen 8, 9 und 10 enthalten.
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Ein derartiger Sender/Empfänger wird ausführlicher z.B. in
der internationalen Veröffentlichung WO 87/06083
beschrieben.
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Der Entzerrer 4 kann z.B. vom DFE-Typ sein und Fig. 2 zeigt
in einem Blockdiagramm, wie ein derartiger Entzerrer auf
bekannte Weise aufgebaut sein kann. Der DFE-Entzerrer
umfaßt einen Puffer 25, einen Mitkopplungsteil 11, einen
Rückkopplungsteil 12, Summationspunkte 13, 14 und einen
Detektor 15, diese Blöcke werden unten ausführlicher
beschrieben werden. Das Signal vom Puffer wird in den
Mitkopplungsteil 11 geführt und dessen Ausgangssignal wird zu
den Summationspunkten 13 und 14 (jeweils für Real- und
Imaginärteil) geführt, wo das Ausgangssignal des
Rückkopplungsteils 12 subtrahiert wird. Von den Summationspunkten
13 und 14 wird das Signal zum Detektor 15 geführt, der in
seiner einfachsten Form ein Komparator sein kann, und
dessen Ausgangssignal besteht aus den detektierten Bits. Das
Signal wird zum Teil in den Rückkopplungsteil 12 und zum
Teil zu nachfolgenden Schaltungen außerhalb des Entzerrers
geführt.
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Der Aufbau des Mitkopplungsteils 11, des Detektors 15 und
des Mitkopplungsteils 12 wird unten mit Bezug auf Fig. 3, 4
und 5 beschrieben werden.
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Fig. 3 zeigt die Struktur des Mitkopplungsteils. Das
Eingangssignal X ist die empfangene Datenfolge, welche im
Puffer 25 gespeichert ist. Das Signal wird durch eine Vielzahl
von Verzögerungselementen 16 geführt, anschließend an diese
wird jeder der verzögerten Signalwerte in den
Multiplikationspunkten 17 mit einem zugehörigen Filterkoeffizienten
multipliziert und in den Summationspunkten 18 summiert. Wie
oben erwähnt kann auch ein gemeinsamer Summationspunkt
verwendet werden. Alle Signale sind komplex. Der Ausgang X'
wird (jeweils für Real- und Imaginärteil)in die
Summationspunkte 13 und 14 geführt.
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Fig. 4 zeigt eine einfache Ausführungsform des Detektors
15, der sowohl mittels zweier Nullkomparatoren 19, 20, die
jeweils wechselseitig die I- und Q-Komponente abtasten, als
auch mittels eines Umschalters 21 realisiert ist. Das
Ausgangssignal ist +1, falls der abgetastete Wert größer oder
gleich 0 ist, und -l, falls er kleiner als 0 ist.
Entsprechend ist der Wert rein real, falls er im I-Kanal
abgetastet wurde, und rein imaginär, falls er im Q-Kanal
abgetastet wurde.
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Der Detektor kann auch komplizierter sein. Der DFE-
Entzerrer an sich kann nur die Intersymbol-Interferenz von
bereits detektierten Datenbits entzerren. Wenn ein höher
entwickelter Detektor, z.B. ein Viterbi-Detektor, verwendet
wird, können auch Intersymbol-Interferenzen von
nachfolgenden Datenbits berücksichtigt werden.
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Fig. 5 zeigt die Struktur des Rückkopplungsteils. Die
Struktur entspricht dem Mitkopplungsteil und enthält eine
Vielzahl von Verzögerungselementen 22, eine Vielzahl von
Multiplikationspunkten 23 und die Summationspunkte 24. Das
Eingangssignal a ist die gerade detektierte Folge.
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Falls der Entzerrer adaptiv ist, werden die Koeffizienten
laufend angepaßt. Dies erfolgt zunächst durch Auswahl eines
Satzes von Startwerten oder Startbedingungen für jeden der
komplexen Koeffizienten. Diese werden typischerweise alle
auf Null gesetzt, abgesehen vom Realteil eines der
Koeffizienten, des sogenannten Hauptkoeffizienten
(Hauptanschluß), der auf 1 gesetzt wird. Dann wird die empfangene
Trainingsfolge durch den Entzerrer geleitet und ein
Vergleich mit der bekannten Trainingsfolge ergibt ein
Fehlersignal, welches die Grundlage für die Aktualisierung der
Koeffizienten bildet. Dieses Verfahren kann dann wiederholt
werden, bis Konvergenz erhalten wird. Wie oben erwähnt
wurde jedoch herausgefunden, daß der Entzerrer für den Erhalt
der gewünschten Ergebnisse auf diese Art und Weise nicht
ausreichend schnell konvergieren kann.
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Die Neuerung gemäß der Erfindung ist, daß die Startwerte
der Koeffizienten für die Multiplikationspunkte 17 im
Mitkopplungsteil und der Koeffizienten für die
Multiplikationspunkte 23 im Rückkopplungsteil auf neue Weise auf der
Grundlage einer durch eine Vielzahl von Filterkoeffizienten
ausgedrückten Schätzung der Impulsantwort des
Übertragungskanals ausgewählt werden, wobei es möglich ist, eine
derartige Schätzung auf einfache und an sich bekannte Weise
mittels eines Kanalschätzers zu erzeugen.
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Bei Verwendung dieser Startschätzungen ist es möglich, viel
bessere Ergebnisse als vorher zu erreichen, insbesondere
mit niedrigen Signal/Rausch-Verhältnissen. Tatsächlich
wurde überraschend herausgefunden, daß, falls die
Startkoeffizienten für jede empfangene Datenbitfolge auf diese
Weise ausgewählt werden, durch laufendes Aktualisieren der
Koeffizienten keine zusätzliche Verbesserung erreicht wird.
Mit niedrigen Signal/Rausch-Verhältnissen (schlechten
Empfangsbedingungen) kann es sogar ein Vorteil sein, die
Koeffizienten nicht zu aktualisieren. Das bedeutet, daß der
Entzerrer nicht adaptiv zu sein braucht, was hinsichtlich
der Komplexität des Entzerrers besonders vorteilhaft ist.
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In Fig. 6 ist der DFE-Entzerrer aus Fig. 2 deshalb mit
einem Kanalschätzer 26 ausgestattet. Das vom
Hochfrequenzempfänger 3 empfangene komplexe Signal wird zuerst in den
Puffer 25 geführt, der das Signal für eine gegebene
Zeitspanne speichern kann, d.h. eine Folge mit gegebener Länge
speichern kann. Im GSM-System enthält jede empfangene
Datenfolge eine Trainingsfolge und sobald diese im Puffer
gespeichert ist, kann der Kanalschätzer 26 beginnen, die
durch eine Vielzahl von Filterkoeffizienten ausgedrückte
Impulsantwort des Übertragungskanals abzuschätzen. Dies
wird unten ausführlicher beschrieben werden. Im GSM-System
umfaßt die Impulsantwort des Kanals Beiträge von der
Modulation, von Senderfiltern, vom physikalischen
Übertragungskanal und von Empfängerfiltern.
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Fig. 7 zeigt, wie der Kanalschätzer 26 aufgebaut sein kann.
Das Eingangssignal X ist die empfangene Trainingsfolge, die
einen Teil der im Puffer 25 gespeicherten empfangenen
Datenfolge bildet. Jedes Element in der empfangenen Folge ist
eine komplexe Zahl und besteht somit aus einem Realteil und
einem Imaginärteil. Eine Vielzahl von Verzögerungselementen
27 (Z&supmin;¹), eine Vielzahl von Koeffizienten 28 (Cn) und eine
Vielzahl von Summationspunkten 29 dienen zur Bestimmung der
Kreuzkorrelation zwischen der tatsächlich empfangenen
Trainingsfolge und der bekannten Trainingsfolge, wobei letztere
identisch mit der vorn Sender übertragenen Trainingsfolge
ist. Das Ergebnis ist eine Folge Y von Korrelationswerten,
die in einem Puffer 30 gespeichert werden. Ein Teil dieser
Folge kann als Schätzung (h) der Impulsantwort des Kanals
abgetastet werden, die gemäß der Erfindung im
Mitkopplungsteil 11 verwendet wird.
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Dieser Teil wird gemäß einem Prinzip abgetastet, bei dem
ein Fenster über alle Korrelationswerte bewegt wird und für
jede Position die Energie der enthaltenen Korrelationswerte
berechnet wird. Dies erfolgt dergestalt, daß die Folge Y in
einen Block 31 geführt wird, welcher die quadratische Norm
der komplexen Werte berechnet. Dies ergibt die Folge V,
welche in eine Vielzahl von Verzögerungselementen 32
geführt wird, deren Anzahl der Länge des Fensters entspricht.
Die Summe der zum Fenster gehörenden quadratischen Normen,
welche der Energie der über die Länge des Fensters
berechneten Korrelation entspricht, wird mittels der
Summationspunkte 33 erhalten. Ein den Maximalwert messender Block 34
findet das Fenster mit dem größten Energieinhalt und
speichert seine Nummer, d.h. den Zeitpunkt seines Beginns oder
die Bezugszeit Tref. Die Korrelationswerte in diesem
Fenster werden als Schätzung der Impulsantwort des Kanals
verwendet.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform kann das Verfahren zur
Auswahl der Schätzung der Impulsantwort des Kanals variiert
werden. Nachdem das Fenster mit der maximalen Energie
gefunden wurde, wird es abgetastet, um im Fenster den
Korrelationswert mit der größten quadratischen Norm, d.h. der
maximalen Amplitude, zu finden. Dann wird ein neues Fenster
der Korrelation abgetastet, welches symmetrisch um den
neuen Bezugszeitpunkt angeordnet ist und dann werden die
Korrelationswerte in diesem Fenster als Schätzung der
Impulsantwort des Kanals verwendet.
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In beiden Fällen wird der gefundene Bezugszeitpunkt in die
Steuereinheit 7 des Geräts zur Synchronisation eingespeist.
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Die Startbedingungen der Koeffizienten 17
(Mitkopplungsteil) und 23 (Rückkopplungsteil) können nun auf der
Grundlage der reproduzierten Schätzung der Impulsantwort des
Kanals erzeugt werden.
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Die Koeffizienten 17 im Mitkopplungsteil werden gemäß der
Erfindung durch komplexes Konjugieren (und Zeitumkehr) der
Werte, die im Kanalschätzer als Schätzung der Impulsantwort
des Kanals abgetastet wurden, erzeugt.
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Die Koeffizienten des Rückkopplungsteils werden gemäß der
Erfindung als Faltung eines Teils der Impulsantwort des
Kanals mit der Impulsantwort des Mitkopplungsteils und
dadurch als Autokorrelation der Impulsantwort des Kanals
erzeugt. Dies wird durch Führen der Schätzwerte des Fensters
vom Korrelationspuffer durch den Mitkopplungsteil (oder
eine identische Schaltung) erreicht. Es wird nur der Teil der
Autokorrelation verwendet, welcher, nachdem die
Zeitverzögerung des Mitkopplungsteils berücksichtigt wurde, dem Rest
entspricht, um so in den Summationspunkten 13 und 14 eine
korrekte zeitliche Synchronisation zwischen den beiden
Signalen zu erreichen.
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Es ist ebenfalls möglich, das empfangene Signal vor der
Detektion mittels der im Kanalschätzer 26 erzeugten Schätzung
der Impulsantwort des Kanals der Phase oder Frequenz nach
anzupassen. Fig. 8 zeigt, wie der Entzerrer aus Fig. 6 mit
einer Funktion zur Synchronisierung der Bezugsfrequenz
ausgestattet werden kann. Dies erfolgt durch Detektieren und
Korrigieren eines Phasenfehlers. Das Ausgangssignal des
Detektors 15 wird in einen Rekonstruktionsfilter 35 geführt,
welches mittels der Information vom Kanalschätzer 26 ein
dem Signal entweder vor oder nach dem Mitkopplungsteil
entsprechendes Signal rekonstruiert. Das rekonstruierte Signal
wird dann in einer Phasenanpassungseinheit 36 mit dem
tatsächlichen Signal verglichen. Da das rekonstruierte Signal
auf detektierten Werten basiert, wird es zeitlich verzögert
sein, so daß das tatsächliche Signal in der
Zeitverzögerungsverbindung 37 entsprechend zeitlich verzögert
werden muß, bevor es in die Phasenanpassungseinheit 36
geführt wird. Hier wird die Phasendifferenz zwischen den
beiden Signalen berechnet. Das Ergebnis wird in den
Phasenschieber 38 geführt, wo das empfangene Signal entsprechend
phasenverschoben wird. Da das System linear ist, kann der
Phasenschieber 38 entweder unmittelbar vor (wie gezeigt)
oder unmittelbar nach dem Mitkopplungsteil angeordnet sein.
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Fig. 9 bis 12 zeigen die zusätzliche Blöcke, die in der
Ausführungsform von Fig. 8 zur Phasen- oder
Frequenzkorrektur verwendet werden.
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Fig. 9 zeigt das Rekonstruktionsfilter, welches ebenfalls
aus Verzögerungselementen 39, Koeffizienten 40 und
Summationspunkten 41 besteht. Wie erwähnt kann das
rekonstruierte Signal entweder dem Signal vor oder dem Signal nach
dem Mitkopplungsteil entsprechen. Falls das Signal vorher
verwendet wird, muß die Impulsantwort des
Rekonstruktionsfilters der Schätzung der Impulsantwort des Kanals
entsprechen, die im Kanalschätzer leicht zugänglich ist. Falls das
Signal nach dem Mitkopplungsteil verwendet wird, muß die
Impulsantwort des Rekonstruktionsfilters der Faltung der
Impulsantwort des Kanals mit der Impulsantwort des
Mitkopplungsteils entsprechen, die wie oben erwähnt der
Autokorrelation der Schätzung entspricht.
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Fig. 10 zeigt den Verzögerungsblock, der aus einem
Schieberegister 42 besteht, das aus einer Vielzahl von
Zeitverzögerungselementen 42 aufgebaut ist, welche die zeitlich
verzögerten Werte des komplexen Eingangssignals enthalten.
Die maximale Verzögerung im Block wird in Anbetracht des
Rekonstruktionsfilters 35 ausgewählt, um so in der
Phasenanpassungseinheit 36 zeitliche Synchronizität zu erhalten.
Wie erwähnt kann das Eingangssignal entweder unmittelbar
vor oder unmittelbar nach dem Mitkopplungsteil abgetastet
werden.
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Fig. 11 zeigt die Phasenanpassungseinheit, welche unter
Verwendung einer Phasenanpassungskonstante (u) auf der
Grundlage der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal
des Rekonstruktionsfilters und dem Ausgangssignal des
Verzögerungsblocks die Phasenanpassung bestimmt. Das Ergebnis
ist ein Signal, welches anzeigt, ob die Phase erhöht oder
verringert werden muß, und das in den Phasenschieber
geführt wird.
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Fig. 12 zeigt den Phasenschieber, der in 43 die von der
Phasenanpassungseinheit empfangenen Werte sammelt und
mittelt. Das Ausgangssignal ist das vom Puffer empfangene
Eingangssignal, das gemäß dem gesammelten Phasenwert
phasenverschoben ist. Die tatsächliche Phasenverschiebung erfolgt
im Block 44. Das Vorzeichen der von der
Phasenanpassungseinheit empfangenen Werte wird dadurch bestimmt,
ob die Detektion von der Mitte der gespeicherten Folge aus
in Richtung ihres Anfangs (rückwärts) oder von der Mitte
aus in Richtung des Endes erfolgt.