DE19654966C2 - Digitaler Empfänger - Google Patents
Digitaler EmpfängerInfo
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- DE19654966C2 DE19654966C2 DE19654966A DE19654966A DE19654966C2 DE 19654966 C2 DE19654966 C2 DE 19654966C2 DE 19654966 A DE19654966 A DE 19654966A DE 19654966 A DE19654966 A DE 19654966A DE 19654966 C2 DE19654966 C2 DE 19654966C2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen di
gitalen Empfänger, wie einen FM Multiplex-Rundfunk
empfänger, der für Multiplex-Rundfunkübertragungen
mit Frequenzmodulation (FM) verwendet wird, und ins
besondere auf einen digitalen Empfänger für den Emp
fang eines digitalen modulierten Signals, das in ei
ner digitalen Form durch ein digitales Modulations
teil moduliert wurde, zum Demodulieren des digitalen
modulierten Signals in ein Datensignal durch einen
Demodulator und zum Durchführen gewünschter Prozesse
an dem Datensignal.
Fig. 11 zeigt einen Aufbau eines FM Multiplex-Rund
funkempfängers als einen digitalen Empfänger zum Emp
fang eines digitalen modulierten Signals, das für FM
Rundfunkübertragungen verwendet wird, und zum Anzei
gen der empfangenen Daten.
In Fig. 11 bezeichnen die Bezugszeichen 1 und 2 An
tennen für den Empfang von im Raum sich fortpflanzen
de elektromagnetische Wellen, das Bezugszeichen 3
bezeichnet ein Diversityteil zum Auswählen einer der
Antennen auf der Grundlage eines Steuersignals
(sig7a), das von einem Komparator 7 geliefert wird,
das Bezugszeichen 4 bezeichnet ein Tunerteil zum Aus
wählen einer gewünschten Trägerfrequenz, zum verstär
ken der ausgewählten Frequenz und zum Umwandeln der
verstärkten Frequenz in eine Zwischenfrequenz (IF).
Das Bezugszeichen 5 bezeichnet einen Phasenverriege
lungskreis (PLL) zum Steuern bzw. Regeln der von den
Rundfunkstationen übertragenen und von dem Tunerteil
4 empfangenen Kanalfrequenzen, das Bezugszeichen 6
bezeichnet ein FM Detektionsteil zum Umwandeln des FM
Signals (sig4a), das mit der Zwischenfrequenz (IF)
durch das Tunerteil 4 umgewandelt wurde, in ein Ba
sisbandsignal (sig6a). Das FM Detektionsteil 6 er
zeugt ein Stopsignal (sig6b) zum Stoppen einer Abta
stung für eine gewünschte Rundfunkfrequenz während
einer automatischen Rundfunkfrequenz-Auswahloperation
und eines empfangenen Signals der elektrischen Feld
intensität, das heißt eines S Meter-Signals (sig6b),
das ein Glättungsausgangssignal des Zwischenfrequenz
signals ist. Die Empfängervorrichtung in dem digita
len Empfänger nach Fig. 11 nach dem Stand der Technik
umfaßt die oben beschriebenen Bauteile 1 bis 6.
Das Bezugszeichen 8 bezeichnet einen Analog/Digital-
Wandler für den Spannungswert des S Messer-Signals
(sig6b) in ein digitales Signal in einer digitalen
Form, der es an eine Steuereinheit 11 liefert. Das
Bezugszeichen 7 bezeichnet einen Komparator zum Ver
gleichen der Spannung des S Messer-Signals (sig6b)
mit einer Referenzspannung VR1 und zum Senden eines
Steuersignals (sig7a) als Vergleichergebnis der Ver
gleichsoperation an das Diversityteil 3.
Das Bezugszeichen 9 bezeichnet ein digitales Demodu
latorteil zum Auswählen eines Multiplexübertragungs
signals, das durch das FM Detektionsteil 6 von dem
Basisbandsignal (sig6a) in eine digitale Form modu
liert wird, zur digitalen Demodulation des Multiplex-
Übertragungssignals und zum Erzeugen eines Datensi
gnals (sig9a) und eines Synchrontaktsignals (sig9b),
das Bezugszeichen 10 bezeichnet ein Fehlerkorrektur
teil zum Durchführen einer Fehlerkorrekturoperation
aufgrund eines Fehlerkorrekturkennzeichens in dem
Multiplexübertragungssignal und zum Erzeugen eines
Datensignals (sig10a), das nach der Fehlerkorrektur
operation erhalten wird und zusätzliche Informationen
(sig10b), wie ein Synchronfeststellsignal, eine Emp
fangsrate oder dergleichen. Das Bezugszeichen 11 be
zeichnet eine Steuereinheit zum Durchführen einer
Abstimmsteueroperation, einer Datenverarbeitung von
von dem Fehlerkorrekturteil 10 empfangenen Daten und
zum Verarbeiten eines Betriebssignals als Steuersi
gnal von einem Befehlsteil 13, das von einer Bedien
person angegeben wird. Das Bezugszeichen 12 bezeich
net ein Anzeigeteil zum Anzeigen von Informationen
auf der Grundlage von Daten von der Steuereinheit 11
und das Bezugszeichen 13 ist das Befehlteil zum Emp
fang benötigter Daten, wie eine Abstimmfrequenz, die
durch eine Bedienperson ausgewählt wird, und zum Er
zeugen und Liefern von Steuerdaten auf der Grundlage
der ausgewählten Abstimmfrequenz und der dergleichen
an die Steuereinheit 11.
Fig. 12 zeigt den Aufbau der inneren Schaltung des
digitalen Demodulatorteils 9 in den digitalen Empfän
ger nach dem Stand der Technik entsprechend Fig. 11.
In dem Demodulatorteil 9 nach Fig. 12 bezeichnet das
Bezugszeichen 16 ein Bandpaßfilter zum Auswählen des
Multiplexsendesignals, das in ein Basisbandsignal in
digitaler Form moduliert ist und von dem FM Detek
tionsteil 6 geliefert wird, das Bezugszeichen 17 ist
eine Binärquantisierungs-Umwandlungsvorrichtung zum
Umwandeln des digitalen modulierten Signals in ein
Binärsignal, das Bezugszeichen 18 ist eine Verzöge
rungsvorrichtung zum Verzögern des Binärsignals
(sig17) um einen Zeitraum von 1 Bit, um eine Verzöge
rungsdetektionsoperation durchzuführen und ein ver
zögertes Signal zu erzeugen (sig18), das Bezugszei
chen 19 ist ein Exklusiv-ODER-Gatter zum Durchführen
einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen dem Binärsi
gnal (sig17) und dem verzögerten Signal (sig18), das
Bezugszeichen 20 bezeichnet ein Tiefpaßfilter zum
Eliminieren der Hochfrequenzkomponenten in dem Aus
gangssignal des Exklusiv-ODER-Gatters. Das Bezugszei
chen 21 bezeichnet eine Datenbestimmungsvorrichtung
zum Bestimmen eines Zustandes des Ausgangssignals vom
Tiefpaßfilter 20 und zum Umwandeln dieses Ausgangs
signals in eine digitale Signalform und zum Übertra
gen eines Entscheidungs- oder Bestimmungssignals
(sig9a) als das Ergebnis der Bestimmung durch die
Datenbestimmungsvorrichtung 21, das das Datensignal
(sig9a) ist, das demoduliert ist.
Das Bezugszeichen 23 bezeichnet einen Binärcode-Quan
tisierungsphasenkomparator zum Erfassen einer Phasen
differenz zwischen dem digitalen Detektionssignal und
dem synchronen Taktsignal (sig9b) am Umkehrpunkt des
digitalen Detektionssignals im Wert und zum Erzeugen
eines Impulses der voreilenden Phase (sig23a) und
eines Impulses der verzögerten Phase (sig23b). Das
Bezugszeichen 24 bezeichnet ein sequentielles Filter,
das Zählkreise umfaßt, die in der Lage sind, eine
digitale Integrationsoperation auszuführen, zum
Durchführen einer Integrationszähloperation zum Zäh
len des Ausgangssignals von dem Binärcode-Quantisie
rungsphasenkomparator 23, um einen Einfluß von Stö
rungen, wie eines Jitters, zu eliminieren und zum
Erzeugen und Liefern eines Verzögerungsphasen-Steuer
signals (sig24a) und eines Steuersignals für die vor
eilende Phase (sig24b). Das Bezugszeichen 25 bezeich
net einen Oszillator fester Frequenz, das Bezugszei
chen 26 bezeichnet eine Vorrichtung zum Addieren/Eli
minieren eines Impulses, die einen Impuls zu einem
Ausgangssignal von dem Oszillator 25 fester Frequenz
hinzufügt, wenn sie das Verzögerungsphasen-Steuersi
gnal (sig24a) von dem sequentiellen Filter 24 erhält
und die den Impuls eliminiert, wenn sie das Steuersi
gnal (sig24b) für die voraneilende Phase von dem se
quentiellen Filter 24 erhält. Das Bezugszeichen 27
bezeichnet einen Teiler zum Teilen des von der Vor
richtung 26 zum Addieren/Eliminieren des Impulses
gelieferten Ausgangssignals in das synchrone Taktsi
gnal (sig9b). Somit umfaßt ein Wiedergabeteil 22 des
synchronen Taktsignals die Bauteile, die durch das
Bezugszeichen 23 bis 37 bezeichnet sind.
Fig. 13 ist ein Beispiel des inneren Schaltungsauf
baus des Diversitysteils 3 in dem digitalen Empfänger
nach dem Stand der Technik entsprechend Fig. 11. In
dem Diversitysteil 3 nach Fig. 13 bezeichnet das Be
zugszeichen 302 eine Wahlvorrichtung zum Auswählen
des Ausgangssignals von dem Oszillator 301 fester
Frequenz oder eines Massesignals auf der Grundlage
des Steuersignals (sig7a) vom Komparator 7 und zum
Senden des ausgewählten Signals, das Bezugszeichen
303 bezeichnet ein Flip-Flop zum Invertieren eines
logischen Wertes des aktuellen Ausgangssignals vom
Flip-Flop 303, wenn eine ansteigende Flanke des Aus
gangssignals von der Wahlvorrichtung 302 empfangen
wird. Das Bezugszeichen 304 bezeichnet eine Wahlvor
richtung zum Auswählen einer der Antennen 1 und 2 auf
der Grundlage des Ausgangssignals als ein Steuersi
gnal vom Flip-Flop. Somit umfaßt das Diversityteil 3
die Bauteile, die mit den oben beschriebenen Bezugs
zeichen 301 bis 304 bezeichnet sind.
Als nächstes wird die Funktionsweise des Diversity
teils 3 beschrieben.
Zuerst wählt das Diversityteil 3 eine der Antennen 1
oder 2 auf der Grundlage des Steuersignals vom Kom
parator 7 aus, der auch auf der Grundlage des 5 Mes
ser-Signals (sig6b) von dem FM Detektionsteil 6 ge
steuert wird, und liefert ein Hochfrequenzsignal
(sig3), das von der ausgewählten Antenne empfangen
wurde. Da die Wahlvorrichtung 302 in dem Diversity
teil 3 ein Ausgangssignal (sig3) von dem Oszillator
301 fester Frequenz zu dem Tunerteil auswählt und
liefert, wenn das Ausgangssignal (sig7a) von dem Kom
parator 7 einen positiven logischen Wert aufweist,
wobei der Spannungswert des S Messer-Signals, das die
in Fig. 15 gezeigte Eigenschaft aufweist, größer ist
als ein Antennenschaltspannungspegel, werden die An
tennen 1 und 2 alternierend geschaltet, wenn das Aus
gangssignal (sig303) vom Flip-Flop periodisch zu dem
positiven logischen Wert und dem negativen logischen
Wert geändert wird. Diese oben beschriebene Antennenschaltoperation
wird fortgesetzt, bis das Steuersi
gnal (sig7a) auf den negativen logischen Wert als
Ausgangssignal vom Komparator 7 geändert wird, bis
der Spannungswert des S Messer-Signals (sig6b) größer
ist als die Antennenschaltpegelspannung und nachdem
die Wahlvorrichtung 302 das Massesignal auswählt und
liefert und nachdem das Ausgangssignal vom Flip-Flop
303 festgelegt ist, um eine der Antennen 1 und 2 kon
tinuierlich auszuwählen.
Fig. 14 zeigt ein Beispiel der Änderung des Wertes
des S Messer-Signals (sig6a) und der Antennenschalt
operation.
Das Tunerteil 4 stimmt das Hochfrequenzsignal (sig3)
von dem Diversityteil 3 mit einer gewünschten Fre
quenz auf der Grundlage des von dem PLL Teil 5 gelie
ferten Abstimmspannung ab und wandelt das gewünschte
Hochfrequenzsignal in dem Hochfrequenzsignal (sig3)
in das Zwischenfrequenzsignal um.
Das FM Detektionsteil 6 empfängt das Zwischenfre
quenzsignal von dem Tunerteil 4 und führt eine FM
Detektionsoperation des empfangenen Zwischenfrequenz
signals (IF) durch und wandelt es in ein Basisbandsi
gnal (sig6b) um und liefert das Basisbandsignal, das
S Messer-Signal, das durch Gleichrichtung des Zwi
schenfrequenzsignals erhalten wird, und das Stopsi
gnal, das angibt, daß die Stärke des empfangenen
elektromagnetischen Feldes größer ist als eine ge
wünschte Stärke.
Fig. 14 zeigt Ausgangskennlinien des Stopsignals zu
dem empfangenen elektromagnetischen Feld in einem
digitalen Empfänger nach dem Stand der Technik ent
sprechend Fig. 11.
Fig. 15 zeigt die Ausgangscharakteristik des S Meter-
Signals in Abhängigkeit von dem empfangenen elektri
schen Feld in den digitalen Empfänger nach dem Stand
der Technik entsprechend Fig. 11.
Das digitale Demodulatorteil 9 wählt ein Multiplex
sendesignal aus, das in dem von dem FM Detektionsteil
6 gelieferten Basisbandsignal (sig6a) in digitaler
Form moduliert ist, und erzeugt ein digitales demodu
liertes Signal (sig9a) und ein Synchrontaktsignal
(sig9b), was später beschrieben wird, und sendet sie.
Ein Audioverarbeitungsteil 14 wählt ein Audiosignal
in dem Basisbandsignal (sig6a) aus, das von dem FM
Detektionsteil 6 geliefert wird und verstärkt ein
Audiostereosignal, das durch Demodulation des Audio
signals in Stereoform erhalten wird, und liefert das
Audiostereosignal an den Lautsprecher, um den Laut
sprecher 15 anzutreiben.
Das Fehlerkorrekturteil 10 empfängt das von dem digi
talen Demodulatorteil 9 gelieferte digitale demodu
lierte Signal (sig9a) und führt eine Fehlerkorrektur
operation für das digitale demodulierte Signal
(sig9a) durch, indem das Fehlerkorrekturkennzeichen
in dem digitalen demodulierten Signal verwendet wird,
und erzeugt ein Datensignal (sig10a) und zusätzliche
Informationen (sig10b), wie das synchrone Feststel
lungssignal und die Empfangsrate und sendet sie an
die Steuereinheit 11.
Die Steuereinheit 11 empfängt das Datensignal
(sig10a) von dem Fehlerkorrekturteil 10 und zeigt das
Datensignal (sig10a) auf dem Anzeigeteil 12 an und
führt verschiedene Steueroperationen, wie die Ab
stimmsteueroperation und die Audiosteueroperation
durch.
Als nächstes wird die Abstimmoperation der Steuerein
heit 11 in dem digitalen Empfänger nach dem Stand der
Technik entsprechend Fig. 11 beschrieben. Die Ab
stimmoperation der Steuereinheit 11 bezieht sich am
meisten direkt auf die Merkmale eines digitalen Emp
fängers nach der vorliegenden Erfindung.
In der Abstimmsteueroperation werden die einer Ab
stimmfrequenz angebenden Daten (sig11b) von der Steu
ereinheit 11 an das PLL Teil 5 unter Verwendung des
PLL Steuersignals (sig11b) gesendet. Dann erzeugt das
PLL Teil 5 die Abstimmspannung auf der Grundlage der
die Abstimmfrequenz angebenden Daten (sig11). Dann
stimmt das Tunerteil 4 das Hochfrequenzsignal (sig3)
von dem Diversityteil 3 auf der Grundlage der Ab
stimmspannung ab.
Eine vollautomatische Auswahloperation für Rundfunk
stationen ändert sequentiell Daten der Abstimmfre
quenz und tastet die Abstimmfrequenz ab und stoppt
die Abtastoperation, wenn die Stärke des empfangenen
elektromagnetischen Feldes größer als der vorbestimm
te Wert ist, indem das von dem FM Detektionsteil 6
gelieferte Stopsignal (sig6c) verwendet, wird.
Vor der Beschreibung der digitalen Demodulationsope
ration, die von dem digitalen Demodulatorteil 9
durchgeführt wird, wird die Basistheorie über das
Verzögerungsdetektionsverfahren erläutert, das in dem
digitalen Empfänger nach dem Stand der Technik ent
sprechend Fig. 11 verwendet wird.
Im allgemeinen wird ein moduliertes Signal durch die
folgende Gleichung gegeben:
s(t) = cos[2πft + ϕ(t)],
wobei f die Trägerfrequenz eines digital modulierten
Signals und ϕ(t) eine digital modulierte Komponente
ist.
Wenn das modulierte Signal mit einem Signal multipli
ziert wird, das um den Zeitraum eines Bits verzögert
ist und dann die Hochfrequenzkomponente in dem Ergeb
nis der Multiplikation eliminiert wird, ergibt sich
das Signal sig20 zu:
sig20 = cos[2πft + ϕ(t) - ϕ(t - T)].
Da der Term "2πft" zu 9,5π in einer FM Multiplex-
Rundfunkübertragung wird, wird die obige Gleichung
zu:
sig20 = sin[ϕ(t) - ϕ(t - T)].
Somit kann nur die modulierte Komponente ϕ(t) in dem
modulierten Signal ausgewählt werden.
Dieses digitale Modulationsverfahren, das in dem FM
Multiplexrundfunk verwendet wird, wird als L-MSK Mo
dulationsverfahren bezeichnet.
Dieses Modulationsverfahren ist eines der Frequenzmo
dulationsverfahren. In diesem Modulationsverfahren
ist, wie in Fig. 16 gezeigt wird, der positive logi
sche Zustand 80 kHz und der negative logische Zustand
72 kHz.
Als nächstes wird die Funktionsweise der digitalen
Demodulatoreinheit 9 erläutert.
Da das Basisbandsignal der FM Multiplex-Rundfunküber
tragung ein Frequenzspektrum entsprechend Fig. 17
aufweist, wird ein Multiplexübertragungssignal, das
in einer digitalen Form moduliert ist, von dem Band
paßfilter 16 aus dem Basisbandsignal (sig6a) ausge
wählt, das von dem FM Detektionsteil 6 geliefert
wird. Als nächstes wird das digitale modulierte Si
gnal in ein digitales Signal durch die Binärcode-
Quantisierungsvorrichtung 17 umgewandelt, um das di
gitale modulierte Signal um den Zeitraum "T" eines
Bits unter Verwendung der Schieberegister aufweisen
den Verzögerungsvorrichtung zu verzögern.
Das Exklusiv-ODER-Ausgangssignal (sig19), das durch
eine Exklusiv-ODER-Operation zwischen dem digitalen
modulierten Signal (sig17), das in eine Binärform
umgewandelt wurde, und dem Signal (sig18), das um den
Zeitraum "T" eines Bits mit Hilfe der Verzögerungs
vorrichtung 18 verzögert wurde, gefunden wurde, wird
über das Tiefpaßfilter 20 an die Datenbewertungsvor
richtung 21 geliefert. Dabei wird das Detektionsaus
gangssignal entsprechend Fig. 18 erhalten, bei dem
die Hochfrequenzkomponente eliminiert ist.
Dieses Detektionsausgangssignal (sig20) wird durch
die Datenbewertungsvorrichtung 21 in Synchronisation
mit dem Synchrontaktsignal, das von der Synchrontakt
signal-Wiedergabeeinheit 22 geliefert wird, beur
teilt, und die Datenbewertungsvorrichtung erzeugt das
Datensignal (sig9a) auf der Grundlage des Ergebnisses
der Datenbeurteilungsoperation.
Die Synchrontakt-Wiedergabeeinheit 22 vergleicht das
Detektionsausgangssignal (sig20) mit dem synchronen
Taktsignal an der ansteigenden Flanke oder der fal
lenden Flanke des Detektionsausgangssignals (sig20).
Dann erzeugt die Einheit 22 das Signal (sig23a) der
voraneilenden Phase, wenn die Phase des Synchrontakt
signals vor der Phase des Detektionsausgangssignals
liegt, und erzeugt das Verzögerungsphasensignal
(sig23b), wenn die Phase des Synchrontaktsignals ver
zögert ist.
Das sequentielle Filter 24 in der Synchrontakt-Wie
dergabeeinheit 22 umfaßt Zählkreise, die jeweils die
Funktion einer digitalen Integrationsoperation auf
weisen, um den Einfluß von Störungen, wie Jitter zu
verringern. Hier wird der Aufbau und die Funktions
weise eines typischen N vor M Zählerkreises erläu
tert.
Der N vor M Zählerkreis erzeugt das Verzögerungspha
sen-Steuersignal (sig24a), wenn die Gesamtzahl der
Signale der voreilenden Phase N ist (wobei N eine
positive Zahl ist) und erzeugt das Steuersignal der
voreilenden Phase (sig24b), wenn die Gesamtanzahl der
Verzögerungsphasensignale N ist (wobei N eine positi
ve Zahl ist), bis die Gesamtsumme der Anzahl der Si
gnale der voreilenden Phase und der Verzögerungspha
sensignale M erreicht (wobei M eine positive Zahl
ist). Zusätzlich wird der N vor M Zählerkreis rückge
setzt, wenn die Gesamtzahl der Signale der voreilen
den Phase und der Verzögerungsphasensignale M er
reicht (wobei M eine positive Zahl ist).
Die Vorrichtung 26 zur Addition/Eliminierung eines
Impulses liefert das Ausgangssignal von dem Oszillator
25 ohne Impuls, wenn die Vorrichtung 26 das Ver
zögerungssteuersignal (sig24a) vom sequentiellen Fil
ter 24 empfängt. Dagegen liefert die Vorrichtung 26
zur Addition/Eliminierung eines Impulses das Aus
gangssignal vom Oszillator 25 unter Einschließung
eines Impulses, wenn die Vorrichtung 26 das Steuersi
gnal (sig24b) von dem sequentiellen Filter 24 emp
fängt.
Der Teiler 27 teilt das Signal von der Vorrichtung 26
zur Addition/Eliminierung eines Impulses und erzeugt
das Synchrontaktsignal (sig9b). Die Oszillatorfre
quenz vom Oszillator 25 ist so gewählt, daß sie das
k-fache der Frequenz des Synchrontaktsignals ist und
das Teilerverhältnis des Teilers 27 ist so gewählt,
daß es 1/k der Oszillatorfrequenz vom Oszillator 25
beträgt (wobei k eine positive ganze Zahl ist).
Als bekannte Literatur, die sich auf digitale Empfän
ger nach dem Stand der Technik, wie auf den oben be
schriebenen FM Multiplex-Rundfunkempfänger bezieht,
werden die japanischen Offenlegungsschriften Nr.
6-276113, Nr. 4-47729 und Nr. 4-47730 genannt.
Da der FM Multiplex-Rundfunkempfänger nach dem Stand
der Technik den oben beschriebenen Aufbau aufweist,
gibt es kein Verfahren zum Erfassen eines Datenemp
fangszustandes des Empfängers mit der Ausnahme des
Verfahrens, bei dem der Datenempfangszustand durch
Empfang des synchronen Herstellungssignals
(establishing signal) (sig10b) detektiert wird, um
von der Herstellung der Datensynchronoperation für
die von dem Fehlerkorrekturteil 10 gesendeten Daten
zu informieren, oder der Datenempfangszustand wird
unter Verwendung der Datenfehlerrate, die durch die
Fehlerdetektionsoperation oder die Fehlerkorrektur
operation erhalten wird oder unter Verwendung des S
Meter-Wertes erfaßt.
Es gibt ein Blocksynchron-Herstellungssignal und ein
Rahmensynchron-Herstellungssignal in dem Synchronher
stellungssignal. Bei der Verwendung des Blocksyn
chron-Herstellungssignals gibt es ein Problem dahin
gehend, daß eine große Zeitverzögerung auftritt, die
vom Empfang der von der Rundfunkstation gesendeten
elektromagnetischen Welle bis zur Detektion des Syn
chron-Herstellungssignals gezählt wird, da dieses
Blocksynchron-Herstellungssignal auf der Grundlage
einer sequentiellen Detektion des Synchronbits durch
mehrere Male erhalten wird. Somit ist es schwierig,
das Blocksynchron-Herstellungssignal als Steuersignal
für Vorrichtungen, wie für das Diversityteil 3 nach
Fig. 11 zu verwenden, bei denen ein schnelles Anspre
chen verlangt wird.
Fig. 19 zeigt einen Datenformataufbau, der für den FM
Multiplexrundfunk verwendet wird. Da in dem Fall der
FM Multiplex-Rundfunkübertragung ein Block aus 272
Bits besteht, wird eine Zeitverzögerung von einigen
hundert ms bewirkt, um die Herstellung der Blocksyn
chronisierung in einigen Fällen zu erfassen. Da dar
über hinaus 16 Bits in einem Block zur Herstellung
der Blocksynchronisationsoperation verwendet werden,
gibt es keine Sicherheit, daß die Synchronbits (16
Bits) gleich dem anderen Teil des Datenformats im
Empfangszustand, wie eine Empfangszeit sind, wie in
Fig. 19 gezeigt wird.
Da darüber hinaus das Herstellungssignal der Rahmen
synchronisierung nach Empfang der Synchronbits mit
einem vorbestimmten Muster erzeugt wird, wird mehr
Zeit zur Erfassung der Herstellung der Rahmensynchro
nisierung als für die der Blocksynchronisierung ver
wendet. Da darüber hinaus die Empfangsrate auf der
Grundlage der Anzahl von Blocks, die in der Fehler
korrekturoperation nicht richtig waren, berechnet
wird, wird mehr Zeit benötigt, um die Herstellung der
Empfangsrate als die der Rahmensynchronisierung zu
erfassen.
Obwohl die Beziehung zwischen einem Spannungswert des
S Messer-Signals und der Empfangsrate, das heißt der
Fehlerrate, klar durch Verwendung des S Messer-Si
gnals (sig6b) gezeigt werden kann, ist es schwierig,
eine Verschlechterung des Datenempfangszustandes zu
detektieren, die durch eine Mehrwegphasendifferenz
bewirkt wird, selbst wenn die DU Rate erhöht wird.
Somit kann in einigen Fällen der Datenempfangszustand
unter Verwendung des S Messer-Signals (sig6b) nicht
detektiert werden.
Alle FM Rundfunkstationen senden nicht immer eine
Multiplex-Rundfunkübertragung. Darüber hinaus über
tragen alle aktuellen Rundfunkzeiträume in einer FM
Multiplex-Rundfunkstation nicht die Multiplex-Rund
funkübertragung.
Somit kann keine Erfassung vorgenommen werden, um zu
wissen, ob die Multiplex-Rundfunkübertragung im EIN-
Zustand ist oder nicht, indem das S Messer-Signal
(sig6b) oder das Stopsignal (sig6c) verwendet wird.
Wenn in diesem Fall automatisch eine Multiplex-Rund
funkübertragung gewählt wird, muß das Fehlen der Mul
tiplex-Rundfunkübertragung detektiert werden, indem
das Synchronherstellungssignal und die Empfangsrate
nach ihrer Auswahl auf der Grundlage des S Messer-Si
gnals (sig6b) oder des Stopsignals (sig6c) verwendet
werden. Darüber hinaus muß in diesem Fall das Fehlen
der Multiplex-Rundfunkübertragung für eine Rundfunk
station, die keinen Multiplex-Rundfunk sendet, über
prüft werden. Da dies in den oben beschriebenen Fäl
len mehr Zeit verlangt, gibt es ein Problem.
Darüber hinaus sind Informationen anzuzeigen, nachdem
Empfangsdaten in einen Speicher in der oben beschrie
benen FM Multiplex-Rundfunkübertragung akkumuliert
wurden. Daher können in einigen Fällen die empfange
nen Daten nicht angezeigt werden, bevor nicht die
Datenakkumulation beendet wurde, selbst wenn der Emp
fangszustand der Daten gut ist.
Das der FM Multiplex-Rundfunkempfänger nach dem Stand
der Technik den oben beschriebenen Aufbau aufweist,
ist es bei dem bekannten Empfänger nachteilig, daß
eine Bedienperson nicht unmittelbar weiß, ob die Emp
fangsdaten nach der Beendigung der Datenakkumulation
in einem guten Datenempfangszustand angezeigt werden
oder ob keine anzuzeigenden Daten bei schlechtem Da
tenempfangszustand vorhanden sind.
Da darüber hinaus das sequentielle Filter 24 zur Ver
ringerung des Einflusses von Störungen, wie Jitter,
durch Ausführen einer Integralzähloperation des Aus
gangssignals von Binärcodequantisierungs-Phasenkom
parator in der Synchrontakt-Wiedergabeeinheit 22 nach
dem Stand der Technik verwendet wird, ist es schwie
rig, auf eine scharfe Phasenänderung zu antworten,
die in dem Diversityteil 3 durch Schalten der Anten
nen 1 und 2 bewirkt wird. Dies ist ein Problem.
Die DE 38 81 805 T2 beschreibt eine Vorrichtung zur
Erfassung eines Phasenfehlers zwischen Referenzsigna
len und einem zu demodulierenden Eingangssignal bei
kohärenter digitaler Demodulation mit einem Demodula
tor, welcher eine Detektionsvorrichtung zum Erfassen
des modulierten Eingangssignals und eine Triggerer
zeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Triggersignals
enthält.
Weiterhin ist aus der EP 0 534 486 A2 ein digitaler
Empfänger bekannt, welcher ein Empfangsteil zum Emp
fangen eines digitalen modulierten Signals und einen
Demodulator zum Detektieren, Beurteilen und Demodu
lieren des empfangenen Signals sowie zum Erzeugen ei
nes Datensignals aufweist. Der Demodulator umfaßt ei
ne erste und eine zweite Detektionsvorrichtung zum
Detektieren des empfangenen Signals und zum Erzeugen
von Detektionsausgangssignalen und eine erste und ei
ne zweite Triggererzeugungsvorrichtung zum Erzeugen
eines ersten und zweiten Triggersignals auf der
Grundlage der Signalform der Detektionsausgangssigna
le. Hierbei führt der Empfänger vorbestimmte Prozesse
durch, während die erste und die zweite Triggererzeu
gungsvorrichtung Ausgangssignale zur gleichen Zeit
erzeugen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Be
rücksichtigung der obigen Nachteile einen digitalen
Empfänger mit einem einfachen Schaltungsaufbau zu
schaffen, bei dem genaues und stabiles Synchrontakt
signal schnell erhalten werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale
des Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Un
teransprüchen.
Gemäß einer ersten Ausführung der vorliegenden Erfin
dung umfaßt der digitale Empfänger ein Empfangsteil
zum Empfangen eines digitalen modulierten Signals,
das in digitaler Form moduliert wurde und einen digi
talen Demodulator zum Erfassen, Beurteilen und Demo
dulieren des empfangenen digitalen modulierten Si
gnals und zum Erzeugen eines Datensignals, welcher
umfaßt: eine Detektionsvorrichtung zum Erfassen des
empfangenen digitalen modulierten Signals, eine Trig
gererzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Trigger
signals auf der Grundlaie des Detektionsausgangs
signals, eine Mehrzahl von Oszillatoren, die jeweils
eine feste Frequenz erzeugen, und eine Synchrontakt-
Wiedergabevorrichtung zum Erzeugen eines Synchron
takt-Wiedergabesignals, die umfaßt: eine Schaltvor
richtung zum Auswählen eines der Mehrzahl von Oszil
latoren abhängig von einem hohen und einem niedrigen
Pegel des Synchrontakt-Wiedergabesignals, während das
Triggersignal empfangen wird, und einen Teiler zum
Teilen einer Frequenzperiode des Synchrontakt-
Wiedergabesignals auf der Grundlage eines der von der
Schaltvorrichtung ausgewählten Oszillatoren.
Da der digitale Empfänger die Synchrontakt-Wiederga
bevorrichtung zum Schalten von Oszillatoren auf der
Grundlage eines Triggersignals, das durch die Signal
form eines Detektionsausgangssignals und eines Syn
chrontaktsignals erhalten wird, aufweist, kann
schnell ein genaues und stabiles Synchrontaktsignal
erhalten werden.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung weist die De
tektionsvorrichtung eine erste und zweite Detektions
vorrichtung zum Erfassen des empfangenen digitalen
modulierten Signals und zum Erzeugen von Detektions
ausgangssignalen auf, die Triggervorrichtung weist
eine erste und zweite Triggererzeugungsvorrichtung
zum Erzeugen eines ersten und zweiten Triggersignals
auf der Grundlage der Signalformen der Detektionsaus
gangssignale auf, und die Synchrontakt-Wiedergabevor
richtung weist eine Schaltvorrichtung zum Auswählen
eines der Mehrzahl von Oszillatoren abhängig von ei
nem hohen und einem niedrigen Pegel des Synchrontakt-
Wiedergabesignals, während das erste und zweite Trig
gersignal zur gleichen Zeit erhalten werden, und ei
nen Teiler zum Teilen einer Frequenzperiode des Syn
chrontakt-Wiedergabesignals auf der Grundlage eines
von der Schaltvorrichtung ausgewählten Oszillators
auf.
Da somit der digitale Empfänger die Synchrontakt-Wie
dergabevorrichtung zum Schalten von Oszillatoren auf
der Grundlage des Ergebnisses einer logischen UND-
Operation von Triggersignalen, die durch die Signal
formen der Detektionsausgangssignale der ersten und
zweiten Detektionseinheit erhalten werden, und des
Synchrontaktsignals aufweist, kann schnell und genau
ein stabiles Synchrontaktsignal erhalten werden und
es kann eine fehlerhafte Synchronoperation verhindert
werden.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind
in der Zeichnung dargestellt und werden in der nach
folgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines digitalen Demodu
latorteils in einem digitalen Empfän
ger mit einer Vorrichtung zum Erfassen
der Empfangsqualität,
Fig. 2 eine Darstellung von Signalformen von
Operationen der Empfangsqualitäts-Er
fassungsvorrichtung in dem digitalen
Demodulatorteil nach Fig. 1,
Fig. 3 eine Kennlinie eines Ausgangssignals
in Abhängigkeit von der Eingangsfre
quenz im Falle, daß die Empfangsquali
täts-Erfassungsvorrichtung in dem di
gitalen Demodulatorteil nach Fig. 1
eine einzige Frequenz empfängt,
Fig. 4 eine Kennlinie der Fehlerrate und ei
nes Ausgangssignals, wenn die Emp
fangsqualitäts-Erfassungsvorrichtung
in dem digitalen Demodulatorteil nach
Fig. 1 aktuelle Daten empfängt,
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines digitalen
Demodulatorteils in einem digitalen
Empfänger nach einem ersten bevorzug
ten Ausführungsbeispiel der vorlie
genden Erfindung,
Fig. 6 eine Darstellung zum Erläutern einer
Operation einer Auswahlvorrichtung in
dem digitalen Demodulatorteil nach
Fig. 5,
Fig. 7 eine Signalformdarstellung zum Erläu
tern der Betriebsweise einer Synchron
takt-Wiedergabevorrichtung in dem di
gitalen Demodulatorteil nach Fig. 5,
Fig. 8 eine Signalformdarstellung zum Erläu
tern einer Betriebsweise einer Syn
chrontakt-Wiedergabevorrichtung in dem
digitalen Demodulatorteil nach Fig. 5,
Fig. 9 eine Signalformdarstellung zum Erläu
tern der Funktionsweise der Synchron
takt-Wiedergabevorrichtung in dem di
gitalen Demodulatorteil nach Fig. 5,
Fig. 10 ein Blockschaltbild eines digitalen
Demodulatorteils in einem digitalen
Empfänger nach einem zweiten bevorzug
ten Ausführungsbeispiel der vorliegen
den Erfindung,
Fig. 11 ein Blockschaltbild eines digitalen
Empfängers nach dem Stand der Technik
als ein FM Multiplex-Rundfunkempfän
ger,
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines digitalen
Demodulatorteils in dem FM Multiplex-
Rundfunkempfänger nach dem Stand der
Technik,
Fig. 13 ein Blockschaltbild eines Diversity
teils in dem FM Multiplex-Rundfunkemp
fänger nach Fig. 11 entsprechend dem
Stand der Technik,
Fig. 14 eine Darstellung der Signalform zur
Erläuterung der Funktionsweise des
Diversityteils in dem FM Multiplex-
Rundfunkempfänger nach dem Stand der
Technik entsprechend Fig. 11,
Fig. 15 eine Darstellung einer Kennlinie eines
S Meter-Ausgangssignals in dem FM Mul
tiplex-Rundfunkempfänger nach dem
Stand der Technik entsprechend Fig.
11,
Fig. 16 die Darstellung einer Signalform, die
eine digitale Modulationssignalform in
einem FM Multiplex-Rundfunkübertra
gungsvorgang zeigt,
Fig. 17 eine Darstellung des Frequenzspektrums
eines Basisbandsignals bei einer FM
Multiplex-Rundfunkübertragung,
Fig. 18 eine Signalformdarstellung zum Erläu
tern der Funktionsweise eines digita
len Demodulatorteils in dem FM Multi
plex-Rundfunkempfänger nach dem Stand
der Technik entsprechend Fig. 11, und
Fig. 19 die Darstellung eines Datenformats,
das bei der FM Multiplex-Rundfunküber
tragung verwendet wird.
Fig. 1 ist die Darstellung eines Aufbaus eines digi
talen Demodulatorteils 100 in einem digitalen Empfän
ger, wie einem FM Multiplex-Rundfunkempfänger nach
einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 1 sind einige Bauteile in dem digitalen Demo
dulatorteil eines Ausführungsbeispiels nach der Er
findung, die denen des digitalen Demodulatorteils
nach Fig. 12 im Aufbau und in der Funktion entspre
chen, mit den gleichen Bezugszeichen des digitalen
Demodulatorteils nach dem Stand der Technik nach Fig.
12 bezeichnet und ihre Erläuterungen werden hier weg
gelassen.
In dem digitalen Demodulatorteil nach Fig. 1 bezeich
net das Bezugszeichen 28 eine erste Impulserzeugungs
vorrichtung zum Empfangen eines digitalen binärmodu
lierten Wellensignals (sig17), das von der Binär
quantisierungsvorrichtung 17 gesendet wird, zum Er
fassen einer Anstiegsflanke dieser digitalen binärmo
dulierten Wellenform und zum Erzeugen eines positiven
Impulses (sig28). Das Bezugszeichen 29 ist ein erstes
logisches Exklusiv-ODER-Gatter zum Durchführen einer
logischen Exklusiv-ODER-Operation zwischen einem von
der Binärquantisierungsvorrichtung 17 erzeugten digi
talen binärmodulierten Wellensignal (sig17) und dem
von dem Impulsgenerator 28 erzeugten Impulswellensi
gnal (sig28) und zum Senden des Ergebnisses (sig29)
der logischen Exklusiv-ODER-Operation. Das Bezugszei
chen 30 bezeichnet einen zweiten Impulsgenerator zum
Empfangen des von der Binärquantisierungsvorrichtung
17 gesendeten digitalen binärmodulierten Signals
(sig17) und zum Erfassen einer Anstiegsflanke dieser
digital modulierten Wellenform und zum Erzeugen eines
negativen Impulses (sig30). Das Bezugszeichen 31 be
zeichnet ein zweites logisches Exklusiv-ODER(EX-
ODER)-Gatter zum Durchführen einer logischen Exklu
siv-ODER-Operation zwischen der binären digitalen
Modulationswellenform (sig17), die von der Binärquan
tisierungsvorrichtung 17 gesendet wird, und der Im
pulswellenform (sig30), die von dem zweiten Impuls
generator 30 erzeugt wird, und zum Erzeugen des Er
gebnisses der logischen Exklusiv-ODER-Operation. Das
Bezugszeichen 32 bezeichnet ein logisches ODER-Gatter
zum Durchführen einer logischen ODER-Operation zwi
schen den beiden Ergebnissen der von den logischen
Exklusiv-ODER-Gattern 29 und 32 durchgeführten logi
schen Exklusiv-ODER-Operation und zum Erzeugen des
Ergebnisses der logischen ODER-Operation. Das Bezugs
zeichen 33 bezeichnet einen dritten Impulsgenerator
zum Erfassen einer Anstiegsflanke des von dem logi
schen ODER-Gatter 32 gesendeten Ausgangssignals und
zum Erzeugen eines positiven Impulses (sig33). Das
Bezugszeichen 34 bezeichnet ein logisches Exklusiv-
ODER-Gatter zum Durchführen einer logischen Exklusiv-
ODER-Operation zwischen der Ausgangswellenform von
dem logischen ODER-Gatter 32 und der Impulswellenform
von dem dritten Impulsgenerator 33 und zum Erzeugen
des Ergebnisses der logischen Exklusiv-ODER-Opera
tion. Das Bezugszeichen 35 bezeichnet einen
Glättungskreis zum Glätten des Ausgangssignals
(sig34) vom dritten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 34
und zum Erzeugen eines geglätteten Signals. Das Be
zugszeichen 36 bezeichnet einen Verstärker zum Ver
stärken des Ausgangssignals von dem Glättungskreis 35
und zum Erzeugen des verstärkten Signals (sig36). Die
Vorrichtung 37 zum Erfassen der Empfangsqualität in
dem digitalen Demodulatorteil 100 umfaßt die oben
beschriebenen Bauteile 28 bis 36.
Eine digitale Modulationswellenform, die in einem FM
Multiplexrundfunk verwendet wird, basiert auf einem
Frequenzmodulationsverfahren. Der positive logische
Zustand der digitalen Modulationswellenform wird un
ter Verwendung von 80 kHz moduliert und der negative
logische Zustand wird unter Verwendung von 72 kHz mo
duliert.
Wenn somit ein digital moduliertes Signal empfangen
wird, erzeugt die Binärquantisierungsvorrichtung 17
entweder eine Rechteck-Ausgangswellenform (sig17) von
80 kHz oder eine Rechteck-Ausgangswellenform (sig17)
von 72 kHz.
Das digitale Demodulatorteil 100 schätzt die Emp
fangsqualität durch Erfassen einer Differenz zwischen
der Rechteck-Ausgangswellenform (sig17) und der Wel
lenform von 80 kHz oder der Wellenform von 72 kHz ab.
Da die Ausgangswellenform der Binärquantisierungsvor
richtung 17 eine Rechteck-Wellenform entweder von
80 kHz oder von 72 kHz ist, wie in Fig. 2 gezeigt
wird, werden die Ausgangswellenformen (sig29) und
(sig31) von dem ersten logischen Exklusiv-ODER-Gatter
29 und dem zweiten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 31
zu einer Wellenform oder Signalform, wie in Fig. 2
gezeigt wird, wenn die Impulsbreite der Rechteck-Wel
lenform von 80 kHz T1 ist, die Impulsbreite der
Recht-Wellenform 72 kHz T2 ist, die Impulsbreite der
Ausgangswellenform (sig28) des ersten Impulsgenera
tors 28 T3 ist, die Impulsbreite der Ausgangswellen
form (sig30) des zweiten Impulsgenerators 30 T4 ist
und die Impulsbreiten T3 und T4 gewählt werden zu:
T3 = (T1 + T2)/2,
T4 = (T1 + T2)/2.
Wenn die Impulsbreite der Ausgangswellenform (sig29)
des ersten logischen Exklusiv-ODER-Gatters 29 T5 ist
und die Wellenform von 80 kHz empfangen wird, wird T5
definiert zu:
T5 = |T1 - (T1 + T2)/2| = |(T1 - T2)/2|.
Wenn darüber hinaus die Wellenform von 72 kHz empfan
gen wird, wird T5 zu:
T5 = |T2 - (T1 + T2)/2| = |(T2 - T1)/2|.
In diesem Fall
|(T1 - T2)/2| = |(T2 - T1)/2|.
Daher kann in beiden Fällen der Wellenform von 80 kHz
und 72 kHz die gleiche Impulsbreite der Ausgangswel
lenform (sig29) des ersten logischen Exklusiv-ODER-
Gatters 29 erhalten werden.
Wenn weiterhin die Impulsbreite der Ausgangswellen
form des zweiten logischen Exklusiv-ODER-Gatters 31
T6 ist, wird ebenso wie bei der oben beschriebenen
Impulsbreite T5, die Impulsbreite T6 der Ausgangswel
lenform (sig31) des zweiten logischen Exklusiv-ODER-
Gatters 31 gleich, selbst wenn die Signalform von 80 kHz
oder von 72 kHz empfangen wird.
Da die Ausgangssignalform (sig29) vom ersten logi
schen Exklusiv-ODER-Gatter 29 auf der Grundlage der
positiven Impulsbreite der Ausgangssignalform (sig17)
von der Binärquantisierungsvorrichtung 17 erhalten
wird und die Ausgangssignalform (sig31) von dem zwei
ten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 31 auf der Grund
lage der Breite des negativen Impulses der Ausgangs
wellenform (sig17) von der Binärquantisierungsvor
richtung 17 erhalten wird, weist die Ausgangswellen
form des logischen ODER-Gatters 32 eine Impulsbreite
auf, die sowohl auf der Breite des positiven Impulses
als auch auf der Breite des negativen Impulses der
Ausgangssignalform (sig17) von der Binärquantisie
rungsvorrichtung 17 basiert.
Die Impulsbreite der Ausgangswellenform (sig33) vom
dritten Impulsgenerator 33 ist T7 und T7 wird gewählt
zu:
T7 = |(T1 - T2)/2|,
wenn die Wellenform von 80 kHz oder 72 kHz empfangen
wird, wird die Impulsbreite T8 der Wellenform (sig34)
von dem dritten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 34
gegeben zu:
T8 = |T5 - T7| = 0 oder T8 = |T6 - T7| = 0.
Somit kann die Ausgangswellenform (sig34) vom dritten
Exklusiv-ODER-Gatter 34 eliminiert werden, wie in
Fig. 2 gezeigt wird.
Wenn Störungen oder Rauschen in der empfangenen Wel
lenform enthalten sind, wird eine Phasenverzögerung
von der Wellenform von 80 kHz oder 72 kHz bewirkt. In
diesem Fall hat die Impulsbreite der Ausgangswellen
form (sig17) von der Binärquantisierungsvorrichtung
17 eine Phasenverzögerung, die zu der Impulsbreite T1
der Rechteck-Wellenform von 80 kHz oder der Impuls
breite T2 der Rechteck-Wellenform von 72 kHz verzö
gert ist.
Wenn nun die Impulsbreite des empfangenen Signals,
das in einen Binärcode durch die Binärquantisierungs
vorrichtung 17 umgewandelt wird, T9 ist, wird T5 ge
geben zu:
T5 = |T9 - (T1 + T2)/2|.
Daher wird die Impulsbreite T8 der Wellenform (sig34)
vom dritten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 34, die
auf der Grundlage von T5 erhalten wird, bestimmt zu:
T8 = |T5 - T7| = ||T9 - (T1 + T2)/2| - (T2 - T1)/2|.
T8 = |T5 - T7| = ||T9 - (T1 + T2)/2| - (T2 - T1)/2|.
- 1. Wenn T9 ≧ (T1 + T2)/2 ist, wird T8 zu:
T8 = |T9 - (T1 + T2)/2 - (T2 - T1)/2| = |T9 - T2|. - 2. Wenn T9 ≦ (T1 + T2)/2 ist, wird T8 zu:
T8 = |(T1 + T2)/2 - T9 - (T2 - T1)/2| = |T1 - T9|.
Somit ist auf der Grundlage der obigen Erläuterungen
die Impulsbreite T8 der Wellenform (sig34) von dem
dritten logischen Exklusiv-ODER-Gatter 34 gleich der
Impulsbreite mit einer kleineren Fehlerdifferenz zwi
schen der Impulsbreite der Ausgangswellenform (sig17)
von der Binärquantisierungsvorrichtung 17 und entwe
der der Impulsbreite der Ausgangswellenform von
80 kHz oder Impulsbreite von 72 kHz. Daher kann die
Qualität des empfangenen Signals unter Verwendung der
Impulsbreite T8 abgeschätzt werden.
Darüber hinaus kann ein Spannungswert entsprechend
der Impulsbreite T8 als Ausgangssignal (sig35) vom
Glättungskreis 35 erzeugt werden, indem das Ausgangs
signal (sig34) vom dritten logischen Exklusiv-ODER-
Gatter 34 geglättet wird.
Fig. 3 ist eine Kennlinie der Spannung des Ausgangs
signals (sig35) vom Glättungskreis 35 in Abhängigkeit
von der Eingangsfrequenz, wenn das digitale Demodula
torteil 100 nach Fig. 1 eine Sinuswelle einer einzi
gen Frequenz empfängt. In diesem Fall hat, wie in
Fig. 3 gezeigt wird, der Wert der Ausgangsspannung
(sig36) vom Verstärker 36 den niedrigsten Wert, wenn
die Eingangsfrequenz 80 kHz oder 72 kHz beträgt.
Fig. 4 ist eine Kennlinie, die die Beziehung zwischen
einer Fehlerrate und dem Ausgangssignal (sig36) von
dem Verstärker 36 zeigt, wenn aktuelle Daten von dem
Kreis empfangen werden, der den Aufbau des digitalen
Demodulatorteils nach Fig. 1 aufweist.
Wenn, wie klar in Fig. 4 gezeigt wird, die Fehlerrate
gering ist, das heißt die Qualität des empfangenen
Signals gut ist, verringert sich die Ausgangsspannung
(sig36) vom Verstärker 36. Wenn dagegen die Fehler
rate hoch ist, das heißt die Qualität des empfangenen
Signals schlecht ist, wird die Ausgangsspannung
(sig36) vom Verstärker 36 hoch.
Fig. 5 zeigt den Aufbau eines digitalen Demodulator
teils 600 nach dem ersten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung. Auch hier werden die Bautei
le, die mit den gleichen Bezugszeichen wie in den
vorangehenden Zeichnungen bezeichnet sind, nicht noch
einmal beschrieben.
In dem digitalen Demodultorteil 600 nach Fig. 5
bezeichnet das Bezugszeichen 54 eine Triggererzeu
gungsschaltung zum Erfassen eines Nulldurchgangs des
von dem Tiefpaßfilter 20 gelieferten Detektionsaus
gangssignals (sig20) zum Erzeugen eines Triggerimpul
ses und das Bezugszeichen 37 bezeichnet eine Vorrich
tung zum Erfassen der Empfangsqualität, deren Aufbau
der gleiche ist wie in dem digitalen Demodulatorteil
100 nach Fig. 1.
Das Bezugszeichen 55 bezeichnet einen Komparator zum
Vergleichen des Spannungswertes des Ausgangssignals
(sig36) von dem Verstärkerkreis 36 in der Vorrichtung
37 zum Bestimmen der Empfangsqualität mit der Refe
renzspannung VR2 und zum Erzeugen eines negativen
Ausgangssignals, wenn die Spannung des Ausgangssi
gnals (sig36) von der Vorrichtung 37 zur Bestimmung
der Empfangsqualität größer als die Referenzspannung
VR2 ist. Das Bezugszeichen 56 bezeichnet ein logi
sches UND-Gatter zum Erzeugen des Ergebnisses einer
logischen UND-Operation zwischen dem Ausgangssignal
vom Komparator 55 und dem Ausgangssignal von der
Triggererzeugungsschaltung 54. Die Bezugszeichen 58,
59 und 60 bezeichnen Oszillatoren.
Das Bezugszeichen 57 bezeichnet eine Auswahlvorrich
tung zum Auswählen eines der Ausgangssignale der Os
zillatoren 58, 59 und 60 auf der Grundlage des Aus
gangssignals von dem logischen UND-Gatter 56 und dem
Ausgangssignal von einem Teiler 61, der später genau
er beschrieben wird.
Das Bezugszeichen 61 bezeichnet den Teiler zum Teilen
des Ausgangssignals von der Auswahlvorrichtung 57 und
zum Erzeugen des synchronen Taktsignals (sig9b).
Als nächstes wird die Funktionsweise des digitalen
Demodulatorteils 600 mit dem Aufbau nach Fig. 5 näher
beschrieben.
Es wird definiert, daß die Frequenz des synchronen
Taktsignals "f" ist, die Teilungsrate des Teilers "k"
ist, die Frequenzen der Oszillatoren 58, 59 und 60
fa = 0, fb = k × f und fc = 2 × k × f sind. Wenn die Oszil
latorfrequenz entsprechend dem Wahrheitswert nach
Fig. 6 auf der Grundlage des Triggersignals (sig54),
das basierend auf dem Nulldurchgang des Detektionsausgangssignals
(sig20) von dem Tiefpaßfilter 20 er
zeugt wird, und dem synchronen Signal (sig9b) von der
Teilervorrichtung 61 ausgewählt wird, wie klar in
Fig. 7 gezeigt wird, wird der Oszillator 59 ausge
wählt, wenn kein Triggersignal erzeugt wird.
Wenn das Triggersignal erzeugt wird, das heißt, wenn
das Triggersignal im positiven logischen Zustand ist
und wenn das synchrone Taktsignal im positiven logi
schen Zustand ist, wird der Oszillator 60 ausgewählt.
Wenn darüber hinaus das Triggersignal erzeugt wird
(wenn das Triggersignal im positiven logischen Zu
stand ist) und wenn das synchrone Taktsignal im nega
tiven logischen Zustand ist, wird der Oszillator 58
ausgewählt.
Wenn in dieser Situation das Triggersignal, das einen
stabilen Zustand bei guten Empfangsbedingungen auf
weist, die Auswahlzeiträume des Oszillators 58 und
des Oszillators 60 gleich sind, wird das synchrone
Taktsignal etabliert. Wenn dagegen der Empfangszu
stand schlecht wird und kein stabiles Triggersignal
erzeugt wird, wird beispielsweise das synchrone Takt
signal zu dem Triggersignal in Phase verzögert, wie
durch die gestrichelte Linie in Fig. 8 gezeigt wird,
wird der Zeitraum, in dem das Triggersignal und das
synchrone Taktsignal im positiven logischen Zustand
sind, erhöht, wird die ausgewählte Zeit des Oszilla
tors 60 länger, wird der Zeitraum, in dem das Trig
gersignal im positiven logischen Zustand und das syn
chrone Taktsignal im negativen logischen Zustand
sind, kürzer und verkleinert sich der Zeitraum, in
dem die Oszillatorvorrichtung 58 ausgewählt wird.
Daher wird der Zeitablauf, in dem das synchrone Takt
signal vom positiven Zustand in den negativen logischen
Zustand geändert wird, kurz und die Phase des
synchronen Taktsignals ist kurz im Vergleich mit dem
Fall, bei dem kein Triggersignal erzeugt wird. Mit
anderen Worten gesagt, wird die Signalform zu der
Signalform des synchronen Taktsignals verschoben, das
durch die durchgezogene Linie in Fig. 8 dargestellt
ist.
Wenn dagegen im umgekehrten Fall die Phase des syn
chronen Taktsignals der Phase des Triggersignals vor
aneilt, wie in Fig. 9 durch die gestrichelte Linie in
der Signalform des synchronen Taktsignals dargestellt
ist, wird der Zeitraum, in dem das Triggersignal in
dem positiven logischen Zustand ist und das synchrone
Taktsignal im positiven logischen Zustand ist, ver
ringert und der Zeitraum, in dem die Oszillatorvor
richtung 60 ausgewählt wird, wird kleiner, und der
Zeitraum, in dem das Triggersignal im positiven logi
schen Zustand ist und das synchrone Taktsignal im
negativen logischen Zustand ist, wird erhöht. Daher
wird der Zeitraum, in dem der Oszillator 58 ausge
wählt ist, lang und der Zeitpunkt, bei dem das syn
chrone Taktsignal vom logischen negativen Zustand in
den positiven logischen Zustand geändert wird, wird
voraneilen. In diesem Fall wird die Phase des syn
chronen Taktsignals im Vergleich zu dem Fall verzö
gert, bei dem kein Taktsignal erzeugt wird. In ande
ren Worten gesagt, wird das synchrone Taktsignal ver
schoben, wie durch die durchgezogenen Linien in Fig.
9 gezeigt wird. Da somit bei dem digitalen Demodula
torteil 600 des ersten Ausführungsbeispiels die Pha
senkorrekturoperation für die Phase des synchronen
Taktsignals immer durchgeführt wird, wenn ein Trig
gersignal empfangen wird, kann die Herstellung der
sychronen Operation schnell durchgeführt werden.
Darüber hinaus führt der Komparator 55 den Vergleich
zwischen der Ausgangsspannung der Vorrichtung 37 zur
Bestimmung der Empfangsqualität und der Referenzspan
nung VR2 durch, dann erzeugt der Komparator 55 den
negativen logischen Wert, wenn die Ausgangsspannung
von der Vorrichtung 37 zur Bestimmung der Empfangs
qualität größer ist als der der Referenzspannung VR2.
Dann erzeugt das logische UND-Gatter 56 solange kein
Ausgangssignal, wie der Komparator 37 den negativen
logischen Wert erzeugt, selbst wenn die Triggererzeu
gungsschaltung 54 den Triggerimpuls erzeugt. In die
sem Fall kann die Phasenkorrekturoperation nicht un
ter Verwendung des Triggerimpulssignals durchgeführt
werden.
Daher kann die synchrone Abtastoperation unter der
Bedingung einer schlechten Empfangsqualität des Emp
fangssignals das Ausgangssignal (sig36) anhalten.
Da es schwierig ist zu sagen, daß irgendein genaues
Triggersignal bei Bedingungen schlechter Empfangsqua
lität erzeugt wird, kann jede falsche Operation der
synchronen Operation verhindert werden, indem die
synchrone Abtastoperation gestoppt wird unter Verwen
dung des Triggersignals bei der Bedingung, daß die
Empfangsqualität schlecht wird eher als eine ge
wünschte Empfangsqualität.
In Fig. 10 ist der Aufbau eines digitalen Demodula
torteils 700 nach dem zweiten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung dargestellt.
In diesem digitalen Demodulatorteil werden für glei
che Bauteile wie in den vorangehenden Beispielen
gleiche Bezugszeichen verwendet und die Beschreibung
der Bauteile wird weggelassen.
In dem digitalen Demodulatorteil 700 entsprechend dem
Aufbau nach Fig. 10 bezeichnet das Bezugszeichen 62
eine zweite Triggererzeugungsschaltung zum Erfassen
des Zeitpunkts des Nulldurchgangs des Detektionsaus
gangssignals (sig45) von dem Tiefpaßfilter 45 und zum
Erzeugen des Triggerimpulssignals. Das Bezugszeichen
63 bezeichnet ein logisches UND-Gastter zum Durchfüh
ren der logischen UND-Operation zwischen den Aus
gangssignalen der ersten Triggererzeugungsschaltung
54 und der zweiten Triggererzeugungsschaltung 62 und
zum Erzeugen des Ergebnisses der logischen UND-Opera
tion. Das Bezugszeichen 64 bezeichnet eine Impulser
zeugungsvorrichtung zum Erfassen der ansteigenden
Flanke des Ausgangssignals des logischen UND-Gatters
63 und zum Erzeugen des positiven Impulses des posi
tiven logischen Wertes.
Das Bezugszeichen 66 bezeichnet einen Glättungskreis
zum Glätten des Ausgangssignals vom logischen Exklu
siv-ODER-Gatter 65 und zum Erzeugen des geglätteten
Signals. Das Bezugszeichen 67 bezeichnet einen Ver
stärkerkreis zum Verstärken des Ausgangssignals
(sig66) von dem Glättungskreis 66 und zum Erzeugen
des verstärkten Signals (sig67).
Als nächstes wird die Funktionsweise des digitalen
Demodulatorteils 700 nach Fig. 10 beschrieben.
Die Triggersignale von der ersten Triggererzeugungs
schaltung 54 und der zweiten Triggererzeugungsschaltung
62 werden zum gleichen Zeitpunkt erzeugt, wenn
der Empfangszustand gut ist. Dagegen ist die Erzeu
gungszeit des Triggerimpulssignals von der ersten
Triggererzeugungsvorrichtung 54 unterschiedlich zu
der Erzeugungszeit des Triggerimpulses von der zwei
ten Triggererzeugungsschaltung 62, wenn der Empfangs
zustand schlecht ist. In diesem Fall wird die Impuls
breite der von dem logischen UND-Gatter 63 geliefer
ten Ausgangssignalform entsprechend dem Empfangszu
stand schmal. Da die Auswahlzeit zum Auswählen eines
der Oszillatoren 58 und 60 durch die Auswahlvorrich
tung 57 kurz wird, ist es schwierig, das Triggerim
pulssignal zu synchronisieren, so daß es schwierig
ist, die Erzeugung der Fehlersynchronisieroperation
stattfinden zu lassen.
Da darüber hinaus die Impulsbreite des Ausgangssi
gnals von dem logischen UND-Gatter 63 entsprechend
dem Empfangszustand geändert wird, kann die Empfangs
qualität unter Verwendung dieses Ausgangssignals er
faßt werden.
Hier ist die Impulsbreite des Ausgangssignals vom
logischen UND-Gatter 63 T11. Wenn die Impulsbreite
T12 der Signalform des Ausgangssignals von der Im
pulserzeugungsvorrichtung 64 als eine Impulsbreite
ausgewählt wird, die gleich der Impulsbreite der Aus
gangssignalform von den Triggererzeugungsschaltungen
54 und 62 ist, wird die Impulsbreite T13 des Aus
gangssignals (sig65) des logischen Exklusiv-ODER-Gat
ters 65 zu:
T13 = |T12 - T11|.
Daher kann, wie klar in der obigen Gleichung gezeigt
wird, die Empfangsqualität durch Messen der Impuls
breite T13 abgeschätzt werden.
Die Steuereinheit 11 zählt die Gesamtsumme der Im
pulsbreite des Ausgangssignals (sig65) in einem vor
bestimmten Zeitraum. Zusätzlich bestimmt die Steuer
einheit die Empfangsqualität der empfangenen Daten.
Der Spannungswert entsprechend der Impulsbreite T13
kann vom Glättungskreis 66 durch Glätten des Aus
gangssignals (sig65) vom logischen Exklusiv-ODER-Gat
ter 65 erhalten werden.
Darüber hinaus weist die Beziehung zwischen der Feh
lerrate und dem Spannungswert des Ausgangssignals
(sig66) vom Verstärkerkreis 66 unter Verwendung der
aktuellen Daten in dem digitalen Demodulator 700 mit
dem Aufbau nach Fig. 10 die gleiche Kennlinie auf wie
in dem Fall nach Fig. 4.
Die Steuereinheit 11 empfängt diese Ausgangsspannung
als A/D gewandelten Wert, der durch Umwandlung des
Ausgangssignals (sig36) erzeugt und von einem A/D-
Wandler in dem digitalen Empfänger gesendet wird.
Dann kann die Steuereinheit 11 die Empfangsqualität
bestimmen, indem der A/D gewandelte Wert des Aus
gangssignals (sig36) verwendet wird.
Der digitale Empfänger nach der ersten Ausführung der
vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung zur
Wiedergabe von synchronen Taktsignalen zum Schalten
von Oszillatoren auf der Grundlage eines Triggersi
gnals auf, das durch die Signalform eines Detektions
ausgangssignals und eines synchronen Taktsignals er
halten wird. Dabei kann ein schnelles und genaues
synchrones Taktsignal erhalten werden.
Der digitale Empfänger nach der zweiten Ausführung
der vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung zur
Wiedergabe von synchronen Taktsignalen zum Schalten
von Oszillatoren auf der Grundlage des Ergebnisses
einer logischen UND-Operation eines Triggersignals
auf, das durch die Signalform des Detektionsausgangs
signals einer ersten und zweiten Detektionsvorrich
tung und durch das synchrone Taktsignal erhalten
wird. Dabei kann ein schnelles und genaues Synchron
taktsignal erhalten werden und es kann verhindert
werden, daß eine Fehlersynchronoperation auftritt.
Claims (4)
1. Digitaler Empfänger mit
einem Empfangsteil (3) zum Empfangen eines digi talen modulierten Signals, das in digitaler Form moduliert wurde,
einem digitalen Demodulator (600, 700) zum Erfas sen, Beurteilen und Demodulieren des empfangenen digitalen modulierten Signals und zum Erzeugen eines Datensignals, der umfaßt:
eine Detektionsvorrichtung zum Erfassen des emp fangenen digitalen modulierten Signals,
eine Triggererzeugungsvorrichtung (54, 62) zum Erzeugen eines Triggersignals auf der Grundlage des Detektionsausgangssignals,
eine Mehrzahl von Oszillatoren (58 bis 60), die jeweils eine feste Frequenz erzeugen, und
eine Synchrontakt-Wiedergabevorrichtung (601) zum Erzeugen eines Synchrontakt-Wiedergabesi gnals, die umfaßt:
eine Schaltvorrichtung (57) zum Auswählen eines der Mehrzahl von Oszillatoren (58 bis 60) abhän gig von einem hohen und einem niedrigen Pegel des Synchrontakt-Wiedergabesignals, während das Triggersignal empfangen wird, und
einen Teiler (61) zum Teilen einer Frequenzperi ode des Synchrontakt-Wiedergabesignals auf der Grundlage eines der von der Schaltvorrichtung (57) ausgewählten Oszillatoren (58 bis 60).
einem Empfangsteil (3) zum Empfangen eines digi talen modulierten Signals, das in digitaler Form moduliert wurde,
einem digitalen Demodulator (600, 700) zum Erfas sen, Beurteilen und Demodulieren des empfangenen digitalen modulierten Signals und zum Erzeugen eines Datensignals, der umfaßt:
eine Detektionsvorrichtung zum Erfassen des emp fangenen digitalen modulierten Signals,
eine Triggererzeugungsvorrichtung (54, 62) zum Erzeugen eines Triggersignals auf der Grundlage des Detektionsausgangssignals,
eine Mehrzahl von Oszillatoren (58 bis 60), die jeweils eine feste Frequenz erzeugen, und
eine Synchrontakt-Wiedergabevorrichtung (601) zum Erzeugen eines Synchrontakt-Wiedergabesi gnals, die umfaßt:
eine Schaltvorrichtung (57) zum Auswählen eines der Mehrzahl von Oszillatoren (58 bis 60) abhän gig von einem hohen und einem niedrigen Pegel des Synchrontakt-Wiedergabesignals, während das Triggersignal empfangen wird, und
einen Teiler (61) zum Teilen einer Frequenzperi ode des Synchrontakt-Wiedergabesignals auf der Grundlage eines der von der Schaltvorrichtung (57) ausgewählten Oszillatoren (58 bis 60).
2. Digitaler Empfänger nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß in dem digitalen
Demodulator (700) die Detektionsvorrichtung eine
erste (19, 20) und zweite (44, 45) Detektionsvor
richtung zum Erfassen des empfangenen digitalen
modulierten Signals und zum Erzeugen von Detek
tionsausgangssignalen aufweist und die genannte
Triggererzeugungsvorrichtung (54, 62) eine erste
und zweite Triggererzeugungsvorrichtung (54, 62)
zum Erzeugen eines ersten und zweiten Triggersi
gnals auf der Grundlage der Signalformen der De
tektionsausgangssignale aufweist, und daß die
Synchrontakt-Wiedergabevorrichtung (601) eine
Schaltvorrichtung (57) zum Auswahlen eines der
Mehrzahl von Oszillatoren (58, 60) abhängig von
einem hohen und einem niedrigen Pegel des Syn
chrontakt-Wiedergabesignals, wahrend das erste
und zweite Triggersignal zur gleichen Zeit er
halten werden, und einen Teiler (61) zum Teilen
einer Frequenzperiode des Synchrontakt-
Wiedergabesignals auf der Grundlage eines von
der Schaltvorrichtung ausgewählten Oszillators
umfaßt.
3. Digitaler Empfänger nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Demodu
lator (700) weiter umfaßt:
eine Binärumwandlungsvorrichtung (17) zum Umwan deln des empfangenen digital modulierten Signals in ein Binärsignal und eine Empfangsqualitäts- Erfassungsvorrichtung zum Erfassen der Qualität des Datensignals auf der Grundlage der Signal form des Binärsignals.
eine Binärumwandlungsvorrichtung (17) zum Umwan deln des empfangenen digital modulierten Signals in ein Binärsignal und eine Empfangsqualitäts- Erfassungsvorrichtung zum Erfassen der Qualität des Datensignals auf der Grundlage der Signal form des Binärsignals.
4. Digitaler Empfänger nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Demodu
lator einen Glättungskreis zum Glätten des Aus
gangssignals von der Empfangsqualitäts-
Erfassungsvorrichtung und eine Verstärkervor
richtung zum Verstärken des von dem Glättungskreis
geglätteten Signals aufweist, wobei der
digitale Empfänger vorbestimmte Prozesse auf der
Grundlage des von dem Glättungskreis geglätteten
Signals und auf der Grundlage des von der Ver
stärkervorrichtung verstärkten Signals durch
führt.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19613033A DE19613033B4 (de) | 1995-07-18 | 1996-03-19 | Digitaler Empfänger |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18196195A JP3578839B2 (ja) | 1995-07-18 | 1995-07-18 | ディジタル受信機 |
DE19613033A DE19613033B4 (de) | 1995-07-18 | 1996-03-19 | Digitaler Empfänger |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19654966C2 true DE19654966C2 (de) | 2002-04-18 |
Family
ID=26024379
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19654966A Expired - Fee Related DE19654966C2 (de) | 1995-07-18 | 1996-03-19 | Digitaler Empfänger |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19654966C2 (de) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0447730A (ja) * | 1990-06-15 | 1992-02-17 | Clarion Co Ltd | ダイバーシティ方式fm多重放送受信機 |
JPH0447729A (ja) * | 1990-06-15 | 1992-02-17 | Clarion Co Ltd | ダイバーシティ方式fm多重放送受信機 |
EP0534486A2 (de) * | 1991-09-27 | 1993-03-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Direktmisch FSK-Demodulator |
DE3881805T2 (de) * | 1987-09-18 | 1993-10-07 | Alcatel Telspace | Verfahren zur Detektion eines Phasenfehlers zwischen Referenzsignal und zu demodulierendem Signal bei kohärenter digitaler Demodulation und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens. |
JPH06276113A (ja) * | 1993-03-24 | 1994-09-30 | Sharp Corp | Fm多重放送受信装置 |
-
1996
- 1996-03-19 DE DE19654966A patent/DE19654966C2/de not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
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Q172 | Divided out of (supplement): |
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