JP2006295549A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】精度良く推定された周波数偏差を用いて受信信号の周波数偏差を補償することができ、さらに、良好な同期検波性能が得られる受信装置を得ること。
【解決手段】本発明にかかる受信装置は、既知シンボル挿入周期で制御するための制御信号を生成する制御部（４）と、受信信号から抽出した既知シンボルを複数に分割し、当該分割単位にそれぞれ既知系列との相関値を算出し、当該複数の相関値に基づいて周波数偏差推定値および既知シンボル単位の相関値を算出し、当該周波数偏差推定値に基づいて受信信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補償部（１）と、前記周波数偏差補償後の受信信号に含まれる既知シンボルのみを用いて同期検波用のチャネル推定値を生成し、当該チャネル推定値に基づいて同期検波を行う同期検波部（２）と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、既知系列が挿入されたフレーム（あるいはスロット）を受信する受信装置（受信側の通信装置に相当）に関するものであり、特に、既知系列を用いて受信信号の周波数偏差を補償する受信装置に関するものである。

以下、従来の無線受信装置について説明する。たとえば、データ中に周期的に挿入された既知シンボルを取り出してキャリア位相検出を行い、同期検波する方式（特許文献１参照）がある。この受信装置では、基本的に既知シンボルを用いてキャリア位相回転量を１シンボル単位で算出し、これを周波数偏差として、既知シンボル間の内挿補間同期検波を行う際に利用する。すなわち、既知シンボルのキャリア位相に上記で算出したキャリア位相回転量を反映した後、既知シンボル間の１次補間直線によるキャリア位相推定結果に基づいて同期検波を行う。これにより、周波数偏差が大きい場合にも高精度の自動周波数制御（ＡＦＣ：Automatic Frequency Control）を行うことなく、データ部分の同期検波出力における誤りの発生を防止することができる。

特開平１１−２６６２３０号公報 図１

しかしながら、キャリア位相検出を行い、１シンボル毎のキャリア位相回転を推定する方法では、低受信電界時には雑音による影響のため、精度良く周波数偏差を検出することが困難となり、キャリアの位相回転量を誤推定する、という問題があった。特に、データ中に周期的に挿入される既知シンボル部分と隣接する既知シンボル部分との周期が長い場合には、キャリア位相回転量の誤推定が多発するため、データ部分の同期検波出力がバースト的に誤りを生じる、という問題があった。

さらに、ダイバーシチ受信時には、１ブランチ毎の受信電界が低い状態となる。このため、上記キャリア位相回転量を反映した既知シンボル間の１次補間直線によるキャリア位相推定の場合には、雑音に対する平均化効果がほとんど期待できず、キャリア位相推定精度が大幅に劣化することとなり、同期検波性能が十分に得られない、という問題があった。また、ブランチ単位でキャリア位相回転量の推定を行う場合には、受信電界が低下した状態での動作が要求されるため、キャリア位相回転量の誤推定が生じる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低受信電界時でも、既知シンボルを用いて周波数偏差を精度良く推定することができ、周波数偏差推定結果が反映されたキャリア位相情報を含んだチャネル推定結果に基づいて同期検波を行う受信装置を得ることを目的とする。

また、ダイバーシチ適用時であっても良好なデータ復調が行えるように、周波数偏差推定部分および同期検波部分をブランチ合成することが可能な受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、既知シンボルが挿入されたフレームを受信する受信装置であって、たとえば、受信信号中の既知シンボルを検出し、当該既知シンボル挿入周期で制御するための制御信号を生成する制御手段（後述する実施の形態の制御部４に相当）と、前記制御手段が出力する制御信号に基づいて受信信号から既知シンボルを抽出し、当該既知シンボルを複数に分割し、当該分割単位にそれぞれ既知系列との相関値を算出し、その後、当該複数の相関値に基づいて周波数偏差推定値および既知シンボル単位の相関値を算出する周波数偏差推定手段（周波数偏差推定部１１に相当）と、前記周波数偏差推定手段が出力する前記周波数偏差推定値に基づいて、受信信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補償手段（位相回転量算出部１２，複素共役算出部１３，乗算器１４に相当）と、前記制御手段が出力する制御信号に基づいて、前記周波数偏差補償手段が出力する周波数偏差補償後の受信信号に含まれる既知シンボルのみを用いて同期検波用のチャネル推定値を生成し、当該チャネル推定値に基づいて同期検波を行う同期検波手段（同期検波部２に相当）と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、フレーム中に挿入された既知シンボルを利用し、既知シンボルを複数のブロックに分割して得られる相関値間の位相回転量と、フレーム毎に得られる既知シンボル単位の相関値から求めた既知シンボル挿入間隔における位相回転量と、を用いて周波数偏差を補償することとしたので、低受信電界時であっても周波数偏差を精度よく推定することが可能となり、精度よく推定された周波数偏差推定結果を用いて受信信号に対する周波数偏差を補償することができる、という効果を奏する。さらに、受信した既知シンボルのみを利用して同期検波用のチャネル推定値を算出しているので、良好な同期検波性能を得ることができる、という効果を奏する。

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
本実施の形態は、既知シンボルを用いてデータ復調を行う受信装置および周波数制御方法について説明する。

図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。なお、説明の簡単化のため、アンテナおよび高周波を扱うアナログ回路部分は省略し、特徴となるベースバンド信号処理部分に関して説明を行う。図１において、この受信装置は、周波数偏差補償部１と、同期検波部２と、判定部３と、制御部４と、を備えている。

また、図２は、本実施の形態におけるフレームフォーマットの一例を示す図である。図２において、「既知」は、既知系列により構成される既知シンボルブロックであり、Ｎｐ個のシンボルから構成される。また、「データ」は、データシンボルブロックであり、Ｎｄ個のシンボルから構成される。また、既知シンボルとデータシンボルから構成される１フレーム分のシンボル数はＮｆである。

つづいて、本実施の形態の受信装置の動作を、図面を用いて詳細に説明する。図２のフレームフォーマットに従い、既知シンボル部分とデータ部分とを含むフレームが送信側で変調され、送信される。一方、端末の受信装置または基地局の受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）では、アンテナで信号を受信した後、高周波回路によりベースバンドの受信信号に変換し、周波数偏差補償部１が変換後の受信ベースバンド信号（以降、受信信号と呼ぶ）を受け取る。

周波数偏差補償部１では、受け取った受信信号から周波数偏差を推定し、受信信号の周波数偏差を補償し、周波数偏差補償後の受信信号を出力する。また、この周波数偏差補償部１は、後述する制御部４からの制御信号に基づいて、既知シンボルブロック部分の受信信号を受け取ったときに、相関器出力を用いて周波数偏差を算出する。

ここで、図３を用いて、周波数偏差の算出し受信信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補償部１の動作について説明する。図３は、上記周波数偏差補償部１の構成を示す図であり、周波数偏差推定部１１と、位相回転量算出部１２と、複素共役算出部１３と、乗算器１４とを備えている。また、上記周波数偏差推定部１１は、既知系列を参照信号とする相関器２１と、遅延器２２と、複素共役算出部２３と、乗算器２４と、平均化部２５と、複素共役算出部２６と、乗算器２７と、平均化部２８と、周波数偏差算出部２９とを備えている。また、上記相関器２１は、相関器２１の部分的な相関値を算出する相関器（１）３１，相関器（２）３２と、加算器３３とを備えている。

図３において、周波数偏差補償部１に入力された受信信号は相関器２１に入力され、この相関値２１では、受け取った受信信号と既知系列による相関値を算出する。相関値（複素信号）は制御部４に対して出力される。なお、制御部４の処理については後述する。

また、周波数偏差補償部１では、周波数偏差を推定するために、相関器２１が複数のブロックに分けて相関値を算出している。ここでは、複数のブロックに分けて処理を行う場合の一例として、たとえば、相関器（１）３１と相関器（２）３２の２つの相関器のブロックに分けて相関値を算出する。また、相関器２１では、図２のフレームに挿入された既知シンボルブロックの相関値を算出するための相関計算用の既知系列として、たとえば、Ｍ系列等の相関特性に優れた系列を使用する。

また、受信信号系列が相関器２１に入力される順番を考慮して、相関器（１）３１には既知シンボルブロックの前半部分を設定し、相関器（２）３２には既知シンボルブロックの後半部分を設定する。なお、Ｎｐは２分割して相関演算を行う関係上、２の倍数であることが望ましいが、２で割り切れない場合には、各ブロックのシンボル数がほぼ等しくかつ整数となるように、分割する。

相関器３１，３２では、入力される受信信号に対して相関演算を行い、それぞれ相関値を算出する。相関器（１）３１の出力は、複素共役算出部２６と加算器３３に入力される。一方、相関器（２）３２の出力は、乗算器２７と加算器３３に入力される。加算器３３に入力された２つの相関値は、加算後、相関器２１の相関値として制御部４に対して出力されるとともに、遅延器２２と乗算器２４の入力となる。遅延器２２では、フレーム中の既知シンボルブロックの挿入間隔に相当する時間だけ遅延を付加する。遅延器２２の出力はさらに複素共役算出部２３に入力され、ここでは、入力値の複素共役値を算出する。そして、乗算器２４では、相関器２１の出力と上記複素共役値とを乗算する。この乗算結果には、フレーム中に挿入された既知シンボルブロックの周期間（Ｎｄシンボル分の時間）における位相回転成分が含まれている。

つぎに、既知シンボルブロック挿入周期に対する位相回転量θｆ（ｉ）（ただし、ｉはフレーム番号）を精度よく抽出できるように、すなわち、雑音成分の影響を低減するため、乗算器２４出力を平均化部２５に入力し、ここで、平均化処理を行う。平均化部２５の平均化処理の一例として、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型またはＦＩＲ（Finite Impulse Response）型のフィルタが想定される。平均化部２５の出力は、周波数偏差算出部２９に入力される。

一方で、相関器（１）３１の出力に対する複素共役値を算出する複素共役算出部２６の出力は、乗算器２７に入力される。乗算器２７では、相関器（２）３２の出力と複素共役算出部２６の出力とを乗算する。相関器（１）３１と相関器（２）３２による演算結果には、２つの相関値間での位相回転成分が含まれている。そこで、この２つの相関値間（Ｎｐ／シンボル分の時間）における位相回転量θｐ（ｉ）が精度よく抽出できるように、すなわち、雑音成分の影響を低減するため、乗算器２４出力を平均化部２８に入力し、ここで、平均化処理を行う。平均化部２８としては、上記同様、ＩＩＲ型またはＦＩＲ型のフィルタが用いられる。平均化部２８の出力は、周波数偏差算出部２９に入力される。

周波数偏差算出部２９では、まず、相関器（１）３１と相関器（２）３２による２つの相関値間（時間はＮｐ／２シンボル数分に相当）の位相回転量θｐ（ｉ）を算出するために、平均化部２８の複素信号出力から位相成分を抽出する。位相成分の抽出は、一般的に逆ＴＡＮを演算する処理によって実現され、演算量削減のためＲＯＭテーブルを使った変換が行われる。つぎに、位相回転量θｐ（ｉ）を既知シンボル周期間（時間はＮｆシンボル数分に相当）に相当する位相回転量に変換するため、シンボル数の比に相当する時間調整用の係数βを乗算する。係数βは、次式（１）に従い決定され、設定される。また、時間調整後の位相回転量θｓ（ｉ）は、次式（２）のように表すことができる。
β＝Ｎｆ／（Ｎｐ／２） …（１）
θｓ（ｉ）＝β・θｐ（ｉ） …（２）

また、周波数偏差算出部２９では、平均化部２５の複素信号出力から既知シンボル挿入周期に対する位相回転量θｆ（ｉ）を抽出するために、逆ＴＡＮ演算を行う。なお、位相回転量θｆ（ｉ）を求める場合の演算量削減のために、ＲＯＭテーブルを使った変換を行ってもよい。この演算処理により算出されたθｆ（ｉ）は、既知シンボル挿入周期という比較的長い時間で観測される位相回転量を用いているため、雑音が存在する環境であっても位相回転量を精度よく算出できる。しかしながら、長い時間間隔で位相回転を観測する場合には、主として周波数偏差に起因する位相回転により、位相変動量がπ（１８０度）を超える場合には、本来の値よりも、±２ｎπ（ｎは１以上の整数）の値だけ異なった値となるため、位相回転量を正しく算出することができなくなる。

この位相回転量を正しく算出することができなくなる現象については、図４、図５を用いて説明を行う。図４は、周波数偏差が比較的小さい場合の周波数偏差補償部１による周波数偏差算出動作の一例を示す図であり、図５は、周波数偏差が比較的大きい場合の周波数偏差補償部１による周波数偏差算出動作の一例を示す図である。図４，５中において、横軸は時間軸を表し、説明上、原点は各フレームの先頭を表すものとする。また、縦軸は位相を表すものとする。図４では、周波数偏差が正の値を持ち、時間とともに、位相回転量が増加する状態を仮定する。ここで、２００は２つの相関値間（Ｎｐ／２シンボル分の時間）における位相回転量の推定値θｐ（ｉ）であり、２０１はフレーム間での位相回転量の推定値（既知シンボル挿入周期に対する位相回転量）θｆ（ｉ）であり、２０２は位相回転量θｐ（ｉ）を既知シンボル挿入周期間（時間はフレーム長に相当するＮｆシンボル数分の時間）における位相回転量に変換した場合の推定値θｓ（ｉ）であり、２０３は実際のフレーム間での位相回転量θｔである。

図４において、位相回転量の推定値θｐ（ｉ）は、複数のシンボルを用いて得られた相関値を利用して位相回転量を算出しているため、周波数偏差による位相回転量を雑音環境下でも精度よく算出可能となるが、比較的短いシンボル間で位相回転量を算出することとなるため、雑音により実際の位相回転量よりも異なった値をとる場合がある。実際に図４では、θｐ（ｉ）をフレーム長に相当する時間まで延長したθｓ（ｉ）とθｔ（ｉ）とでは、大きな誤差が出ている。一方で、観測時間の長い位相回転量の推定値θｆ（ｉ）の場合には、実際の位相回転量θｔ（ｉ）との誤差が少なくなるため、精度のよい位相回転量推定値が得られる。したがって、既知シンボル挿入周期間（比較的長い観測時間）のθｆ（ｉ）を用いて周波数偏差補償を行う方が、精度の高い信号が得られることがわかる。しかしながら、周波数偏差に相当する位相回転量は、複素信号から位相成分を取り出す方法をとる場合には、−πから＋πの範囲の値でしか得られないため、フレーム単位のような長い時間で観測する場合には、本来の値よりも、±２ｎπの値だけ異なる値をとる可能性がある。この場合には、θｆ（ｉ）を周波数偏差に相当する位相回転量としてそのまま利用することは困難である（図５参照）。

したがって、式（２）で求めた時間調整後の位相回転量θｓ（ｉ）の精度を改善し、かつπ（１８０度）を超えても対応可能なように、次式（３）に従い、位相回転量の補正処理を行う。
θｅ（ｉ）＝θｓ（ｉ）＋ｍｏｄ（（θｆ（ｉ）−θｓ（ｉ））＋π），２π）−π
…（３）
なお、ｍｏｄ（Ａ，Ｂ）は、ＡをＢで除算した場合の剰余を算出する式を意味する。

上記式（３）で算出された位相回転量θｅ（ｉ）は、既知シンボル挿入周期間（Ｎｆシンボルに相当する時間）の位相回転量であり、周波数偏差算出部２９が出力する周波数偏差推定量として位相回転量算出部１２に対して出力される。

位相回転量算出部１２では、入力された位相回転量θｅ（ｉ）に基づいて、シンボル単位の位相回転量を算出する。シンボル単位での位相回転量は次式（４）により算出される。
θｅｓ（ｉ）＝θｅ（ｉ）／Ｎｆ …（４）

つぎに、位相回転量算出部１２では、シンボル単位の位相回転量θｅｓ（ｉ）を、シンボル単位で変化する周波数偏差に相当する位相回転量θｓｕｍ（ｋ）（ただし、ｋはシンボル番号）に変換するために、次式（５）に従い、積分処理を行う。
θｓｕｍ（ｋ）＝ｍｏｄ（（θｓｕｍ（ｋ−１）＋θｅｓ（ｋ）），２π）
…（５）
さらに、上記式（５）により算出されたθｓｕｍ（ｋ）を、次式（６）に従って、位相から直交座標で表せる複素信号（ｘ（ｋ），ｙ（ｋ））へ変換する。
（ｘ（ｋ），ｙ（ｋ））＝（ｃｏｓ（θｓｕｍ（ｋ）），ｓｉｎ（θｓｕｍ（ｋ）））
…（６）

そして、上記式（６）により算出された位相回転のための複素信号は、複素共役算出部１３に対して出力される。

複素共役算出部１３では、受け取った位相回転のための複素信号の複素共役値を算出し、乗算器１４では、入力される受信信号と複素共役算出部１３出力の複素共役値との複素乗算を行い、周波数偏差補償後の受信信号を生成する。

つづいて、上記制御部４の処理について説明する。上記周波数偏差補償部１内の相関器２１から相関値を受け取った制御部４では、受信信号に含まれる既知シンボルブロック部分の時間的な位置を推定し、上記周波数偏差補償部１および同期検波部２を既知シンボル挿入周期で制御するための制御信号を生成する。ここで、図６、図７を用いて、既知シンボルブロック部分の時間的な位置を抽出する処理、および周波数偏差補償部１および同期検波部２の動作を制御するための制御信号を生成する処理、を行う制御部４の構成および動作について説明する。

図６は、制御部４内のタイミング検出部の構成を示す図であり、図７は、タイミング検出部の動作を説明するための図である。図６において、タイミング検出部は、相関電力算出部４１と、位置検出部４２と、制御信号生成部４３とを備えている。

制御部６に入力された相関値（複素信号）は、相関電力算出部４１が受け取り、ここでは、同相および直交成分をそれぞれ２乗して加算する処理を行い、相関電力値を算出する。図７には相関電力値の時間波形を示す。

位置検出部４２では、上記相関電力値が予め設定したしきい値よりも大きい場合、そのピーク値に相当する時間的な位置を検出位置として抽出する。この検出位置には、受信信号が入力される相関器２１の内部に、既知シンボルブロック部分に相当する受信信号が存在している。

さらに、位置検出部４２では、既知シンボルブロックの位置検出の精度を高めるために以下の処理を行う。まず、現フレームの１つ前のフレームで推定された既知シンボルブロックの推定位置に対して、フレーム長に相当するシンボル数分の時間長を加算し、現フレームにおける既知シンボルブロックの推定位置を算出する。この現フレームの推定位置を基準とし、現フレームの推定位置と実際に検出された現フレームの既知シンボルブロックの検出位置との時間的な差分値（シンボル数で表現）を算出し、その差分値の平均化処理を行う。この平均化処理は、一例として、ＩＩＲ型フィルタで実現してもよい。平均化後の出力は、現フレームの既知シンボルブロックの検出位置に加算され、さらに、フレーム長に相当するシンボル数分の時間長が加算され、次フレームにおける既知シンボルブロックの推定位置として、制御信号生成部４３に対して出力される。

制御信号生成部４３では、受け取った次フレームにおける既知シンボルブロックの推定位置に基づいて、周波数偏差補償部１および同期検波部２の動作を制御するための制御信号を生成し出力する。

つづいて、上記周波数偏差補償部１の出力である周波数偏差補償後の受信信号を受け取った同期検波部２の処理について説明する。図８は、同期検波部２の構成を示す図であり、変調成分除去部５１と、平均化部５２と、複素共役算出部５３と、乗算器５４とを備えている。また、上記平均化部５２は、係数（１−α）を乗算する乗算器６１と、加算器６２と、係数αを乗算する乗算器６３と、遅延器６４と、係数制御部６５と、（1−α）の演算を行う係数算出部６６とを備えている。

上記同期検波部２では、変調成分除去部５１が、受け取った周波数偏差補償後の受信信号の変調成分を除去する。変調成分除去部５１では、既知シンボルブロックに相当する受信信号の系列が入力されたときのみ動作するように、制御部４が出力する制御信号に基づいて動作する。変調成分が除去された既知シンボルブロック部分に相当する周波数偏差補償後の受信信号は、平均化部５２に対して出力される。

ここでは、平均化部５２として、たとえば、ＩＩＲ型フィルタを用いた場合、の動作を説明する。なお、平均化部５２の構成としては、これに限らず、たとえば、ＦＩＲ型フィルタを用いてもよい。平均化部５２では、まず、乗算器６１が、周波数偏差補償後の受信信号に対して係数（１−α）（０≦α≦１）を乗算する。ここで、係数αは、係数制御部６５によって制御されるパラメータであり、制御部４から出力される制御信号に基づいて設定する。たとえば、受信信号の既知シンボルブロック部分が入力された場合には、αを０＜α＜１の範囲で予め定められた値を設定し、また、受信信号における既知シンボルブロック以外の部分が入力される場合には、α＝１を設定し、加算器６２への入力が０となるような制御を行う。上記α＝１の設定は、乗算器６３に設定される係数αについても同時に行われる。これにより、フレーム中で既知シンボルブロック部分がシンボル単位で更新され、フレーム中で既知シンボルブロック部分以外のところでは、平均化部５２の出力値が更新されないようにすることができる。つぎに、加算器６２では、乗算器６３の出力と、遅延器６４出力（前回更新された平均化部５２の出力値に遅延を付加した信号）に対して係数αを乗算した乗算器６３の出力と、を加算し、新規に更新された同期検波用のチャネル推定値を出力する。

つぎに、上記同期検波用のチャネル推定値を受け取った複素共役算出部５３では、複素共役値を算出し、乗算器５４では、上記複素共役値に基づいて同期検波における位相補償を行い、位相補償後の検波出力を判定部３に出力する。

最後に、判定部３では、受け取った検波出力に対して硬判定を行い、硬判定結果を出力する。

以上のように、本実施の形態においては、周波数偏差を補償する処理において、フレーム中に挿入された既知シンボルブロックを利用し、既知シンボルブロック部分を複数のブロックに分割して得られる相関値間の位相回転量と、フレーム毎に得られる既知シンボルブロック部分の相関値から求めた既知シンボル挿入間隔における位相回転量と、を用いることとした。これにより、低受信電界時であっても周波数偏差を精度よく推定することが可能となり、精度よく推定された周波数偏差推定結果を用いて受信信号に対する周波数偏差を補償することができる。さらに、受信した既知シンボルブロック部分のみを利用して同期検波用のチャネル推定値を算出しているので、良好な同期検波性能を得ることができる。

実施の形態２．
つづいて、実施の形態２の動作について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態１とは動作の異なる、周波数偏差補償部１内の周波数偏差推定部１１の処理についてのみ説明する。なお、本実施の形態における受信装置の構成については、前述した実施の形態１の図１と同様である。

図９は、実施の形態２の周波数偏差推定部１１の構成を示す図であり、既知系列を参照信号とする相関器２１ａと、遅延器２２ａと、複素共役算出部２３ａ，７１，７３と、乗算器２４ａ，７２，７４と、加算器７５と、平均化部２５ａ，２８ａと、周波数偏差算出部２９ａと、を備えている。また、上記相関器２１ａは、部分的な相関値を算出する相関器（１）３１ａ，相関器（２）３２ａ，相関器（３）３４ａと、加算器３３ａとを備えている。

前述した実施の形態１においては、相関器２１が受信信号を２つのブロックに分割してブロック間の位相回転量を算出していたが、本実施の形態においては、相関器２１ａが３つのブロックに分割されている。以下、図９を用いて、相関器が３ブロックに分割されている場合について説明する。

本実施の形態による周波数偏差推定部１１では、周波数偏差を推定するために、相関器２１ａを３つのブロックに分けて相関値を算出する。なお、Ｎｐは、３分割して相関演算を行う関係上、３の倍数であることが望ましいが、３で割り切れない場合には、各ブロックのシンボル数がほぼ等しくかつ整数となるように、分割することとする。また、相関器２１ａにおいては、図１のフレームに挿入された既知シンボルブロックの相関値を算出するための相関計算用既知系列として、Ｍ系列等の相関特性に優れた系列を用いることを想定する。

また、受信信号系列が相関器２１ａに入力される順番を考慮し、相関器（１）３１ａには既知シンボルブロックの前の部分を設定し、相関器（２）３２ａには既知シンボルブロックの中間部分を設定し、相関器（３）３４ａには既知シンボルブロックの後ろの部分を設定する。

相関器（１）３１ａ，相関器（２）３２ａ，相関器（３）３４ａでは、入力される受信信号系列に対して相関演算を行い、それぞれブロック毎の相関値を算出する。各相関器の出力は、それぞれ加算器３３ａの入力となる。また、乗算器７２では、既知シンボルブロックのシンボル数Ｎｐの１／３のシンボル数に相当する時間における位相回転量を算出するため、複素共役算出部７１の出力と相関器（２）３２ａの出力とを乗算する。同様に、乗算器７４では、相関器（２）３２ａと相関器（３）３４ａとを用いて、既知シンボルブロックのシンボル数Ｎｐの１／３のシンボル数に相当する時間における位相回転量を算出するため、複素共役算出部７３の出力と相関器（３）３４ａの出力とを乗算する。乗算器７２と乗算器７４の出力は、それぞれ同一の時間幅での位相回転量である。

加算器７５では、位相回転量の精度を高めるため、乗算器７２の出力と乗算器７４の出力とを加算する。加算器７５の出力は、Ｎｐ／３シンボルに相当する時間の位相回転成分を含んだ複素信号として、平均化部２８ａに対して出力される。

平均化部２８ａで平均化された信号は、周波数偏差算出部２９ａに入力され、ここでは、相関値間（時間は（Ｎｐ／３）シンボル数分に相当）の位相回転量θｐ（ｉ）を算出するために、平均化部２８ａの複素信号出力から位相成分を抽出する。この位相成分の抽出は、一般的に逆ＴＡＮを演算する処理にて実現され、演算量削減のためＲＯＭテーブルを使った変換が行われる。つぎに、位相回転量θｐ（ｉ）を、既知シンボル挿入周期間（時間はＮｆシンボル数分に相当）に相当する位相回転量に変換するため、周波数偏差算出部２９ａでは、シンボル数の比に相当する時間調整用の係数βを乗算する。この係数βは、次式（７）に従い決定され、設定される。
β＝Ｎｆ／(Ｎｐ／３) …（７）
なお、時間調整後の位相回転量θｓ（ｉ）は、前述した式（２）と同様に表すことができる。

なお、上記以外の処理については、基本的に前述した実施の形態１と同様である。また、本実施の形態においては、相関器分割時のブロック数が３の場合について説明したが、たとえば、相関器を分割するブロック数が３よりも増えた場合であっても、隣接するブロック間における位相回転成分を含んだ複素信号を加算器で加算することによって、対応可能であり、この場合は周波数偏差推定の範囲を拡大可能である。また、本実施の形態の周波数偏差推定部１１の構成は、後述する実施の形態３〜５においても適用可能である。

以上のように、本実施の形態においては、相関器分割時のブロック数を増加させた場合に、分割された相関器ブロック毎の相関値を加算することとした。これにより、位相回転成分を含んだ複素信号のＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を改善することができ、さらに精度よく周波数偏差に対応する位相回転量を算出することができる。

実施の形態３．
つづいて、実施の形態３の動作について説明する。本実施の形態は、ダイバーシチ用の複数のブランチを有する点が、前述した実施の形態１と異なっている。特に、周波数偏差補償部、制御部、および同期検波出力のブランチ合成処理の部分、が異なっている。本実施の形態では、前述した実施の形態１と異なる処理について説明する。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

図１０は、本発明にかかる受信装置の実施の形態３の構成を示す図であり、ここでは、ダイバーシチ用の受信装置の構成を示している。図１０において、この受信装置は、周波数偏差補償部１ｂと、制御部４ｂと、同期検波部２ｂ−１〜２ｂ−Ｎと、加算器５と、判定部３とを備えている。

図１０において、本実施の形態の受信装置は、複数のダイバーシチ用アンテナで信号を受信した後、各受信信号を高周波回路によりアンテナ数分のベースバンドの受信信号（受信信号＃１〜＃Ｎ）に変換し、その結果を周波数偏差補償部１ｂに入力する。

周波数偏差補償部１ｂでは、受け取ったアンテナ数分のベースバンドの受信信号＃１〜＃Ｎを用いて周波数偏差を推定し、受信信号＃１〜＃Ｎの周波数偏差を補償し、その後、周波数偏差補償後受信信号＃１〜＃Ｎを出力する。この周波数偏差補償部１ｂは、既知シンボルブロック部分の受信信号が入力された場合に、相関器出力を用いて周波数偏差を算出する。

ここで、図１１を用いて、周波数偏差の算出し受信信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補償部１ｂの動作、および周波数偏差補償部１ｂの動作を制御する制御部４ｂの動作について説明する。図１１は、上記周波数偏差補償部１ｂの構成を示す図であり、周波数偏差推定部１１ｂと、位相回転量算出部１２と、複素共役算出部１３と、乗算器１４ｂ−１〜１４ｂ−Ｎとを備えている。また、上記周波数偏差推定部１１ｂは、ブランチ＃１〜＃Ｎの周波数偏差検出部８１−１〜８１−Ｎと、加算器８２，８３と、平均化部２５，２８と、周波数偏差算出部２９とを備えている。また、上記各周波数偏差検出部は、それぞれ、既知系列を参照信号とする相関器２１と、遅延器２２と、複素共役算出部２３と、乗算器２４と、複素共役算出部２６と、乗算器２７とを備えている。なお、本実施の形態による周波数偏差推定部１１ｂでは、一例として、相関器を２つのブロックに分けて個別に相関値を算出する。

図１１において、周波数偏差補償部１ｂに入力された受信信号＃１〜＃Ｎは、アンテナブランチ（＃１〜＃Ｎ）に対応した周波数偏差検出部８１−１〜８１−Ｎにそれぞれ入力される。以下では、説明の簡単化のために、アンテナブランチ＃１に対応する周波数偏差検出部８１−１の処理について説明を行う。たとえば、アンテナブランチ＃１に対応する相関器２１では、受け取った受信信号＃１と既知系列による相関値を算出し、その相関値＃１（複素信号）を制御部４ｂに対して出力する。このとき、制御部４ｂでは、ブランチ＃１〜＃Ｎに対応する相関値＃１〜＃Ｎを受け取ることになる。

制御部４ｂでは、下記の処理で上記周波数偏差補償部１ｂおよび同期検波部２ｂ−１〜２ｂ−Ｎの動作を制御するための制御信号を生成する。図１２は、制御部４ｂの構成を示す図であり、アンテナブランチ＃１〜＃Ｎに対応した相関電力算出部４１ｂ−１〜４１ｂ−Ｎと、加算器８４と、位置検出部４２と、制御信号生成部４３とを備えている。図１２において、制御部４ｂでは、相関電力算出部４１ｂ−１〜４１ｂ−Ｎが、各アンテナブランチの相関電力値を算出し、その後、加算器８４が、各アンテナブランチの相関電力値を用いてダイバーシチ合成を行う。そして、以降は、前述した実施の形態１と同様の処理で、位置検出部４２が、受信信号における既知シンボルブロック部分の時間的な位置を抽出し、制御信号生成部４３が、周波数偏差補償部１ｂおよび同期検波部２ｂ−１〜２ｂ−Ｎの動作を制御するための制御信号を生成する。

つづいて、図１１における周波数偏差推定部１１ｂでは、受信信号（＃１〜＃Ｎ）毎に対応する相関器２１，複素共役算出部２６および乗算器２７が、制御部４ｂが出力する制御信号に基づいて、前述した実施の形態１と同様の処理を行い、たとえば、受信信号＃１に対応する乗算器２７の出力は、Ｎｐ／２シンボルに相当する時間の位相回転成分を含んだアンテナブランチ＃１の複素信号＃１として、加算器８２に対して出力される。このとき、アンテナブランチ＃１以外のアンテナブランチ＃２〜＃Ｎに対応する乗算器２７においても同様の計算が行われる。そして、加算器８２においてダイバーシチ合成処理が行われる。

一方、加算器３３の出力に対しても前述した実施の形態１と同様の処理が行われ、すなわち、遅延器２２，複素共役算出部２３および乗算器２４が、前述した実施の形態１と同様の処理を行い、たとえば、受信信号＃１に対応する乗算器２４の出力は、既知シンボル挿入周期間（フレーム長）に相当する時間における位相回転成分が含まれたアンテナブランチ＃１の複素信号＃１として、加算器８３に対して出力される。このとき、アンテナブランチ＃１以外のアンテナブランチ＃２〜＃Ｎに対応する乗算器２４においても同様の計算が行われる。そして、加算器８３においてダイバーシチ合成処理が行われる。

さらに、加算器８２，８３の出力はそれぞれ平均化部２８，２５に入力され、以降、前述した実施の形態１と同様の処理によって、ダイバーシチ合成後の周波数偏差が算出され、その後、乗算器１４ｂ−１〜１４ｂ−Ｎにより受信信号＃１〜＃Ｎに対する周波数偏差補償が行われ、最終的に周波数偏差補償後受信信号＃１〜＃Ｎが出力される。

つづいて、上記周波数偏差補償後の受信信号＃１〜＃Ｎを個別に受け取った同期検波部２ｂ−１〜２ｂ−Ｎの処理について説明する。同期検波部２−１〜２−Ｎでは、各ブランチに対応する周波数偏差補償後受信信号＃１〜＃Ｎに対して、それぞれ前述した実施の形態２の同期検波部２と同様の同期検波を行い、同期検波結果を加算器５に対して出力する。加算器５では、ブランチ＃１〜＃Ｎの同期検波結果に対してダイバーシチ合成を行い、合成後の信号を出力する。そして、判定部３が、合成後の信号に対して硬判定を行う。

以上のように、本実施の形態においては、複数のアンテナが存在し、１ブランチにおける所要の信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）が小さい場合に、周波数偏差補償処理において、相関器出力に基づく、位相回転成分が含まれた各アンテナブランチ（＃１〜＃Ｎ）の複素信号をダイバーシチ合成し、合成後の信号を用いて前述した実施の形態１と同様の処理で周波数偏差を算出することとした。これにより、ダイバーシチの効果により周波数偏差に相当する位相回転量をさらに精度よく算出することができる。また、フレーム中に挿入された既知シンボルブロックの時間的な位置を検出する処理において、ダイバーシチ合成後の相関電力値を用いることによって、１ブランチ当りのＳＮＲが小さい場合であっても精度良く位置を検出することができるので、同期検波によるダイバーシチ合成を良好に行うことができる。

実施の形態４．
つづいて、実施の形態４の動作について説明する。本実施の形態は、周波数偏差補償機能を同期検波部に持たせ、相関値に基づいて同期検波用のチャネル推定値を生成している点が、前述した実施の形態１と異なっている。本実施の形態では、前述した実施の形態１と異なる処理について説明する。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

図１３は、本発明にかかる受信装置の実施の形態４の構成を示す図であり、この受信装置は、実施の形態１と同様の周波数偏差推定部１１と、同期検波部２ｃと、制御部４と、判定部３とを備えている。また、図１４は、上記同期検波部２ｃの構成を示す図であり、平均化部５２ｃと、位相直交変換部５５と、位相回転量算出部５６と、乗算器５７，５９と、複素共役算出部５８とを備えている。また、上記平均化部５２ｃは、乗算器９１，９３，９５と、加算器９２と、遅延器９４とを備えている。

図１３および図１４において、同期検波部２ｃでは、入力された相関値Ｃｓ（ｉ）（ただし、ｉはフレーム番号）における雑音の影響を低減するために、平均化部５２ｃが平均化処理を行う。この平均化部５２ｃは、制御部４が生成する制御信号に基づいて、既知シンボルブロックに相当する相関値Ｃｓ（ｉ）が入力されたときに動作する。ここでは、平均化部５２ｃとして、たとえば、ＩＩＲ型フィルタを用いた場合の動作を説明する。

平均化部５２ｃでは、まず、相関値Ｃｓ（ｉ）が乗算器９１に入力され、ここで、相関値Ｃｓ（ｉ）に係数（１−α）（０≦α≦１）が乗算される。つぎに、加算器９２では、乗算器９３により係数αが乗算された結果と、乗算器９１の出力と、を加算し、平均化部５２ｃの出力として、更新された同期検波用のチャネル推定値Ｃｒ（ｉ）を出力する。さらに、更新された同期検波用のチャネル推定値Ｃｒ（ｉ）は、遅延器９４において１フレーム時間だけ遅延が付加される。そして、乗算器９５では、次フレーム（ｉ+１番目のフレーム）において周波数偏差の影響を受けた相関値Ｃｓ（ｉ＋１）を推定するために、上記で遅延されたチャネル推定値を、フレーム時間長における周波数偏差による位相回転量だけ回転させる処理を行う。

なお、上記周波数偏差に相当する位相回転量だけ回転させる処理については、たとえば、位相直交変換部５５が、周波数偏差推定部１１において推定した周波数偏差推定値Ｃｅ（ｉ）に基づいて位相を直交座標に変換し、そして、乗算器９５が、位相直交変換部５５にて変換後の出力（複素信号）と上記遅延されたチャネル推定値（前回更新された平均化部５２ｃの出力値に遅延を付加した信号）とを乗算することにより実現する。

そして、乗算器９３が、上記で計算された乗算器９５の出力と係数αとを乗算し、加算器９２が、上記乗算器９３の出力と乗算器９１の出力（相関値Ｃｓ（ｉ＋１）と（１−α）とを乗算した結果）とを加算し、平均化部５２ｃの出力として、更新された同期検波用のチャネル推定値Ｃｒ（ｉ＋１）を出力する。上記平均化部５２ｃの平均化処理に基づいて、フレーム単位で更新される同期検波用のチャネル推定値Ｃｒ（ｉ＋１）は、次式（９）にて算出することができる。
Ｃｒ（ｉ＋１）＝α・Ｃｒ（ｉ）・ｅｘｐ（ｊθｅ（ｉ））
＋（１−α）・Ｃｓ（ｉ+１） …（９）

一方で、式（９）により求めた同期検波用チャネル推定値Ｃｒ（ｉ）は、既知シンボルブロックが挿入された周期、すなわち、フレーム周期でしか更新されないため、データシンボルブロックでは、周波数偏差による位相回転が発生することになる。そこで、位相回転量算出部５６では、フレーム周期で得られる周波数偏差推定値θｅ（ｉ）に基づいて、シンボル単位の位相回転量θｅｓ（ｉ）＝θｅ（ｉ）／Ｎｆを算出し、そして、データシンボルブロックのシンボル単位で変化する周波数偏差に相当する位相回転量に変換するために、積分処理を行う。

なお、相関値Ｃｓ（ｉ）を算出する相関演算では、既知シンボルブロックの系列を受信信号に乗算することにより変調成分除去を行い、変調成分除去後の既知シンボルブロックの系列を加算する処理を行っているため、既知シンボルブロック部分における位相回転量の平均化と同様な処理を行っている。その結果、周波数偏差があると、相関値Ｃｓ（ｉ）には、既知シンボルブロック内の平均的な位相回転が発生することとなる。この既知シンボルブロック内の平均的な位相回転量は、「θｅｓ（ｉ）・Ｎｐ／２」に相当する。このため、同期検波用のチャネル推定値Ｃｒ（ｉ）についても、既知シンボルブロック内における周波数偏差による位相回転量の平均値「θｅｓ（ｉ）・Ｎｐ／２」分だけ位相回転している状態となっている。

そこで、位相回転量算出部５６では、既知シンボルブロック部分とデータブロック部分において、シンボル単位で変化する周波数偏差に相当する位相回転量θｓｕｍ（ｉ，ｋ）を、位相回転量「θｅｓ（ｉ）・Ｎｐ／２」を減算することにより算出する。次式（１０）に位相回転量θｓｕｍ（ｉ，ｋ）の算出式を示す。
θｓｕｍ（ｉ,ｋ）＝ｍｏｄ（（ｋ・θｅｓ（ｉ）−θｅｓ（ｉ）・Ｎｐ／２）,２π）
＝ｍｏｄ（（（ｋ−Ｎｐ／２）・θｅｓ（ｉ）），２π)
…（１０）

また、式（１０）により算出されたθｓｕｍ（ｉ,ｋ）は、次式（１１）に従って、位相から、直交座標で表せる複素信号（ｘ（ｉ，ｋ），ｙ（ｉ，ｋ））へ変換する。
（ｘ（ｉ，ｋ），ｙ（ｉ，ｋ））＝（ｃｏｓ（θｓｕｍ（ｉ，ｋ））
，ｓｉｎ（θｓｕｍ（ｉ，ｋ）））
…（１１）

そして、位相回転量算出部５６では、式（１１）に従い、位相を直交座標に変換することで周波数偏差に相当する複素信号（ｘ（ｉ，ｋ），ｙ（ｉ，ｋ））を算出するとともに、その結果を乗算器５７に対して出力する。

乗算器５７では、上記位相回転用の複素信号（ｘ（ｉ，ｋ），ｙ（ｉ，ｋ））を、フレーム中のシンボル単位に、チャネル推定値Ｃｒ（ｉ）（Ｃｒ（ｉ）はフレーム単位で更新）に乗算することによって、シンボル単位の周波数偏差による位相回転が考慮された、シンボル単位のチャネル推定値を算出する。その後、複素共役算出部５８では、乗算器５７出力（チャネル推定値）の複素共役値を算出する。最後に、乗算器５９では、受信信号と複素共役算出部５８出力の複素共役値とを乗算することによって、同期検波における位相補償をシンボル単位で行い、その結果を検波出力として判定部３に対して出力する。

以上のように、本実施の形態では、前述した実施の形態１と同様に、周波数偏差を推定する処理において、フレーム中に挿入された既知シンボルブロックを利用し、既知シンボルブロック部分を複数のブロックに分割して得られる相関値間の位相回転量と、フレーム毎に得られる既知シンボルブロック部分の相関値から求めた既知シンボル挿入間隔における位相回転量と、を用いることで、低受信電界時でも周波数偏差を精度よく推定することとした。また、本実施の形態においては、さらに、周波数偏差推定の際に用いた相関値を用いて、同期検波用のチャネル推定値を生成することとした。これにより、既知シンボル挿入間隔で、チャネル推定値の生成動作を行うことができるので、処理速度を抑えながら同期検波を行うことが可能となる。

実施の形態５．
つづいて、実施の形態５の動作について説明する。本実施の形態は、ダイバーシチ用の複数のブランチを有する点が、前述した実施の形態４と異なっている。特に、周波数偏差推定部、制御部、および同期検波出力のブランチ合成処理の部分が異なっている。なお、前述した実施の形態１〜４と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

図１５は、本発明にかかる受信装置の実施の形態５の構成を示す図であり、ここでは、ダイバーシチ用の受信装置の構成を示している。本実施の形態では、複数のブランチを有する場合の受信装置を想定する。図１５において、この受信装置は、周波数偏差推定部１１ｂと、制御部４ｂと、同期検波部２ｃ−１〜２ｃ−Ｎと、加算器５と、判定部３とを備えている。

図１５において、周波数偏差推定部１１ｂは、前述した実施の形態３の周波数偏差推定部１１ｂと同様の処理で、相関値を求め、さらに、周波数偏差を推定する。また、同期検波部２ｃ−１〜２ｃ−Ｎは、それぞれ、前述した実施の形態４の同期検波部２ｃと同様の処理で同期検波を行う。これにより、本実施の形態においては、実施の形態３において得られる効果、実施の形態４において得られる効果、の両方を得ることができる。

以上のように、本発明にかかる受信装置は、既知系列が挿入されたフレームを送受信する通信装置を備えた通信システムに有用であり、特に、既知系列を用いて受信信号の周波数偏差を補償する通信装置として適している。

本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。 フレームフォーマットの一例を示す図である。 周波数偏差補償部の構成を示す図である。 周波数偏差が比較的小さい場合の周波数偏差補償部による周波数偏差算出動作の一例を示す図である。 周波数偏差が比較的大きい場合の周波数偏差補償部による周波数偏差算出動作の一例を示す図である。 制御部内のタイミング検出部の構成を示す図である。 タイミング検出部の動作を説明するための図である。 同期検波部の構成を示す図である。 実施の形態２の周波数偏差推定部の構成を示す図である。 本発明にかかる受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。 周波数偏差補償部の構成を示す図である。 制御部の構成を示す図である。 本発明にかかる受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。 同期検波部の構成を示す図である。 本発明にかかる受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。

符号の説明

１，１ｂ 周波数偏差補償部
２，２−１，２−Ｎ，２ｃ，２ｃ−１，２ｃ−Ｎ 同期検波部
３ 判定部
４，４ｂ 制御部
５，３３，３３ａ，６２，７５，８２，８３，８４，９２ 加算器
１１，１１ｂ 周波数偏差推定部
１２，５６ 位相回転量算出部
１３，２３，２３ａ，２６，５３，５８，７１，７３ 複素共役算出部
１４，１４ｂ−１，１４ｂ−Ｎ，２４，２４ａ，２７，５４，５７，５９，６１，６３，７２，７４，９１,９３，９５ 乗算器
２１，２１ａ 相関器
２２，６４ ２２ａ，９４ 遅延器
２５，２５ａ，２８，２８ａ，５２，５２ｃ 平均化部
２９，２９ａ 周波数偏差算出部
３１，３１ａ 相関器（１）
３２，３２ａ 相関器（２）
３４ａ 相関器（３）
４１，４１ｂ−１，４１ｂ−Ｎ 相関電力算出部
４２ 位置検出部
４３ 制御信号生成部
５１ 変調成分除去部
５５ 位相直交変換部
６５ 係数制御部
６６ 係数算出部
８１−１，８１−Ｎ 周波数偏差検出部

Claims (15)

1. 既知シンボルが挿入されたフレームを受信する受信装置において、
   受信信号中の既知シンボルを検出し、当該既知シンボル挿入周期で制御するための制御信号を生成する制御手段と、
   前記制御手段が出力する制御信号に基づいて受信信号から既知シンボルを抽出し、当該既知シンボルを複数に分割し、当該分割単位にそれぞれ既知系列との相関値を算出し、その後、当該複数の相関値に基づいて周波数偏差推定値および既知シンボル単位の相関値を算出する周波数偏差推定手段と、
   前記周波数偏差推定手段が出力する前記周波数偏差推定値に基づいて、受信信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補償手段と、
   前記制御手段が出力する制御信号に基づいて、前記周波数偏差補償手段が出力する周波数偏差補償後の受信信号に含まれる既知シンボルのみを用いて同期検波用のチャネル推定値を生成し、当該チャネル推定値に基づいて同期検波を行う同期検波手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記同期検波手段は、
   前記制御手段が出力する制御信号に基づいて、前記周波数偏差補償後の受信信号における既知シンボル部分の変調成分を除去する変調成分除去手段と、
   前記変調成分除去後の既知シンボルに基づいて同期検波用のチャネル推定値を生成するチャネル推定値生成手段と、
   前記チャネル推定値の複素共役を算出する複素共役算出手段と、
   前記複素共役を前記周波数偏差補償後の受信信号に対して乗算することによって検波出力を得る乗算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 既知シンボルが挿入されたフレームを受信する受信装置において、
   受信信号中の既知シンボルを検出し、当該既知シンボル挿入周期で制御するための制御信号を生成する制御手段と、
   前記制御手段から出力される制御信号に基づいて受信信号から既知シンボルを抽出し、当該既知シンボルを複数に分割し、当該分割単位にそれぞれ既知系列との相関値を算出し、その後、当該複数の相関値に基づいて周波数偏差推定値および既知シンボル単位の相関値を算出する周波数偏差推定手段と、
   前記制御手段から出力される制御信号に基づいて、前記周波数偏差推定手段が出力する周波数偏差推定値と前記既知シンボル単位の相関値とを用いて同期検波用のチャネル推定値を生成し、当該チャネル推定値に基づいて同期検波を行う同期検波手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
4. 前記同期検波手段は、
   前記周波数偏差推定手段が出力する既知シンボル単位の相関値と周波数偏差推定値とを入力とし、１フレーム周期前の平均化後の相関値に対して既知シンボル挿入周期に相当する位相回転を与え、現フレームの相関値に対して前記位相回転を与えた相関値を重み付け加算する平均化手段と、
   前記平均化手段の出力に対して前記周波数偏差推定値に基づくシンボル単位の位相回転を与えることによって、同期検波用のチャネル推定値を生成するチャネル推定値生成手段と、
   前記チャネル推定値の複素共役を算出する複素共役算出手段と、
   前記複素共役を受信信号に乗算することによって検波出力を得る乗算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記周波数偏差推定手段は、
   前記既知シンボルを複数に分割し、当該分割されたブロック毎に既知系列との相関値を算出し、さらに、前記複数の相関値を加算して既知シンボル単位の相関値を生成する相関値算出手段と、
   前記相関値算出手段が出力する複数の相関値に基づいて、隣接するブロック間の位相回転量を算出するブロック間位相回転量算出手段と、
   前記相関値算出手段が出力する既知シンボル単位の相関値に基づいて、既知シンボル挿入周期における位相回転量を算出する既知シンボル挿入周期間位相回転量算出手段と、
   前記ブロック間位相回転量算出手段が出力する位相回転量と前記既知シンボル挿入周期間位相回転量算出手段が出力する位相回転量とを用いて、周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定値算出手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。
6. 前記周波数偏差推定値算出手段は、前記ブロック間位相回転量算出手段が出力する位相回転量を既知シンボル挿入周期に相当する位相回転量に変換し、さらに、当該変換後の位相回転量および前記既知シンボル挿入周期間位相回転量算出手段が出力する位相回転量に基づいて位相回転量を補正し、当該補正後の位相回転量を前記周波数偏差推定値として出力することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記ブロック間位相回転量算出手段は、前記算出した隣接するブロック間の位相回転量を平均化し、平均化後の位相回転量を出力することを特徴とする請求項５または６に記載の受信装置。
8. 前記既知シンボル挿入周期間位相回転量算出手段は、前記算出した既知シンボル挿入周期における位相回転量を平均化し、平均化後の位相回転量を出力することを特徴とする請求項５、６または７に記載の受信装置。
9. 前記ブロック間位相回転量算出手段は、隣接するブロック間の位相回転量を分割数に応じた全ての組み合わせで算出し、得られた各位相回転量を加算することを特徴とする請求項５〜８のいずれか一つに記載の受信装置。
10. 前記制御手段は、
    前記周波数偏差推定手段が出力する既知シンボル単位の相関値を用いて相関電力値を算出する相関電力算出手段と、
    前記相関電力算出手段が出力する相関電力値と所定のしきい値とを比較し、相関電力値がしきい値よりも大きい場合に、そのピーク値に相当する時間的な位置を既知シンボルの検出位置とする位置検出手段と、
    前記位置検出手段が出力する既知シンボルの検出位置に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載の受信装置。
11. 前記位置検出手段は、前記既知シンボルの検出位置を複数フレームにわたって平均化し、平均化後の既知シンボルの検出位置を出力することを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
12. 複数のアンテナを有する装置構成の場合、前記周波数偏差推定手段は、前記相関値算出手段、前記ブロック間位相回転量算出手段および前記既知シンボル挿入周期間位相回転量算出手段における機能をアンテナ数分備えることとし、
    さらに、
    アンテナ毎に得られる隣接するブロック間の位相回転量を加算する第１の加算手段と、
    アンテナ毎に得られる既知シンボル挿入周期における位相回転量を加算する第２の加算手段と、
    を備え、
    前記周波数偏差推定値算出手段は、前記第１および第２の加算手段が出力する位相回転量を用いて周波数偏差推定値を算出することを特徴とする請求項５〜９のいずれか一つに記載の受信装置。
13. 前記制御手段は、
    前記相関値算出手段が出力するアンテナ毎の既知シンボル単位の相関値を用いて、アンテナ毎に相関電力値を算出する相関電力算出手段と、
    前記アンテナ毎の相関電力値を加算する第３の加算手段と、
    前記第３の加算手段が出力する相関電力値の加算結果と所定のしきい値とを比較し、相関電力値の加算結果がしきい値よりも大きい場合に、そのピーク値に相当する時間的な位置を既知シンボルの検出位置とする位置検出手段と、
    前記位置検出手段が出力する既知シンボルの検出位置に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
14. 前記位置検出手段は、前記既知シンボルの検出位置を複数フレームにわたって平均化し、平均化後の既知シンボルの検出位置を出力することを特徴とする請求項１３に記載の受信装置。
15. 前記同期検波手段は、アンテナ毎に得られる同期検波出力を加算する第４の加算手段、
    を備えることを特徴とする請求項１３または１４に記載の受信装置。
    

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