JPH0785563B2 - データ受信機 - Google Patents
データ受信機Info
- Publication number
- JPH0785563B2 JPH0785563B2 JP1181119A JP18111989A JPH0785563B2 JP H0785563 B2 JPH0785563 B2 JP H0785563B2 JP 1181119 A JP1181119 A JP 1181119A JP 18111989 A JP18111989 A JP 18111989A JP H0785563 B2 JPH0785563 B2 JP H0785563B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mixer
- signal
- low
- output signal
- frequency output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、主として直接変換受信方式に適用されるデー
タ受信機に関するものである。
タ受信機に関するものである。
従来の技術 最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変調〔フリケンシ
ー・シフト・キーイング（FSK）〕信号を用いた直接変
換受信機が集積回路化に適したデータ受信機の構成とし
て検討されている。
ー・シフト・キーイング（FSK）〕信号を用いた直接変
換受信機が集積回路化に適したデータ受信機の構成とし
て検討されている。
例えば特開昭58−19038号公報に記載されている構成が
知られている。以下、第６図を参照して従来のデータ受
信機について簡単に説明する。第６図においてfcを搬送
波周波数、またδをFSK変調周波数偏移とした場合、周
波数fc±δの受信RF信号が直接第１のミクサ回路61、及
び移相器63を通して第２のミクサ回路62に印加される。
移相器63は搬送波周波数fcにおいて90゜位相を偏移させ
る。搬送波周波数fcで差動する局部発振器64は２つのミ
クサ回路61及び62に供給する出力を有する。ミクサ回路
61及び62の出力はローパスフィルタ65及び66のそれぞれ
を通過する。フィルタ65及び66の出力は入力信号と局部
発振器間の周波数差がある。それからフィルタ66の出力
は第２の移相器67により低周波出力信号において90゜位
相を偏移される。両者の信号は、それぞれ制限増幅器68
及び69に印加される。そして制限増幅器68及び69の出力
はディジタル信号として取り扱われ、ディジタル論理網
70において処理される。
知られている。以下、第６図を参照して従来のデータ受
信機について簡単に説明する。第６図においてfcを搬送
波周波数、またδをFSK変調周波数偏移とした場合、周
波数fc±δの受信RF信号が直接第１のミクサ回路61、及
び移相器63を通して第２のミクサ回路62に印加される。
移相器63は搬送波周波数fcにおいて90゜位相を偏移させ
る。搬送波周波数fcで差動する局部発振器64は２つのミ
クサ回路61及び62に供給する出力を有する。ミクサ回路
61及び62の出力はローパスフィルタ65及び66のそれぞれ
を通過する。フィルタ65及び66の出力は入力信号と局部
発振器間の周波数差がある。それからフィルタ66の出力
は第２の移相器67により低周波出力信号において90゜位
相を偏移される。両者の信号は、それぞれ制限増幅器68
及び69に印加される。そして制限増幅器68及び69の出力
はディジタル信号として取り扱われ、ディジタル論理網
70において処理される。
発明が解決しようとする課題 しかし、以上のような構成では、局部発振周波数と変調
を受ける搬送波の周波数ずれがあると正負の変調周波数
との差に応じて一方の直交位相変換後の低周波出力周波
数は高くなるがもう一方の低周波出力周波数は低くなり
特にその低くなった側の原因によるデータ復調の誤り率
の劣化が大きくなるという課題を有していた。
を受ける搬送波の周波数ずれがあると正負の変調周波数
との差に応じて一方の直交位相変換後の低周波出力周波
数は高くなるがもう一方の低周波出力周波数は低くなり
特にその低くなった側の原因によるデータ復調の誤り率
の劣化が大きくなるという課題を有していた。
本発明は上記課題を解決するもので、局部発振周波数と
正負の変調を受ける搬送波との周波数の許容差を増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることを目的とするものであ
る。
正負の変調を受ける搬送波との周波数の許容差を増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることを目的とするものであ
る。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するため、本発明の技術的解決手段は、
２つの直交位相の低周波出力信号の混合器による乗算あ
るいは排他的論理演算を行った出力信号及び一方の低周
波出力信号とそれを90度移相した信号との混合器による
乗算あるいは排他的論理演算を行った出力信号とから、
データに応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となる
データ復調用信号が得られるようにしたものである。
２つの直交位相の低周波出力信号の混合器による乗算あ
るいは排他的論理演算を行った出力信号及び一方の低周
波出力信号とそれを90度移相した信号との混合器による
乗算あるいは排他的論理演算を行った出力信号とから、
データに応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となる
データ復調用信号が得られるようにしたものである。
作 用 本発明は、変調周波数を復調時に高くできると局部発振
周波数と変調を受ける搬送波の周波数ずれに対する許容
幅を大きくできる。そのため、２つの直交位相の低周波
出力信号の混合器による乗算あるいは排他的論理和演算
により変調周波数の正負に対応する位相反転情報を保有
した２倍の変調周波数の信号を得ると共に、一方の低周
波出力信号とそれを90度移相した信号との混合器による
乗算あるいは排他的論理演算を行うことにより変調周波
数の正負による位相反転のない２倍の変調周波数の信号
を得て、しかもそれら２つの出力信号がデータに応じて
お互いに同相あるいは逆相の関係となるので容易に元の
データを復調することが可能となるものである。
周波数と変調を受ける搬送波の周波数ずれに対する許容
幅を大きくできる。そのため、２つの直交位相の低周波
出力信号の混合器による乗算あるいは排他的論理和演算
により変調周波数の正負に対応する位相反転情報を保有
した２倍の変調周波数の信号を得ると共に、一方の低周
波出力信号とそれを90度移相した信号との混合器による
乗算あるいは排他的論理演算を行うことにより変調周波
数の正負による位相反転のない２倍の変調周波数の信号
を得て、しかもそれら２つの出力信号がデータに応じて
お互いに同相あるいは逆相の関係となるので容易に元の
データを復調することが可能となるものである。
実施例 以下、第１図を参照しながら本発明お第１の実施例につ
いて説明する。第１図は本発明におけるデータ受信機の
回路ブロック図である。第１図において、１は入力信
号、２、３は入力信号１と局部発振器４の出力とをミキ
シングする第１、第２のミクサ、５は局部発振器４の出
力を90゜移相する90゜移相器、6,7は第１、第２のロー
パスフィルタである。８は同相（In phase）の低周波
出力信号（Ｉ信号）であり、９は直交位相（Quadrature
phase）の低周波出力信号（Ｑ信号）である。10は低周
波広帯域の90゜の移相回路で、11はその出力信号であ
る。12はローパスフィルタ６の出力と移相回路10の出力
をミキシングする第３のミクサ、13はローパスフィルタ
６と７との出力をミキシングする第４のミクサ、14は復
調用出力信号D1、15は復調用出力信号D2、16はその14、
15の復調用出力信号D1、D2から復調を行なう復調回路、
17はその復調出力データである。
いて説明する。第１図は本発明におけるデータ受信機の
回路ブロック図である。第１図において、１は入力信
号、２、３は入力信号１と局部発振器４の出力とをミキ
シングする第１、第２のミクサ、５は局部発振器４の出
力を90゜移相する90゜移相器、6,7は第１、第２のロー
パスフィルタである。８は同相（In phase）の低周波
出力信号（Ｉ信号）であり、９は直交位相（Quadrature
phase）の低周波出力信号（Ｑ信号）である。10は低周
波広帯域の90゜の移相回路で、11はその出力信号であ
る。12はローパスフィルタ６の出力と移相回路10の出力
をミキシングする第３のミクサ、13はローパスフィルタ
６と７との出力をミキシングする第４のミクサ、14は復
調用出力信号D1、15は復調用出力信号D2、16はその14、
15の復調用出力信号D1、D2から復調を行なう復調回路、
17はその復調出力データである。
以上のような構成において、以下その動作を説明する。
まず、fcを搬送波周波数、またδを変調周波数偏移とし
た場合、入力信号１は周波数がfc±δの受信RF信号であ
り第１のミクサ２と第２のミクサ３に供給される。搬送
波周波数fcで作動する局部発振器４の出力は一方が直接
に第１のミクサ２に供給され、もう一方は局部発振周波
数帯において位相を90゜偏移させる移相器５を通して第
２のミクサ３に供給される。第１のミクサ２の出力は第
１のローパスフィルタ６を通過し、同相（In phase）
の低周波出力信号（Ｉ信号）８となり、第２のミクサ３
の出力は第２のローパスフィルタ７を通過し、直交位相
（Quadrature phase）の低周波出力信号（Ｑ信号）９と
なる。搬送波と局部発振器４の周波数誤差を△ｆ、位相
誤差をθ１、局部発振周波数帯の移相器10の位相誤差を
θ２とすると、入力信号のfc＋δ及びfc−δ に応じて、 と表される。Ｉ信号８は変調周波数の正負による位相反
転のない信号であり、Ｑ信号９は変調周波数の正負つま
り送信データに対応する位相反転情報を保有した信号
で、Ｉ信号とＱ信号の位相関係はお互いに直交してい
る。ここでＩ信号８とＩ信号８を低周波広帯域90゜移相
の移相回路10に通した出力信号11とを第３のミクサ12に
供給し、Ｉ信号８とＱ信号９を第４のミクサ13に供給す
る。第３のミクサ12の出力として、変調周波数δの正負
による位相反転のない２倍の変調周波数の出力信号D114
を得て、第４のミクサ13の出力として変調周波数δの正
負に対応する位相反転情報を保有した２倍の変調周波数
の出力信号D215を得ることができるので、特に低周波出
力信号において低い周波数側での原因によるデータ復調
の誤り率の劣化が問題となるのであるが、従来のδ−△
ｆの場合よりも周波数が２倍高く、２（δ−△ｆ）とな
りデータ復調において１つのデータに含まれる変調信号
の量が増したことになりはるかに有利な復調形式とな
る。
まず、fcを搬送波周波数、またδを変調周波数偏移とし
た場合、入力信号１は周波数がfc±δの受信RF信号であ
り第１のミクサ２と第２のミクサ３に供給される。搬送
波周波数fcで作動する局部発振器４の出力は一方が直接
に第１のミクサ２に供給され、もう一方は局部発振周波
数帯において位相を90゜偏移させる移相器５を通して第
２のミクサ３に供給される。第１のミクサ２の出力は第
１のローパスフィルタ６を通過し、同相（In phase）
の低周波出力信号（Ｉ信号）８となり、第２のミクサ３
の出力は第２のローパスフィルタ７を通過し、直交位相
（Quadrature phase）の低周波出力信号（Ｑ信号）９と
なる。搬送波と局部発振器４の周波数誤差を△ｆ、位相
誤差をθ１、局部発振周波数帯の移相器10の位相誤差を
θ２とすると、入力信号のfc＋δ及びfc−δ に応じて、 と表される。Ｉ信号８は変調周波数の正負による位相反
転のない信号であり、Ｑ信号９は変調周波数の正負つま
り送信データに対応する位相反転情報を保有した信号
で、Ｉ信号とＱ信号の位相関係はお互いに直交してい
る。ここでＩ信号８とＩ信号８を低周波広帯域90゜移相
の移相回路10に通した出力信号11とを第３のミクサ12に
供給し、Ｉ信号８とＱ信号９を第４のミクサ13に供給す
る。第３のミクサ12の出力として、変調周波数δの正負
による位相反転のない２倍の変調周波数の出力信号D114
を得て、第４のミクサ13の出力として変調周波数δの正
負に対応する位相反転情報を保有した２倍の変調周波数
の出力信号D215を得ることができるので、特に低周波出
力信号において低い周波数側での原因によるデータ復調
の誤り率の劣化が問題となるのであるが、従来のδ−△
ｆの場合よりも周波数が２倍高く、２（δ−△ｆ）とな
りデータ復調において１つのデータに含まれる変調信号
の量が増したことになりはるかに有利な復調形式とな
る。
しかもそれら２つの出力信号については、データに応じ
てお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号が得
られているので容易に復調回路16で元のデータの復調出
力信号17を得ることが可能となる。
てお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号が得
られているので容易に復調回路16で元のデータの復調出
力信号17を得ることが可能となる。
以上の説明から明らかなように本実施例によれば、搬送
波と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数
安定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデー
タ受信を可能とすることができる。
波と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数
安定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデー
タ受信を可能とすることができる。
なお本実施例では、第１のローパスフィルタ出力信号８
をＩ信号、第２のローパスフィルタ出力信号９をＱ信号
としているが、逆にして構成してもよい。
をＩ信号、第２のローパスフィルタ出力信号９をＱ信号
としているが、逆にして構成してもよい。
次に以下、第２図（ａ）を参照しながら本発明の第２の
実施例について説明する。第２図は本発明におけるデー
タ受信機の回路ブロック図である。第１図の構成と異な
る点はそれぞれ第１、第２、第３の制限増幅器20、22、
24、及びそれぞれ第１、第２の排他的論理和演算器26、
27を設けた点である。
実施例について説明する。第２図は本発明におけるデー
タ受信機の回路ブロック図である。第１図の構成と異な
る点はそれぞれ第１、第２、第３の制限増幅器20、22、
24、及びそれぞれ第１、第２の排他的論理和演算器26、
27を設けた点である。
以上のような構成において、第１の実施例がアナログ信
号処理であるのに対し本実施例ではディジタル信号処理
として同様の動作を行っており、以下にその動作を回路
構成のブロックを示した第２図（ａ）と本発明によるデ
ータ受信機に用いる信号の波形のタイムチャートを示し
た第２図（ｂ）を参照して説明する。上記構成におい
て、第１のローパスフィルタ６の出力にＩ信号８、第２
のローパスフィルタ７の出力Ｑ信号９が得られるところ
までは第１図に示した実施例と同様である。Ｉ信号８は
変調周波数の正負により位相反転のない信号であり、Ｑ
信号は変調周波数の正負つまり送信データ60に対応する
位相反転情報を保有した信号で、Ｉ信号８とＱ信号９と
の位相関係はお互いに直交している。Ｉ信号８とＱ信号
９の波形をそれぞれ第２図（ｂ）の（ロ），（ハ）に示
す。ここでは送信データ60の“0"の場合がδ−△ｆの場
合に相当するとし周波数を低くして示している。Ｉ信号
８を第１の制限増幅器20で波形整形した出力信号L121
（第２図（ｂ）の（ニ））と、Ｉ信号８を低周波広帯域
90゜移相回路10に通した出力信号11を第２の制限増幅器
22で波形整形した出力信号L223（第２図（ｂ）の
（ホ））とを、第１の排他的論理和演算器26に供給する
ことにより、変調周波数の正負による位相反転のない即
ち送信データ信号60によらない２倍のビットレートの信
号D114（第２図（ｂ）の（ト））が得られる。また第１
の制限増幅器20からの出力と、第２の低周波出力信号の
後に設けた第３の制限増幅器24からの出力信号L325（第
２図（ｂ）の（ヘ））とを第２の排他的論理和演算器27
に供給することにより、変調周波数の正負つまり送信デ
ータ60に対応する位相反転情報を保有した２倍のビット
レートの信号D215（第２図（ｂ）の（チ））が得られ
る。しかもそれら２つの出力信号については、データに
応じてお互いの位相関係が同相あるい逆相となる信号が
得られているので復調回路16により容易に元のデータを
復調（第２図（ｂ）の（リ））することが可能となる。
号処理であるのに対し本実施例ではディジタル信号処理
として同様の動作を行っており、以下にその動作を回路
構成のブロックを示した第２図（ａ）と本発明によるデ
ータ受信機に用いる信号の波形のタイムチャートを示し
た第２図（ｂ）を参照して説明する。上記構成におい
て、第１のローパスフィルタ６の出力にＩ信号８、第２
のローパスフィルタ７の出力Ｑ信号９が得られるところ
までは第１図に示した実施例と同様である。Ｉ信号８は
変調周波数の正負により位相反転のない信号であり、Ｑ
信号は変調周波数の正負つまり送信データ60に対応する
位相反転情報を保有した信号で、Ｉ信号８とＱ信号９と
の位相関係はお互いに直交している。Ｉ信号８とＱ信号
９の波形をそれぞれ第２図（ｂ）の（ロ），（ハ）に示
す。ここでは送信データ60の“0"の場合がδ−△ｆの場
合に相当するとし周波数を低くして示している。Ｉ信号
８を第１の制限増幅器20で波形整形した出力信号L121
（第２図（ｂ）の（ニ））と、Ｉ信号８を低周波広帯域
90゜移相回路10に通した出力信号11を第２の制限増幅器
22で波形整形した出力信号L223（第２図（ｂ）の
（ホ））とを、第１の排他的論理和演算器26に供給する
ことにより、変調周波数の正負による位相反転のない即
ち送信データ信号60によらない２倍のビットレートの信
号D114（第２図（ｂ）の（ト））が得られる。また第１
の制限増幅器20からの出力と、第２の低周波出力信号の
後に設けた第３の制限増幅器24からの出力信号L325（第
２図（ｂ）の（ヘ））とを第２の排他的論理和演算器27
に供給することにより、変調周波数の正負つまり送信デ
ータ60に対応する位相反転情報を保有した２倍のビット
レートの信号D215（第２図（ｂ）の（チ））が得られ
る。しかもそれら２つの出力信号については、データに
応じてお互いの位相関係が同相あるい逆相となる信号が
得られているので復調回路16により容易に元のデータを
復調（第２図（ｂ）の（リ））することが可能となる。
搬送波と局部発振器の周波数誤差△ｆが存在すると、デ
ータの“1"または“0"において一方の変調信号のデータ
レートがδ＋△ｆに応じて高くなり、もう一方の変調信
号のデータレートがδ−△ｆに応じて低くなることにな
り、低い変調信号のデータレート側での原因によるデー
タ復調の誤り率が劣化が問題となるのであるが、低い側
でも従来の場合よりも変調信号のデータレートが２倍高
いのでデータ復調においてはるかに有利な復調形式とな
る。
ータの“1"または“0"において一方の変調信号のデータ
レートがδ＋△ｆに応じて高くなり、もう一方の変調信
号のデータレートがδ−△ｆに応じて低くなることにな
り、低い変調信号のデータレート側での原因によるデー
タ復調の誤り率が劣化が問題となるのであるが、低い側
でも従来の場合よりも変調信号のデータレートが２倍高
いのでデータ復調においてはるかに有利な復調形式とな
る。
以上の説明から明かなように本実施例によれば、搬送波
と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数安
定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデータ
受信を可能とすることができる。
と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数安
定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデータ
受信を可能とすることができる。
なおＩ信号８、Ｑ信号９に対して逆に構成しても本実施
例と同様の動作を行い復調用出力信号D1およびD2が得ら
れる。
例と同様の動作を行い復調用出力信号D1およびD2が得ら
れる。
以上の説明から明らかなように、動作原理としてはアナ
ログ信号処理を行うミクサの場合も、ディジタル信号処
理を行う排他的論理和演算器の場合も同様であり、これ
らの上位概念の混合演算器として同様の原理を適用する
ことがきる。
ログ信号処理を行うミクサの場合も、ディジタル信号処
理を行う排他的論理和演算器の場合も同様であり、これ
らの上位概念の混合演算器として同様の原理を適用する
ことがきる。
次に、第３図を参照しながら本発明の第３の実施例につ
いて説明する。第３図（ａ），（ｂ）は、本発明におけ
るデータ受信機の第１、第２の低周波出力信号以降（第
１図，第２図（ａ）におけるＡ−Ａ′線側）の回路ブロ
ック図である。
いて説明する。第３図（ａ），（ｂ）は、本発明におけ
るデータ受信機の第１、第２の低周波出力信号以降（第
１図，第２図（ａ）におけるＡ−Ａ′線側）の回路ブロ
ック図である。
第３図（ａ），（ｂ）のそれぞれにおいて、30、31、3
2、34はミクサ、33は第２の低周波広帯域90゜の移相回
路である。同図（ａ）、（ｂ）に示す実施例では一方が
送信データによる位相反転のある信号で、もう一方が送
信データによる位相反転の無い信号で、お互いに直交位
相の関係の２つの入力信号から２つのミクサ30、31によ
り混合乗算することにより、あるいは低周波広帯域90゜
の移相回路33及び２つのミクサ32、34により混合乗算す
ることにより、周波数はそれぞれ２倍になるが、一方が
データによる位相反転のある信号でもう一方がデータに
よる位相反転の無い信号で、お互いに直交位相の関係の
２つの出力信号が得られるので、その後に第１の実施例
の回路を接続することができさらに高い低周波出力信号
として復調できる。
2、34はミクサ、33は第２の低周波広帯域90゜の移相回
路である。同図（ａ）、（ｂ）に示す実施例では一方が
送信データによる位相反転のある信号で、もう一方が送
信データによる位相反転の無い信号で、お互いに直交位
相の関係の２つの入力信号から２つのミクサ30、31によ
り混合乗算することにより、あるいは低周波広帯域90゜
の移相回路33及び２つのミクサ32、34により混合乗算す
ることにより、周波数はそれぞれ２倍になるが、一方が
データによる位相反転のある信号でもう一方がデータに
よる位相反転の無い信号で、お互いに直交位相の関係の
２つの出力信号が得られるので、その後に第１の実施例
の回路を接続することができさらに高い低周波出力信号
として復調できる。
なお、第３図（ａ）、（ｂ）いずれの場合においてもど
ちらの入力を位相反転側のデータとしてもよい。
ちらの入力を位相反転側のデータとしてもよい。
また、ミクサ30、31あるいはミクサ32、34の出力信号の
周波数は入力信号の２倍になるが、一方がデータによる
位相反転のある信号でもう一方がデータによる位相反転
の無い、お互いに直交位相の関係の２つの信号という関
係が保持されるので、これを複数段用いることもでき
る。
周波数は入力信号の２倍になるが、一方がデータによる
位相反転のある信号でもう一方がデータによる位相反転
の無い、お互いに直交位相の関係の２つの信号という関
係が保持されるので、これを複数段用いることもでき
る。
従って低い周波数側での原因によるデータ復調の誤り率
の劣化に対して従来の場合よりも周波数的にはるかに有
利な復調形式となる。しかもそれら２つの出力信号から
第１の実施例に示したように、送信されてくるデータに
応じてお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号
が第３、第４のミクサ12、13の出力として得られるので
復調回路16により容易に元のデータを復調することが可
能となる。
の劣化に対して従来の場合よりも周波数的にはるかに有
利な復調形式となる。しかもそれら２つの出力信号から
第１の実施例に示したように、送信されてくるデータに
応じてお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号
が第３、第４のミクサ12、13の出力として得られるので
復調回路16により容易に元のデータを復調することが可
能となる。
以上の説明から明らかなように本実施例によれば、搬送
波と局部発振周波数との周波数の許容差をさらに増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることができる。
波と局部発振周波数との周波数の許容差をさらに増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることができる。
第４図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、本発明における第４
の実施例におけるデータ受信機の復調回路16の回路ブロ
ック図である。まず第４図（ａ）の場合、例えば第１の
実施例などに用いられ、第３のミクサ12の出力信号D114
と第４のミクサ13の出力信号D215とは送信されてくるデ
ータに応じてお互いの位相関係が同相あるいは逆相とな
る信号であり、これらの信号をミクサ40に供給すると混
合乗算され同相の場合には正の低周波信号が出力され逆
相の場合には負の低周波信号が出力されるので、検波器
41によりデータ復調信号17を得ることができる。なお第
１と第２の低周波出力信号に対する以降の回路の構成方
法により送信データと復調データとの位相が逆転する場
合には位相反転を含めた検波器41とする。次に第４図
（ｂ）の場合、例えば第２の実施例等に用いられ、第１
の排他的論理和演算器26の出力信号D114と第２の排他的
論理和演算器27の出力信号D215とはデータに応じてお互
いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号であるの
で、排他的論理和演算器42に供給することによりデータ
復調信号17を得ることができる。なお、第１と第２の低
周波出力信号に対する以降の回路の構成方法より送信デ
ータと復調データとの位相が反転している場合もあるが
その場合には第４図（ｃ）のように排他的論理和演算器
42の後にインバータ43を設けて位相を反転すればよい。
の実施例におけるデータ受信機の復調回路16の回路ブロ
ック図である。まず第４図（ａ）の場合、例えば第１の
実施例などに用いられ、第３のミクサ12の出力信号D114
と第４のミクサ13の出力信号D215とは送信されてくるデ
ータに応じてお互いの位相関係が同相あるいは逆相とな
る信号であり、これらの信号をミクサ40に供給すると混
合乗算され同相の場合には正の低周波信号が出力され逆
相の場合には負の低周波信号が出力されるので、検波器
41によりデータ復調信号17を得ることができる。なお第
１と第２の低周波出力信号に対する以降の回路の構成方
法により送信データと復調データとの位相が逆転する場
合には位相反転を含めた検波器41とする。次に第４図
（ｂ）の場合、例えば第２の実施例等に用いられ、第１
の排他的論理和演算器26の出力信号D114と第２の排他的
論理和演算器27の出力信号D215とはデータに応じてお互
いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号であるの
で、排他的論理和演算器42に供給することによりデータ
復調信号17を得ることができる。なお、第１と第２の低
周波出力信号に対する以降の回路の構成方法より送信デ
ータと復調データとの位相が反転している場合もあるが
その場合には第４図（ｃ）のように排他的論理和演算器
42の後にインバータ43を設けて位相を反転すればよい。
また排他的論理演算器42の演算の際の誤差により細かい
パルスが発生することになるが、これらの回路の後に設
けるデータフィルタと呼ばれるローパスフィルタにより
取り除くことができる。また本実施例による構成は特に
集積回路化に適している。
パルスが発生することになるが、これらの回路の後に設
けるデータフィルタと呼ばれるローパスフィルタにより
取り除くことができる。また本実施例による構成は特に
集積回路化に適している。
また復調回路を第５図に示す実施例のようにすると、デ
ータの“1"あるいは“0"に応じて、低周波出力信号が有
る状態あるいは出力信号が相殺されほとんど一定信号と
なる状態が和増幅器44及び差増幅器45の出力として得ら
れるのでそれらの信号を合成検波する回路46によりデー
タ復調信号17を得ることができる。この場合にも回路の
構成方法により送信データと復調データとの位相が逆転
する場合には位相反転を含めた合成検波回路46とする
と、どちらが和増幅器の場合でも、差増幅器の入力方法
がどちら側であっても同様の動作を行いデータの復調が
できる。
ータの“1"あるいは“0"に応じて、低周波出力信号が有
る状態あるいは出力信号が相殺されほとんど一定信号と
なる状態が和増幅器44及び差増幅器45の出力として得ら
れるのでそれらの信号を合成検波する回路46によりデー
タ復調信号17を得ることができる。この場合にも回路の
構成方法により送信データと復調データとの位相が逆転
する場合には位相反転を含めた合成検波回路46とする
と、どちらが和増幅器の場合でも、差増幅器の入力方法
がどちら側であっても同様の動作を行いデータの復調が
できる。
発明の効果 以上のように本発明は、局部発振周波数の正負の変調を
受けている搬送波の周波数ずれに対する許容幅を大きく
することができる。それにより、周波数安定度が不利と
なる高い周波数帯においても、良好なデータ受信を可能
とすることができ、特性向上と集積回路に対する適合性
から、その工業的な効果は極めて大きい。
受けている搬送波の周波数ずれに対する許容幅を大きく
することができる。それにより、周波数安定度が不利と
なる高い周波数帯においても、良好なデータ受信を可能
とすることができ、特性向上と集積回路に対する適合性
から、その工業的な効果は極めて大きい。
第１図は本発明の第１の実施例におけるデータ受信機の
回路ブロック図、第２図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第
２の実施例におけるデータ受信機の回路ブロック図及び
同要部波形図、第３図は本発明の第３の実施例における
データ受信機の一部の回路ブロック図、第４図及び第５
図は本発明のデータ受信機の要部である復調回路の第
４、第５の実施例の回路ブロック図、第６図は従来のデ
ータ受信機の回路ブロック図である。 １……入力信号、2,3……ミクサ、４局部発振器、５…
…移相器、6,7……ローパスフィルタ、10……低周波広
帯域90゜移相回路、12,13……ミクサ、20,22,24……制
限増幅器、26,27……排他的論理和演算器。
回路ブロック図、第２図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第
２の実施例におけるデータ受信機の回路ブロック図及び
同要部波形図、第３図は本発明の第３の実施例における
データ受信機の一部の回路ブロック図、第４図及び第５
図は本発明のデータ受信機の要部である復調回路の第
４、第５の実施例の回路ブロック図、第６図は従来のデ
ータ受信機の回路ブロック図である。 １……入力信号、2,3……ミクサ、４局部発振器、５…
…移相器、6,7……ローパスフィルタ、10……低周波広
帯域90゜移相回路、12,13……ミクサ、20,22,24……制
限増幅器、26,27……排他的論理和演算器。
Claims (12)
- 【請求項１】入力信号と局部発振信号とを混合してお互
いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２の
低周波出力信号とを生じさせる第１、第２の混合器と、 前記第１の低周波出力信号を90度移相させることにより
90度移相信号を得る90度移相回路と、 前記第１の低周波出力信号と前記90度移相信号とを混合
する第３の混合器と、 前記第１、第２の２つの低周波出力信号を混合する第４
の混合器と、 前記第３の混合器の出力と前記第４の混合器の出力とを
用いてデータ復調を行う復調回路とを有するデータ受信
機。 - 【請求項２】第３の混合器及び第４の混合器として、排
他的論理和演算器を用いることを特徴とする請求項１記
載のデータ受信機。 - 【請求項３】第３の混合器の出力を和増幅器及び差増幅
器に供給し、第４の混合器の出力を前記和増幅器及び前
記差増幅器に供給し、前記和増幅器の出力信号及び前記
差増幅器の出力信号とから検波しデータを復調すること
を特徴とする請求項１記載のデータ受信機。 - 【請求項４】第１と第２の低周波出力信号を逆にして構
成することを特徴とする請求項１記載のデータ受信機。 - 【請求項５】第１の混合器と第３の混合器の間、及び第
２の混合器と第４の混合器の間に、制限増幅手段を設る
ことを特徴とする請求項１記載のデータ受信機。 - 【請求項６】入力信号と局部発振信号とを混合してお互
いに直交位相関係にある第１低周波出力信号と第２の低
周波出力信号とを生じさせる第１、第２の混合器と、 前記第１の低周波出力信号を分配した出力のうちの２つ
の出力を混合する１つあるいは複数段の第５の混合器
と、 前記第１の低周波出力信号のもう一つの出力信号と前記
第２の低周波出力信号とを混合する１つあるいは複数段
の第６の混合器と、 前記第５、第６の混合器の２つの出力信号のうち一方を
第３の低周波出力信号、もう一方を第４の低周波出力信
号とし、 前記第３の低周波出力信号を90度移相させることにより
90度移相信号を得る90度移相回路と、 前記第３の低周波出力信号と前記90度移相信号とを混合
する第３の混合器と、 前記第３、第４の２つの低周波出力信号を混合する第４
の混合器と、 前記第３の混合器の出力と前記第４の混合器の出力とを
用いてデータ復調を行う復調回路とを有するデータ受信
機。 - 【請求項７】入力信号と局部発振信号とを混合してお互
いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２の
低周波出力信号とを生じさせる第１、第２の混合器と、 前記第１の低周波出力信号を90度移相させることにより
第１の90度移相信号を得る第１の90度移相回路と、 前記第１の低周波出力信号と前記第１の90度移相信号と
を混合する１つあるいは複数段の第５の混合器と、 前記第２の低周波出力信号と前記第１の90度移相信号と
を混合する１つあるいは複数段の第６の混合器と、 前記第５、第６の混合器の２つの出力信号のうち一方を
第３の低周波出力信号、もう一方を第４の低周波出力信
号とし、 前記第３の低周波出力信号を90度移相させることにより
第２の90度移相信号を得る第２の90度移相回路と、 前記第３の低周波出力信号と前記第２の90度移相信号と
を混合する第３の混合器と、 前記第３、第４の２つの低周波出力信号を混合する第４
の混合器と、 前記第３の混合器の出力と前記第４の混合器の出力とを
用いてデータ復調を行う復調回路とを有するデータ受信
機。 - 【請求項８】第３の混合器及び第４の混合器として、排
他的論理和演算器を用いることを特徴とする請求項６、
あるいは請求項７いずれかに記載のデータ受信機。 - 【請求項９】第３の混合器の出力を和増幅器及び差増幅
器に供給し、第４の混合器の出力を前記和増幅器及び前
記差増幅器に供給し、前記和増幅器の出力信号及び前記
差増幅器の出力信号とから検波しデータを復調すること
を特徴とする請求項６、あるいは請求項７いずれかに記
載のデータ受信機。 - 【請求項１０】第１と第２の低周波出力信号を逆にして
構成することを特徴とする請求項６、あるいは請求項７
いずれかに記載のデータ受信機。 - 【請求項１１】第３と第４の低周波出力信号を逆にして
構成することを特徴とする請求項６、あるいは請求項７
いずれかに記載のデータ受信機。 - 【請求項１２】第１の混合器と第３の混合器の間、及び
第２の混合器と第４の混合器の間に、制限増幅手段を設
けることを特徴とする請求項６、あるいは請求項７いず
れかに記載のデータ受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1181119A JPH0785563B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | データ受信機 |
| US07/543,490 US5081650A (en) | 1989-07-12 | 1990-06-26 | Data receiver |
| DE69026550T DE69026550T2 (de) | 1989-07-12 | 1990-07-04 | Quadraturempfänger für FSK-Signale mit Frequenzverschiebungskompensation |
| EP90112772A EP0412291B1 (en) | 1989-07-12 | 1990-07-04 | Quadrature FSK receiver with compensation for frequency offset |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1181119A JPH0785563B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | データ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0344246A JPH0344246A (ja) | 1991-02-26 |
| JPH0785563B2 true JPH0785563B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=16095184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1181119A Expired - Fee Related JPH0785563B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | データ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785563B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1117749A (ja) * | 1997-06-24 | 1999-01-22 | Nec Corp | 復調回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59168752A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-22 | Nec Corp | 周波数検波装置 |
-
1989
- 1989-07-12 JP JP1181119A patent/JPH0785563B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0344246A (ja) | 1991-02-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0691057B1 (en) | I/q quadraphase modulator circuit | |
| JP2792888B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JP2982567B2 (ja) | 受信装置 | |
| EP0877476A1 (en) | Down conversion mixer | |
| JPH0797779B2 (ja) | ９０度移相器とデータ受信機 | |
| JP2006109476A (ja) | 周波数偏移復調器及び周波数偏移復調 | |
| JP3087459B2 (ja) | Ｆｓｋデータ復調器 | |
| EP0412291B1 (en) | Quadrature FSK receiver with compensation for frequency offset | |
| EP1662653B1 (en) | Demodulator of frequency modulated signals | |
| JPH1117749A (ja) | 復調回路 | |
| JPH0785563B2 (ja) | データ受信機 | |
| US5450032A (en) | FSK data demodulator using mixing of quadrature baseband signals | |
| JP3178217B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JPH0736570B2 (ja) | データ受信機 | |
| US7164327B2 (en) | Compensation of the IQ phase asymmetry in quadrature modulation and demodulation methods | |
| JP3178277B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JP3413902B2 (ja) | 周波数シフトキーイング・データ復調器 | |
| JP3658768B2 (ja) | Ｆｍ受信装置 | |
| JP2584171B2 (ja) | Ｆｓｋデータ復調器 | |
| JPH0637820A (ja) | Ｆｓｋデータ受信機 | |
| JPH07107127A (ja) | Ｆｓｋ復調器 | |
| JPH0637826A (ja) | Ｆｓｋデータ受信機 | |
| JPH0351125B2 (ja) | ||
| JP3398819B2 (ja) | Ａｇｃ回路 | |
| GB2124046A (en) | Data demodulator for a direct frequency modulated signal |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |