JPH08163192A - ダイレクトコンバージョン方式受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 デジタル位相変調信号を受信するダイレクト
コンバージョン方式受信機において、微弱な信号の乗算
回路や、特性のそろった広ダイナミックレンジのＡＧＣ
ループを必要としない回路構成を提供する。 【構成】 基底帯域複素信号に変換された受信信号を、
マトリクス回路６によりπ／Ｎ間隔で設定されたＮ種類
の回転角で回転した後、それぞれの実部をリミッタ７に
かけ、その出力から、復調データを得るとともに、位相
誤差検出回路１０により位相誤差信号をとり出して混合
回路３にフィードバックすることにより位相同期ループ
を形成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位相変調されたデジタ
ル無線信号を受信する受信機にかかわり、さらに詳説す
れば、ダイレクトコンバージョン方式による復調回路の
改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、無線受信機の多くは、ヘテロダイ
ン方式を採用してきた。これは、アンテナからの高周波
帯受信信号を前置増幅器で増幅した後、局部発振器から
の信号と混合することにより、中間周波信号に変換し、
これを増幅したり帯域通過フィルタを通したりし、時に
は、第２、第３の中間周波信号にさらに変換して同様の
処理をおこない、最後に基底帯域信号を得るものであ
る。

【０００３】ヘテロダイン方式では、増幅やチャネル選
択を異なる周波数で何段かに分けておこなうため、高利
得でも発振しにくい、選択度特性が良いなどの利点があ
る。

【０００４】一方、構成が複雑で、選択用のフィルタが
中間周波帯にあることなどから、スプリアス障害をおこ
しやすく、小型化・低消費電力化・低価格化の障害にな
る、といった問題がある。

【０００５】そこで、特に小型化の要求が強い移動体通
信用無線機器では、ダイレクトコンバージョン方式が注
目されている。これは、高周波帯の信号を前置増幅器で
増幅した後、その信号と同じ周波数の局部発振信号によ
り、直接基底帯域に変換し、基底帯域で増幅やチャネル
選択をおこなうことを特徴とする。中間周波信号を用い
ず、基底帯域の増幅器と低域通過フィルタを中心に構成
されるため、ＩＣ化に向いた方式とされている。

【０００６】さて、デジタル無線通信において多用され
るＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、π/４シフトＱＰＳＫなどの位
相変調信号を、かかるダイレクトコンバージョン方式で
受信・復調する場合、従来は、たとえば特開平２−３９
６５２号公報（Ｈ０４Ｌ２７／２２）に記載されている
ように、図５に示すような構成をとっていた。

【０００７】図５において、アンテナ２０から受信され
た信号は前置増幅回路２１で増幅された後、混合回路２
２にて直交信号発生回路２３で発生された信号と混合さ
れる。その後、低域通過フィルタ２４を通過した後、リ
ミッタ回路２７にてリミッタがかけられ、復調回路２８
にて復調される。この方式では、ここでは、アンテナ２
０にて受信した位相変調信号と直交信号発生回路２３が
発生する信号との位相関係を一定に保つため、これら二
つの信号の間の位相差にほぼ比例した電圧を位相誤差検
出回路２６が出力し、この出力によって電圧制御発振器
２５の発振周波数を変動させることにより、直交信号発
生回路２３の位相をフィードバック制御している。

【０００８】この方式における位相誤差検出回路２６
は、特開平２−３９６５２号公報に示されているよう
に、複数の乗算回路を含んでいる。ところが、位相誤差
検出回路２６の入力は一般に微弱で、またフェージング
の影響でレベル変動を受けるため、乗算回路を構成する
ことが困難である。また、位相制御の動作を安定させる
ためには、位相誤差検出回路２６の出力が入力レベルの
影響を受けてはいけないので、特開平２−３９６５２号
の実施例では高周波段においてＡＧＣを導入している
が、一般に移動通信の受信電波の強さは非常に広ダイナ
ミックレンジであるので、高周波段だけのＡＧＣでは十
分変動を吸収できない。

【０００９】また、図６に示すように、直交信号発生回
路と受信信号との位相関係を一定には保つためのループ
を設けない構成法もある。図において、アンテナ２９か
ら受信された信号は、前置増幅回路３０で増幅された
後、混合回路３１にて直交信号発生回路３２で発生され
た信号と混合される。その後、低域通過フィルタ３３を
通過した後、電圧制御増幅回路３４に送られる。

【００１０】そしてこの実施例においては、基底帯域の
２つの信号を、ＡＤ変換回路３５で数値化し、デジタル
信号処理によって復調する。この場合、信号がＡＤ変換
回路３５の適正入力電圧範囲にはいるように、ＡＧＣ電
圧をとり出し電圧制御増幅回路３４に加えてやる必要が
ある。しかし、ここでも電圧制御増幅回路３４の入力
は、微弱かつ広ダイナミックレンジであり、しかも２つ
の電圧制御増幅回路３４の特性はバランスがとれていな
けれなならないため、そのような回路の実現は難しかっ
た。また、ＡＤ変換回路やデジタル信号処理回路は消費
電力はコストの増大につなる場合が多かった。

【００１１】

【発明が解決しようとする問題点】本発明は、以上のよ
うな従来技術の問題点に鑑み、微弱な信号の乗算回路
や、特性のそろった広ダイナミックレンジのＡＧＣルー
プを必要としないダイレクトコンバージョン方式受信機
を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明によるダイレクト
コンバージョン方式受信機は、Ｎ値位相変調されたデジ
タル無線信号の受信機において、周波数が受信搬送波と
等しく位相差が互いに直交関係にある２つの信号を発生
する直交信号発生回路と、該２つの信号のそれぞれと受
信高周波信号との積をとる２つの混合回路と、該２つの
乗算回路の出力にそれぞれ接続され信号帯域幅と概等し
い遮断周波数を持つ２つの低域通過フィルタと、該２つ
の低域通過フィルタの出力を線型合成して、Ｎ個の出力
を得るマトリクス回路と、該マトリクス回路のＮ個の出
力を振幅制限増幅することにより、１もしくは０のデジ
タル値を得るＮ個のリミッタ回路と、該Ｎ個のリミッタ
回路の出力パターンから、位相平面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ
分割した領域を示す情報を得る位相判定回路と、該位相
平面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分割した領域を示す情報から、
復調データを決定する変換回路と、該位相平面をπ／Ｎ
間隔で２Ｎ分割した領域を示す情報から、位相誤差信号
をとりだす位相誤差検出回路と、該位相誤差信号により
周波数を制御され、前記直交信号発生回路の発生周波数
基準を発生する電圧制御発振器とを具備し、前記マトリ
クス回路では、２つの入力を複素数とみなして、π／Ｎ
間隔で設定されたＮ種類の回転角でそれぞれ回転させた
後、実部をとり、かつ、前記Ｎ種類の回転角ごとに設定
された適宜の正数倍して出力するように動作することを
特徴とするものである。

【００１３】また、本発明によるダイレクトコンバージ
ョン方式受信機は、該位相誤差検出回路が、前記位相平
面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分割した領域を示す情報から、信
号位相が偶数番目の領域にあるか奇数番目の領域にある
かに応じて、１もしくは０のデジタル信号を得、該デジ
タル信号を低域通過フィルタにより平滑することによ
り、前記位相誤差信号を生成することを特徴とするもの
である。

【００１４】

【作用】前記リミッタ回路の出力より得られるＮ個の１
もしくは０の信号のパターンは、以下の実施例で詳述す
るように、２Ｎ種類可能であって、これらは、位相平面
上でπ／Ｎ間隔で分割された２Ｎ個の領域と１対１に対
応する。また、このようにして得られた領域の情報か
ら、信号が平均的に見て偶数番目の領域と奇数番目の領
域のどちらに偏って存するかを調べることができる。そ
こで、符号がどちらに偏っているかを示し、かつ、大き
さがその偏りの度合に概比例するような位相誤差信号を
生成して、直交信号発生回路の位相に負帰還をかけてや
れば、受信信号の位相点が、位相平面上での２Ｎ個の領
域の偶数番目の境界上、若しくは、奇数番目の領域の境
界上に留まるように制御することが可能である。この方
法では、位相誤差信号はリミッタ回路の出力から得るの
で微弱な信号の乗算回路を必要としない。

【００１５】さて、複素信号の位相角を、π／Ｎ間隔で
設定されたＮ種類の回転角で回転させる動作は、正負の
重みづけ可能な加算回路だけで実現でき、ここでも乗算
回路を必要としない。また、回転操作した後は直ちにリ
ミッタにかけるので、入力信号のレベルが変動しても、
影響を受けない。

【００１６】かくして、本発明によれば、微弱な信号の
乗算回路やＡＧＣループが不要となる。

【００１７】

【実施例】以下、Ｎ＝４の場合、すなわちＱＰＳＫ信号
の受信機を構成する場合の実施例について、図１に基づ
いて動作をさらに詳述する。

【００１８】本実施例では、アンテナ１と前置増幅回路
２を通して受信された信号は、２つの混合回路３におい
て、直交信号発生回路４が発生する直交高周波信号と乗
算され、２つの低域通過フィルタ５により低域成分を抽
出することにより、２つの基底帯域信号となる。なお、
２つの低域通過フィルタ５の遮断周波数は信号の帯域幅
とほぼ等しく設定されており、これにより、受信信号中
の他チャネル信号や、雑音が除去される。

【００１９】マトリクス回路６は、この２つの基底帯域
信号Ｐ，Ｑを複素信号として入力し、それを、０，π／
４，π／２，３π／４だけ回転して、実部をとって出力
する。すなわち、マトリクス回路６の４つの出力は、

【００２０】

【数１】

【００２１】となる。

【００２２】図２はこのマトリックス回路６の回路構成
を示したものであり、図において１２は緩衝増幅回路、
１３は反転回路、１４は加算器である。

【００２３】基底帯域信号Ｐ，Ｑのうち、Ｐ信号は一方
の緩衝増幅回路１２ａに入力された後３つの経路に分岐
し、そのうちの１つはそのままリミッタ回路７に出力さ
れ、もう１つは一方の加算器１４ａに、そして最後の１
つは反転回路１３を介してもう一方の加算器１４ｂに入
力される。またＱ信号も他方の緩衝増幅回路１２ｂに入
力された後３つの経路に分岐し、１つは一方の加算器１
４ａに入力され、もう１つはそのままリミッタ回路７に
出力されるとともに、残りの１つは他方の加算器１４ｂ
に入力される。そして、一方の加算器１４ａからはＰ＋
Ｑが、他方の加算器１４ｂからは−Ｐ＋Ｑがそれぞれリ
ミッタ回路７に出力される。

【００２４】なお、リミッタ回路７では符号だけが問題
となるので、上述の式（２）および式（４）を任意の正
数倍しても結果は同じであり、本実施例では、

【００２５】

【数２】

【００２６】で除したものとして回路構成の簡略化を図
っている。

【００２７】図１にもどり、マトリクス回路６の４つの
出力は、それぞれリミッタ回路７にかけられ、その符号
に応じて、１もしくは０の４つデジタル値となる。位相
判定回路８は、そのデジタル値のパターンから、受信信
号が位相平面上のどの領域にあるかを決定する。その決
定の方法を図３に示す。

【００２８】図３（ａ）のように、Ｐを実部、Ｑを虚部
とする複素平面を考え、それを、位相角π／４ごとに、
８つの領域（０から７と番号づける）に分割する。今、
信号点が０から２πまで位相を変化させたとする。図２
における４つの信号ｓ０，ｓｌ，ｓ２，ｓ３は、信号点
を、それぞれ０，π／４，π／２，３π／４だけ回転し
た後、それが複素平面の右半面にあるか左半面にあるか
によって１もしくは０の値を出力するものである。よっ
て、それらは、信号点の位相角に応じて図３（ｂ）のよ
うに変化する。この図から、ｓ０、ｓｌ、ｓ２、ｓ３の
値のパターンは全部で８通り可能であって、そのパター
ンにより信号点が０から７のどの領域にあるかを一意に
決定できる。

【００２９】図１の実施例の位相判定回路８は、このよ
うにして、信号点が存在する領域に対応する示す８個の
信号を出力する。この８個の信号は、どの時点において
も、そのうちの１つのみが１の値をとり、他は０とな
る。この信号から、変換回路９は、変調時の符号化規則
（例えば、グレーコードマッピングと和分変換）の逆動
作を行って、復調データを得る。

【００３０】ＯＲゲート１０ａおよび低域通過フィルタ
１０ｂから構成される位相誤差検出回路１０では、位相
判定回路８の８個の出力のうち奇数番目（もしくは偶数
番目）のものだけを取りだして論理和をとる。この論理
和信号は、信号点が位相平面の奇数番目（もしくは偶数
番目）の領域にある時に１、偶数番目の領域にある時０
となるので、それを低域通過フィルタで平滑した信号
は、信号点が奇数番目の領域と偶数番目の領域とのどち
らに偏って存在するかを示すことになる。よって、この
位相誤差信号によって電圧制御発振器１１の発振周波数
を変動させ、直交信号発生回路４が発生する高周波信号
の位相を修正することにより、信号点の位相が、雑音や
干渉成分をのぞいてπ／４，３π／４，５π／４，７π
／４の位置に留まるように制御することが可能である。

【００３１】この実施例では、説明を分りやすくするた
め、位相判定回路８、変換回路９、位相誤差検出回路１
０の動作を分離したが、これらを、等価な動作をする一
つの回路ブロックとして構成することも可能である。ま
た、マトリクス回路６における回転角は、０，π／４，
π／２，３π／４を選んだが、一般には、互いにπ／４
の間隔を持って設定された４つの角度であれば何でもよ
い。

【００３２】以上の実施例は、ＢＰＳＫ（Ｎ＝２）や、
８−ＰＳＫ（Ｎ＝８）、あるいは、８−ＰＳＫの特殊な
ケースと考えられるπ／４シフトＱＰＳＫ等にも容易に
拡張できる。

【００３３】図４はこのようなＮ＝８の場合のマトリク
ス回路の内部構成を示す他の実施例である。

【００３４】本実施例のマトリクス回路は、２つの基底
帯域信号Ｐ，Ｑを複素信号として入力し、それを、０，
π／８，π／４，３π／８，π／２，５π／８，３π／
４，７π／８だけ回転して、実部をとって出力する。す
なわち、本実施例のマトリクス回路の８つの出力は、

【００３５】

【数３】

【００３６】となる。

【００３７】図において１６は緩衝増幅回路、１７は反
転回路、１８は加算器である。

【００３８】基底帯域信号Ｐ，Ｑのうち、Ｐ信号は一方
の緩衝増幅回路１６ａに入力された後、７つの経路に分
岐される。そのうちの１つはそのままリミッタ回路１９
に出力される。他の経路を通る信号は加算器１８ａ、１
８ｂ、１８ｃに入力され、さらに他の経路は反転回路１
７を介して、加算器１８ｄ、１８ｅ、１８ｆに入力され
る。またＱ信号も他方の緩衝増幅回路１６ｂに入力され
た後、７つの経路に分岐し、３つは加算器１８ａ、１８
ｂ、１８ｃに入力され、１つはそのままリミッタ回路１
９に出力され、残りの３つは加算器１８ｄ、１８ｅ、１
８ｆに入力される。

【００３９】そして、各加算器１８ａ〜１８ｆでは図に
示したα、β、γの係数がかけられた後加算され、上述
の式（５）〜式（１２）に従って、それぞれリミッタ回
路１９に出力される。

【００４０】このように、加算器群１９は、様々な重み
での加算動作をおこなう。一般に集積回路の製造におい
ては、抵抗の絶対値より抵抗比を高精度で制御できるの
で、このような重み付け回路はＩＣ化に向いている。

【００４１】

【発明の効果】本発明により、微弱な信号の乗算回路
や、特性のそろった広ダイナミックレンジのＡＧＣルー
プを必要としないダイレクトコンバージョン方式受信機
が提供され、携帯電話機等の小型化・低消費電力化・低
価格化に有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す図。

【図２】Ｎ＝４の場合に、本発明におけるマトリクス回
路の構成を例示する図。

【図３】本発明における位相判定回路の動作を説明する
図。 （ａ）位相平面と領域の分割を示す図。 （ｂ）信号点の位相とリミッタ回路の出力の関係を示す
図。

【図４】Ｎ＝８の場合に、本発明におけるマトリクス回
路の構成を例示する図。

【図５】第１の従来例を示す図。

【図６】第２の従来例を示す図。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 前置増幅回路 ３ ２つの混合回路 ４ 直交信号発生回路 ５ ２つの低域通過フィルタ ６ マトリクス回路 ７ ４個のリミッタ回路 ８ 位相判定回路 ９ 変換回路 １０ 位相誤差検出回路 １１ 電圧制御発振器 １２ ２つの緩衝増幅回路 １３ 反転回路 １４ 加算器群 １６ ２つの緩衝増幅回路 １７ 反転回路 １８ 加算器群 １９ ８つのリミッタ回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｎ値位相変調されたデジタル無線信号の
   受信機において、周波数が受信搬送波と等しく位相差が
   互いに直交関係にある２つの信号を発生する直交信号発
   生回路と、該２つの信号のそれぞれと受信高周波信号と
   の積をとる２つの混合回路と、該２つの乗算回路の出力
   にそれぞれ接続され信号帯域幅と概等しい遮断周波数を
   持つ２つの低域通過フィルタと、該２つの低域通過フィ
   ルタの出力を線型合成して、Ｎ個の出力を得るマトリク
   ス回路と、 該マトリクス回路のＮ個の出力を振幅制限増幅すること
   により、１もしくは０のデジタル値を得るＮ個のリミッ
   タ回路と、該Ｎ個のリミッタ回路の出力パターンから、
   位相平面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分割した領域を示す情報を
   得る位相判定回路と、該位相平面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分
   割した領域を示す情報から、復調データを決定する変換
   回路と、該位相平面をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分割した領域を
   示す情報から、位相誤差信号をとりだす位相誤差検出回
   路と、該位相誤差信号により周波数を制御され、前記直
   交信号発生回路の発生周波数基準を発生する電圧制御発
   振器とを具備し、前記マトリクス回路では、２つの入力
   を複素数とみなして、π／Ｎ間隔で設定されたＮ種類の
   回転角でそれぞれ回転させた後、実部をとり、かつ、前
   記Ｎ種類の回転角ごとに設定された適宜の正数倍して出
   力するように動作することを特徴とするダイレクトコン
   バージョン方式受信機。
2. 【請求項２】 前記位相誤差検出回路は、前記位相平面
   をπ／Ｎ間隔で２Ｎ分割した領域を示す情報から、信号
   位相が偶数番目の領域にあるか奇数番目の領域にあるか
   に応じて、１もしくは０のデジタル信号を得、該デジタ
   ル信号を低域通過フィルタにより平滑することにより、
   前記位相誤差信号を生成することを特徴とする請求項１
   記載のダイレクトコンバージョン方式受信機。