DE69026550T2

DE69026550T2 - Quadraturempfänger für FSK-Signale mit Frequenzverschiebungskompensation

Info

Publication number: DE69026550T2
Application number: DE69026550T
Authority: DE
Inventors: Makoto Hasegawa; Mitsuo Makimoto; Motoi Ohba
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-07-12
Filing date: 1990-07-04
Publication date: 1996-10-10
Anticipated expiration: 2010-07-05
Also published as: EP0412291A3; US5081650A; DE69026550D1; EP0412291B1; EP0412291A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf einen Datenempfänger und genauer auf einen Radioempfänger für Daten repräsentierende Signale, die einer Frequenzmodulation mit Frequenzumtastung unterliegen.

Beschreibung des Standes der Technik

Aus der EP-A-0 151 394 ist ein (Frequenzmodulation) FM- Demodulator zum Erfassen eines Signals bekannt, dessen Frequenz durch ein digitales Signal gewandelt wurde. Der FM- Demodulator umfaßt Mischer, Tiefpaßfilter und Begrenzer. Sämtliche den Mischern nachfolgende Schaltkreiselemente sind in dem Basisband betreibbar, während sämtliche den Begrenzern nachfolgende Schaltkreiselemente aus digitalen Schaltkreiselementen bestehen. Der FM-Demodulator mit so einem Aufbau sollte für einen integrierten Schaltkreis geeignet sein.
In einigen Fällen wird eine Datenübertragung über Radio- Kommunikationsaufbauten durchgeführt, die Daten repräsentierende FSK-Signale auf einer Radioträgerfrequenz (RF) verwenden.
Die US-PS 4,462,107, die zu der ungeprüften veröffentlichten japanischen Patentanmeldung 58-19038 korrespondiert, umfaßt einen Direktwandlungs-Radioempfänger für FSK-Signale, der ein Paar an Signalpfaden mit entsprechenden Mischern umfaßt. Quadraturausgaben dieser Mischer werden über Tiefpässe gefiltert und eine 90 Grad Phasenverschiebung an einer Basisbandfrequenz wird in einen Signalpfad geführt. Die Basisbandsignale werden dann vollkommen begrenzt und einem logischen Netzwerk zugeführt, um einen digitalen Ausgang bereitzustellen, der die relative (lead/lag) Voreilungs/Nacheilungs-Bedingung der zwei Signalpfade anzeigt.
In dem Radioempfänger des US-PS 4,462,107 neigt der digitale Ausgang zu einer Fehlerbehaftung mit zu berücksichtigenden Raten, wenn die Frequenz eines lokalen oszillatorsignals von der Frequenz des RF-Trägers abweicht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist ein Ziel dieser Erfindung, einen exzellenten Datenempfänger bereitzustellen.
Dieses Objekt wird durch den Datenempfänger mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 erreicht.
Entsprechend einem Aspekt dieser Erfindung umfaßt ein Datenempfänger für ein RF-FSK-Signal, das Daten umfaßt, eine Einrichtung zum Erzeugen eines Paars an ersten und zweiten Quadratur-Basisband-Frequenzsignalen auf der Basis des RF- FSK-Signals, eine Einrichtung zum Wandeln des Paars der ersten und zweiten Basisband-Frequenz-Signale in ein Paar von dritten und vierten Quadratur-Basisband-Frequenz-Signalen, wobei die dritten und vierten Basisband-Frequenz-Signale eine Frequenz aufweisen, die im wesentlichen einem vorbestimmten Vielfachen einer Frequenz der ersten und zweiten Basisband- Frequenz-Signalen gleicht, und eine Einrichtung zum Wiederherstellen der Daten aus den dritten und vierten Basisband-Frequenz-Signalen.
Die Erfindung wird durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Merkmale weiterentwickelt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Datenempfängers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Demodulators gemäß Fig. 1.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm eines Datenempfängers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen von verschiedenen Signalen in dem Datenempfänger gemäß Fig. 3 zeigt.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm des Demodulators gemäß Fig. 3.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Datenempfängers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Datenempfängers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines Demodulators in einem fünften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm eines Demodulators in einem sechsten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 10 istein Blockdiagramm eines Datenempfängers gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm eines Datenempfängers gemäß einem achten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
Fig. 12 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen von verschiedenen Signalen in dem Datenempfänger gemäß Fig. 11 zeigt.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm eines Datenempfängers gemäß einem neunten Ausführungsbeispiels dieser Erfindung.
Fig. 14 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen von verschiedenen Signalen in dem Datenempfänger gemäß Fig.13 zeigt.

BESCHREIBUNG DES ERSTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Unter Bezugnahme auf die Fig.1 wird ein Eingangs-RF- Signal 1 direkt einem Paar Mischern 2 und 3 zugeführt. Das Eingangs-RF-Signal 1 umfaßt FSK-Signale auf einem RF-Träger. Genauer hat das Eingangs-RF-Signal 1 Frequenzen fc±d, wobei fc die Trägerfrequenz und d die FSK- Modulationsabweichung (die Modulationsfrequenz) ist. Ein lokaler Oszillator 4 erzeugt ein Signal entsprechend dem RF- Träger. Das Ausgangssignal von dem lokalen Oszillator 4 wird direkt dem Mischer 2 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem lokalen Oszillator 4 wird über einen 90 Grad Phasenumsetzer 5 dem Mischer 3 zugeführt. Auf diese Weise werden die Mischer 2 und 3 einem Paar an Quadratursignalen des lokalen Oszillators ausgesetzt. Der Mischer 2 mischt das Eingangs-RF-Signal 1 und eines der Quadratursignale des lokalen Oszillators. Der Mischer 3 mischt das Eingangs-RF-Signal 1 und das andere Quadratursignal des lokalen Oszillators.
Das Ausgangssignal des Mischers 2 passiert einen Tiefpaßfilter 6, wodurch ein gleichphasiges Basisband- Frequenz-Signal 8 (oder Audio-Frequenz-Signal) von dem Ausgangssignal des Mischers 2 extrahiert wird. Das gleichphasige Basisband-Frequenz-Signal wird kurz als das "I- Signal" bezeichnet. Das Ausgangssignal des Mischers 3 passiert einen Tiefpaßfilter 7, wodurch ein quadraturphasiges Basisband-Frequenz-Signal 9 (oder Audio- Frequenz-Signal) von dem Ausgangssignal des Mischers 3 extrahiert wird. Das quadraturphasige Basisband-Frequenz- Signal wird kurz als das "Q-Signal" bezeichnet.
Das I-Signal 8 wird einem Mischerpaar 12 und 13 zugeführt. Das I-Signal 8 wird einem 90 Grad Phasenumsetzer 10 eingegeben und durch die Einrichtung 10 einem 90 Grad Phasenverschiebungsprozeß unterzogen. Das Ausgangssignal 11 des Phasenumsetzers 10 wird dem Mischer 12 zugeführt. Der Mischer 12 mischt das I-Signal 8 und das Ausgangssignal 11 des Phasenumsetzers 10, wodurch ein Signal 14 erzeugt wird, das einer Demodulation zu unterziehen ist. Das Q-Signal 9 wird dem Mischer 13 zugeführt. Der Mischer 13 mischt das I- Signal 8 und das Q-Signal 9, wodurch ein Signal 15 erzeugt wird, das einer Demodulation zu unterziehen ist. Die Signale 14 und 15 werden einem Demodulator 16 zugeführt. Demodulator- Ausgangsdaten 17 werden durch den Demodulator 16 auf der Basis der Signale 14 und 15 erzeugt.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, umfaßt der Demodulator 16 einen Mischer 40, der die Signale 14 und 15 empfängt und mischt, die von dem Mischer 12 und 13 (siehe Fig. 1) ausgegeben werden. Das Phasenverhältnis zwischen den Signalen 14 und 15 wechselt zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten des Eingangs-RF-Signals 1. Dementsprechend ändert sich das Vorzeichen oder die Polarität des ausgegebenen Basisband-Frequenz-Signals von dem Mischer 40 in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten. Der Demodulator 16 umfaßt ebenfalls einen Detektor 41, der das Ausgangssignal des Mischers 40 empfängt. Der Detektor 41 ermittelt aus dem Ausgangssignal des Mischers 40 das Datensignal 17.
Das I-Signal 8 und das Q-Signal 9 werden durch die nachstehenden Gleichungen ausgedrückt.
I-Signal = cos(2π(δ±Δf)t±Θ1)
Q-Signal = ±sin(2π(δ±Δf)t±Θ1&mnplus;Θ2)
wobei Δf den Unterschied zwischen der Frequenz des Trägers des Eingangs-RF-Signals 1 und der Frequenz des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 4 kennzeichnet, Θ1 den Unterschied zwischen der Phase des Trägers des Eingangs- RF-Signals 1 und der Phase des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 4 kennzeichnet, Θ2 einen Phasenfehler des Phasenumsetzers 5 kennzeichnet und 6 die Modulationsfrequenz kennzeichnet. Das I-Signal 8 weist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung in dem Vorzeichen der Modulationsfrequenz auf. Das Q-Signal 9 zeigt als Reaktion auf eine Änderung in dem Vorzeichen der Modulationsfrequenz eine Phaseninversion und weist somit Information auf, die die übertragenen Daten repräsentiert. Das I-Signal 8 und das Q- Signal weisen im wesentlichen ein Quadratur-Verhältnis auf .
Das Ausgangssignal 14 von dem Mischer 12 weist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung im dem Vorzeichen der Modulationsfrequenz auf und hat eine Frequenz, die im wesentlichen dem Doppelten der Modulationsfrequenz entspricht. Das Ausgangssignal 15 von dem Mischer 13 zeigt als Reaktion auf eine Änderung des Vorzeichens der Modulationsfrequenz eine Phaseninversion und weist mithin Information auf, die die übertragenen Daten repräsentiert. Das Ausgangssignal 15 von dem Mischer 13 weist im wesentlichen eine Frequenz gleich dem Doppelten der Modulationsfrequenz auf. Genauer ist die Frequenz der Ausgangssignale 14 und 15 der Mischer 12 und 13 durch "2(δ±Δf)" ausgedrückt.
In einem herkömmlichen Fall bei dem Basisband-Frequenz- Ausgangssignale einer Demodulation ausgesetzt werden und eine Frequenz von "(δ±Δf)" aufweisen, gibt es eine Tendenz, das mit zu berücksichtigenden Raten bei der Datendemodulation bezüglich der Frequenz "(δ-Δf)" Fehler auftreten, wenn der Frequenzfehler Δf groß ist, so daß die Frequenz "(δ-Δf)" niedrig ist.
In dem Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung treten, wenn der Frequenzfehler Δf groß ist, bei einer Datendemodulation Fehler mit niedrigeren Raten auf, als dieses herkömmlicherweise der Fall ist. Dieses liegt darin begründet, daß die Frequenz der Basisband-Frequenz-Signale 14 und 15 in dem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung gleich dem zweifachen der Frequenz der Basisband-Frequenz- Ausgangssignale des herkömmlichen Falls ist.
Ein Phasenverhältnis zwischen den Ausgangssignalen 14 und 15 der Mischer 12 und 13 wechselt zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand als Reaktion auf den Zustand der übermittelten Daten. Demgemäß können die ursprünglichen Daten einfach durch den Demodulator 16 auf Basis der Ausgangssignale 14 und 15 der Mischer 12 und 13 ermittelt werden.
Dieses Ausführungsbeispiel kann dahingehend modifiziert werden, daß das I-Signal 8 und das Q-Signal 9 ausgetauscht wird. Genauer wird in der Modifikation das I-Signal 8 dem Mischer 13 zugeführt, während das Q-Signal 9 den Mischern 12 und 13 und dem Phasenumsetzer 10 zugeführt wird.

BESCHREIBUNG DES ZWEITEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das mit Ausnahme von nachstehend beschriebenen Entwurfsänderungen dem Ausführungsbeispiel gemäß den Fig. 1 und 2 gleicht. Das zweite Ausführungsbeispiel wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 3 bis 5 beschrieben.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, ändern sich die Frequenzen des I-Signals 8 und des Q-Signals 9, wenn Daten des Eingangs- RF-Signals 1 zwischen "0" und "1" wechseln. Im dem gezeigten Fall verringern sich, da das Datum "0" einer Entsprechung zu "δ-Δf" zugewiesen wurde, die Frequenzen des I-Signals 8 und des Q-Signals 9, wenn das Datum von "1" auf "0" wechselt. Das I-Signal 8 erweist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung des Datums auf. Das Q-Signal 9 weist bei einer Änderung des Datums eine Phasenänderung auf.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird das I-Signal 8 einem Begrenzungsverstärker 20 zugeführt, wodurch das I-Signal 8 durch den Begrenzungsverstärker 20 in ein entsprechendes Binärsignal 21 (siehe Fig. 4) geformt wird. Das Ausgangssignal 21 von dem Begrenzungsverstärker 20 wird einem ersten Eingangsanschluß eines XOR-Verknüpfungsglieds 26 zugeführt. Das Ausgangssignal 11 eines Phasenumsetzers 10 wird einem Begrenzungsverstärker 22 zugeführt, wobei das Signal 11 durch den Begrenzungsverstärker 22 in ein entsprechendes Binarsignal 23 (siehe Fig. 4) geformt wird. Das Ausgangssignal 23 von dem Begrenzungsverstärker 22 wird einem zweiten Eingangsanschluß des XOR-Verknüpfungsglieds 26 zugeführt. Das XOR-Verknüpfungsglied 26 erzeugt ein Signal 14 auf der Basis der Ausgangssignale 21 und 23 von den Begrenzungsverstärkern 20 und 22. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, weist das Signal 14 eine Bitrate oder eine Pulsfrequenz auf, die dem zweifachen der Signale 21 und 23 entspricht. Das Signal 14 weist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten auf.
Das Q-Signal 9 wird einem Begrenzungsverstärker 24 zugeführt, wobei das Q-Signal 9 durch den Begrenzungsverstärker 24 in ein entsprechendes Binarsignal 25 (siehe Fig. 4) geformt wird. Das Ausgangssignal 25 von dem Begrenzungsverstärker 24 wird einem ersten Eingangsanschluß eines XOR-Verknüpfungsgliedes 27 zugeführt. Das Ausgangssignal 21 von dem Begrenzungsverstärker 20 wird einem zweiten Eingangsanschluß des XOR-Verknüpfungsgliedes 27 zugeführt. Das XOR-Verknüpfungslied 27 erzeugt ein Signal 15 auf der Basis der Ausgangssignale 21 und 25 von den Begrenzungsverstärkern 20 und 25. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, weist das Signal 15 eine Bitrate oder eine Pulsfrequenz auf, die dem zweifachen der Signale 21 und 25 entspricht. Das Signal 15 zeigt eine Phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, wechselt das Phasenverhältnis zwischen den Signalen 14 und 15 zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden diese Signale 14 und 15 einem Demodulator 16 zugeführt. Der Demodulator 16 erzeugt auf der Basis der Signale 14 und 15 Demodulator-Ausgangsdaten 17.
Wie in Fig. 5 gezeigt ist, umfaßt der Dernodulator 16 ein XOR-Verknüpfungsglied 42, das die Signale 14 und 15 empfängt. Wie vorstehend beschrieben wurde, wechselt das Phasenverhältnis zwischen den Signalen 14 und 15 zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten auf dem Eingangs-RF-Signal 15 Dementsprechend bestimmt das XOR- Verknüpfungsglied 42 auf einfache Weise das Datensignal 17 auf Basis der Signale 14 und 15.
In Fällen, in denen das XOR-Verknüpfungsglied 42 Rauschpulse erzeugt, kann ein Datenfilter oder ein Tiefpaßfilter dem XOR-Verknüpfungsglied 42 nachgeschaltet werden, um diese Rauschpulse zu entfernen.
Dieses Ausführungsbeispiel kann durch Austausch des I- Signals 8 und des Q-Signals 9 modifiziert werden. Genauer wird in der Modifikation das I-Signal 8 dem Begrenzungsverstärker 24 zugeführt, während das Q-Signal 9 dem Begrenzungsverstärker 20 und dem Phasenumsetzer 10 zugeführt wird.

BESCHREIBUNG DES DRITTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 6 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, das mit Ausnahme von nachstehend beschriebenen Entwurfsänderungen dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 und 2 gleicht.
Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 umfaßt "n" Stufen von Mischabschnitten, die einen gleichen Aufbau aufweisen und in Kaskaden-bzw. Stufenschaltung verbunden sind, wobei "n" eine vorbestimmte ganze Zahl gleich oder größer als 1 kennzeichnet.
Jeder der Mischabschnitte weist Eingangsanschlüsse 30A und 31A, Mischer 30 und 31 und Ausgangsanschlüsse 30B und 31B auf. In jedem der Mischabschnitte sind beide Eingangsanschlüsse des Mischers 30 mit dem Mischabschnitt- Eingangsanschluß 30A und Eingangsanschlüsse des Mischers 31 mit den Mischabschnitt-Eingangsanschlüssen 30A und 31A verbunden. Zudem sind die Ausgangsanschlüsse der Mischer 30 und 31 mit den Mischabschnitt-Ausgangsanschlüssen 30B und 31B verbunden.
Die Eingangsanschlüsse 30A und 31A des ersten Mischabschnitts empfangen das I-Signal 8 und das Q-Signal 9. Die Mischer 30 und 31 des ersten Mischabschnitts erzeugen ein Paar Quadratursignale auf der Basis des I-Signals 8 und des Q-Signals 9. Diese Quadratursignale weisen Frequenzen auf, die im wesentlichen dem zweifachen der Frequenzen des I- Signals 8 und des Q-Signals 9 entsprechen. Eines der Quadratursignale weist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten auf. Das andere Quadratursignal zeigt eine Phaseninversion als Reaktion auf eine Änderung der Daten. Die Ausgangsanschlüsse 30B und 31B des ersten Mischabschnitts sind mit den Eingangsanschlüssen 30A und 31A des zweiten Mischabschnitts verbunden. Die Quadratursignale, die durch die Mischer 30 und 31 des ersten Mischabschnitts erzeugt wurden, werden über die Ausgangsanschlüsse 30B und 31B des ersten Mischabschnitts den Eingangsanschlüssen 30A und 31A des zweiten Mischabschnitts zugeführt.
Der zweite Mischabschnitt erzeugt ein Paar Quadratursignale auf der Basis der Eingangssignale. Diese Quadratursignale weisen Frequenzen auf, die im wesentlichen dem zweifachen der Frequenzen der Eingangssignale entsprechen. Eines dieser Quadratursignale weist keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten auf. Das andere Quadratursignal zeigt eine Phaseninversion als Reaktion auf eine Änderung der Daten. Die Ausgangsanschlüsse 30B und 31B des zweiten Mischabschnitts sind mit den Eingangsanschlüssen 30A und 31A des dritten Mischabschnitts verbunden. Die durch den zweiten Mischabschnitt erzeugten Quadratursignale werden über die Ausgangsanschlüsse 30B und 31B des zweiten Mischabschnitts den Eingangsanschlüssen 31A und 31A des dritten Mischabschnitts zugeführt. Der dritte und nachfolgende Mischabschnitte arbeiten auf gleiche Weise wie der zweite Mischabschnitt. Der dritte und nachfolgende zwischenliegende Mischabschnitte sind mit entsprechend nachfolgenden Mischabschnitten auf gleiche Weise wie bei der Verbindung des zweiten Mischabschnitts mit dem dritten Mischabschnitt verbunden.
Der Ausgangsanschluß 30B des letzten Mischabschnitts ist mit einem Phasenumsetzer 10 und einem Mischer 12 verbunden. Mithin wird eines der Quadratursignale, die durch den letzten Mischabschnitt erzeugt wurden, dem Phasenumsetzer 10 und dem Mischer 12 zugeführt. Der Ausgangsanschluß 31B des letzten Mischabschnitts ist mit einem Mischer 13 verbunden. Mithin werden die anderen Quadratursignale, die durch den letzten Mischabschnitt erzeugt wurden, dem Mischer 13 zugeführt.
Die durch den letzten Mischabschnitt erzeugten Quadratursignale weisen Frequenzen auf, die gleich den Frequenzen des I-Signals 8 und des Q-Signals 9 multipliziert mit einer ganzen Zahl entsprechend 2n sind, wobei "n" die Stufenanzahl der Kaskadenschaltung der Mischabschnitte kennzeichnet. Der Anstieg der Frequenzen der Quadratursignale verringert die Fehleranzahl, die bei der Datendemodulation auftritt.

BESCHREIBUNG DES VIERTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 7 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, das mit Ausnahme des internen Aufbaus bzw. Entwurfs jedes der Mischabschnitte gleich dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 ist. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 7 weist jeder der Mischabschnitte Eingangsanschlüssen 30A und 31A, Mischer 32 und 34, einen 90 Grad Phasenumsetzer 33 und Ausgangsanschlüsse 30B und 31B auf. In jedem der Mischabschnitte ist der Mischabschnitt-Eingangsanschluß 30A mit einem ersten Eingangsanschluß des Mischers 32 verbunden und der Mischabschnitt-Eingangsanschluß 31A ist mit einem ersten Eingangsanschluß des Mischers 34 und dem Eingangsanschluß des Phasenumsetzers 33 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Phasenumsetzers 33 ist mit zweiten Eingangsanschlüssen der Mischer 32 und 34 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der Mischer 32 und 34 sind mit den Mischabschnitt-Ausgangsanschlüssen 30B und 31B verbunden. Jeder der Mischabschnitte arbeitet gleich denen des Ausführungsbeispiels der Fig. 6.

BESCHREIBUNG DES FÜNFTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 8 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, das mit Ausnahme des Demodulators 16 dem Ausführungsbeispiel der Fig&sub5; 3-5 gleicht. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 8 umfaßt der Demodulator 16 zusätzlich einen Inverter 42, der dem XOR-Verknüpfungsglied 42 nachgeschaltet ist. Dieses Ausführungsbeispiel ist in Fällen effektiv, in denen das Ausgangs-Datensignal von dem XOR-Verknüpfungsglied 42 gegenphasig zu den übermittelten Daten ist.

BESCHREIBUNG DES SECHSTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 9 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das mit Ausnahme des Demodulators 16 dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 und 2 gleicht. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 9 umfaßt der Demodulator 16 einen Addierverstärker 44, einen Subtraktionsverstärker 45 und einen Detektor 46. Eingangsanschlüsse des Addierverstärkers 44 empfangen die Signale 14 und 15 von den Mischern 12 und 13 (siehe Fig. 1). Der Addierverstärker 44 gibt ein Signal entsprechend der Addition der Signale 14 und 15 aus. Das Ausgangssignal von dem Addierverstärker 44 wird dem Detektor 46 zugeführt. Eingangsanschlüsse des Subtraktionsverstärkers 45 empfangen die Signale 14 und 15 von den Mischern 12 und 13 (siehe Fig. 1). Der Subtraktionsverstärker 45 gibt ein Signal entsprechend einer Subtraktion zwischen den Signalen 14 und 15 aus. Das Ausgangssignal von dem Subtraktionsverstärker 45 wird dem Detektor 46 zugeführt. Der Detektor 46 kombiniert die Ausgangssignale von den Verstärkern 44 und 45 und führt einen Erfassungsprozeß aus, wobei ein Datensignal 17 auf der Basis der Ausgangssignale von den Verstärkern 44 und 45 erzeugt wird.
Wie vorstehend beschrieben, ändert sich das Phasenverhältnis zwischen den Signalen 14 und 15 zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand in Übereinstimmung mit dem Datenzustand. Mithin wird das Ausgangssignal von dem Addierverstärker 44 in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten im wesentlichen vorhanden oder nicht vorhanden sein. Gleichermaßen wird das Ausgangssignal von dem Subtraktionsverstärker 45 in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten im wesentlichen vorhanden oder nicht vorhanden sein.

BESCHREIBUNG DES SIEBTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Unter Bezugnahme auf die Fig. 10 wird ein Eingangs-RF- Signal 101 direkt einem Paar Mischer 102 und 103 zugeführt. Das Eingangs-RF-Signal 101 umfaßt FSK-Signale auf einem RF- Träger. Genauer weist das Eingangs-RF-Signal 101 Frequenzen fc±δ auf, wobei fc die Trägerfrequenz und 6 die FSK- Modulationsabweichung (die Modulationsfrequenz) ist. Ein lokaler Oszillator 104 erzeugt ein Signal entsprechend dem RF-Träger. Das Ausgangssignal von dem lokalen Oszillator 104 wird direkt dem Mischer 102 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem lokalen Oszillator 104 wird über einen 90 Grad Phasenumsetzer 105 dem Mischer 103 zugeführt. Auf diese Weise werden die Mischer 102 und 103 einem Paar an Quadratursignalen des lokalen Oszillators ausgesetzt. Der Mischer 102 mischt das Eingangs-RF-Signal 101 und eines der Quadratursignale des lokalen Oszillators. Der Mischer 103 mischt das Eingangs-RF-Signal 101 und das andere Quadratursignal des lokalen Oszillators.
Das Ausgangssignal des Mischers 102 passiert einen Tiefpaßfilter 106, wodurch ein gleichphasiges Basisband- Frequenz-Signal 108 (oder Audio-Frequenz-Signal) von dem Ausgangssignal des Mischers 102 extrahiert wird. Das gleichphasige Basisband-Frequenz-Signal wird als das "I- Signal" abgekürzt. Das Ausgangssignal des Mischers 103 passiert einen Tiefpaßfilter 107, wodurch ein quadraturphasiges Basisband-Frequenz-Signal 109 (oder Audio- Frequenz-Signal) von dem Ausgangssignal des Mischers 103 extrahiert wird. Das quadraturphasige Basisband-Frequenz- Signal wird als das "Q-Signal" abgekürzt.
Das I-Signal 108 und das Q-Signal 109 werden durch die vorstehend beschriebenen Gleichungen des Ausführungsbeispiels der Fig. 1 und 2 ausgedrückt. Das I-Signal 108 weist keine Phaseninversion aufgrund einer Anderung des Vorzeichens der Modulationsfrequenz auf. Das Q-Signal 109 zeigt eine Phaseninversion als Reaktion auf eine Änderung des Vorzeichens der Modulationsfrequenz, und weist mithin Information auf, die übertragene Daten repräsentiert. Das I- Signal 108 und das Q-Signal 109 haben im wesentlichen ein Quadraturverhältnis.
Das I-Signal 108 und das Q-Signal 109 werden einem Signalgenerator 110 zugeführt. Der Signalgenerator 110 erzeugt ein Taktsignal 111 auf der Basis des I-Signals 108 und des Q-Signals 109. Das Taktsignal 111 weist eine Frequenz auf, die im wesentlichen dem zweifachen der Frequenz des I- Signals 108 entspricht, und weist vorbestimmte Phasenverschiebungen hinsichtlich des I-Signals 109 und des Q-Signals 109 auf. Beispielsweise kann der Signalgenerator 110 eine Kombination eines Frequenzverdopplers, der auf das I-Signal 108 einwirkt, und eines Verzögerungsschaltkreises sein, der dem Frequenzverdoppler nachgeschaltet ist. In diesem Fall ist die Verbindung zwischen dem Tiefpaßfilter 107 und dem Signalgenerator 111 weggelassen.
Das I-Signal 108 wird einem Begrenzungsverstärker 112 zugeführt. Das I-Signal 108 wird hinsichtlich seiner Wellenform durch den Begrenzungsverstärker 112 geformt. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 112 wird einem D-Anschluß eines Flip-Flops vorn D-Typ 114 zugeführt. Ein CK- Anschluß des Flip-Flops 114 empfängt das Taktsignal 111 von dem Signalgenerator 110. Das Flip-Flop 114 hält das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 112 als Reaktion auf das Taktsignal 111 und erzeugt ein Signal 116, das der Demodulation zu unterziehen ist. Das Ausgangssignal 116 von dem Flip-Flop 114 weist eine Frequenz auf, die im wesentlichen gleich der Modulationsfrequenz ist und keine Phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten aufweist.
Das Q-Signal 109 wird einem Begrenzungsverstärker 113 zugeführt. Das Q-Signal 109 wird hinsichtlich der Wellenform durch den Begrenzungsverstärker 113 geformt. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 113 wird einem D-Anschluß eines Flip-Flops vom D-Typ 115 zugeführt. Ein CK- Anschluß des Flip-Flops 115 empfängt das Taktsignal 111 von dem Signalgenerator 110. Das Flip-Flop 115 hält das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 113 als Reaktion auf das Taktsignal 111 und erzeugt ein Signal 117, das einer Demodulation auszusetzen ist. Das Ausgangssignal 117 von dem Flip-Flop 115 zeigt eine Phaseninversion als eine Reaktion auf eine Änderung in dem Vorzeichen der Modulationsfrequenz und weist mithin Information auf, die die übertragenen Daten repräsentiert. Das Ausgangssignal 117 von dem Flip-Flop 115 weist eine Frequenz auf, die im wesentlichen der Modulationsfrequenz entspricht.
Ein Phasenverhältnis zwischen den Ausgangssignalen 116 und 117 der Flip-Flops 114 und 115 wechselt zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand als Reaktion auf den Zustand der übermittelten Daten. Die Ausgangssignale 116 und 117 von den Flip-Flops 114 und 115 werden einem Mischer 118 zugeführt, der als ein Demodulator dient. Der Mischer 118 kann ein XOR-Verknüpfungsglied sein Die Signale 116 und 117 werden durch den Mischer 118 gemischt und zu einem Datensignal 119 kombiniert. Auf diese Weise werden die Daten von dem Eingangs-RF-Signal 1 ermittelt.
Im allgemeinen vermindert ein Fehler in der Arbeitsweise des Phasenumsetzers 105 die Phasengenauigkeit des I-Signals 108 und des Q-Signals 109. Eine derartige Verringerung in der Phasengenauigkeit wird durch die Signal-Halteprozesse kompensiert, die durch die Flip-Flops 114 und 115 unter Verwendung des frequenzverdoppelten und phasenverschobenen Taktsignals 111 durchgeführt werden
Dieses Ausführungsbeispiel kann durch Austausch des I- Signals 108 und des Q-Signals 109 modifiziert werden. Genauer wird in der Modifikation das I-Signal 108 dem Begrenzungsverstärker 113 zugeführt, während das Q-Signal 109 dem Begrenzungsverstärker 112 zugeführt

BESCHREIBUNG DES ACHTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 11 zeigt ein achtes Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, das mit Ausnahme von nachstehend beschriebenen Entwurfsänderungen dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 10 gleicht. Das achte Ausführungsbeispiel wird nun unter Bezugnahme auf die Figuren 11 und 12 beschrieben.
Wie in Fig. 11 gezeigt ist, umfaßt der Signalgenerator 110 einen Mischer 120, einen Bandpaßfilter 121 und einen Begrenzungsverstärker 122. Beide Eingangsanschlüsse des Mischers 120 werden dem I-Signal 108 ausgesetzt und das I- Signal 108 wird einem Frequenzverdoppelungsprozeß in dem Mischer 120 unterzogen. Mithin weist das Ausgangssignal des Mischers 120 eine Komponente auf, deren Frequenz dem doppelten der Frequenz des I-Signals 108 entspricht. Das Ausgangssignal des Mischers 120 wird dem Bandpaßfilter 121 zugeführt, wodurch durch den Bandpaßfilter 121 die frequenzverdoppelte Komponente des Ausgangssignals des Mischers 120 gewählt wird. Das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter 121 wird dem Begrenzungsverstärker 122 zugeführt und hinsichtlich seiner Wellenform durch den Begrenzungsverstärker 122 zu dem binären Taktsignal 111 geformt.
Die Ausgangssignale 116 und 117 von den Flip-Flops 114 und 115 werden den entsprechenden Eingangsanschlüssen eines XOR-Verknüpfungsgliedes 123 zugeführt. Das XOR- Verknüpfungsglied 123 erzeugt das Datensignal 119 auf der Basis der Signale 116 und 117.
Wie in Fig. 12 gezeigt ist, weist das I-Signal 108 keine phaseninversion aufgrund einer Änderung der Daten zwischen "0" und "1" auf, während das Q-Signal 109 bei einer solchen Datenänderung einen Phasenwechsel vollzieht. Mithin weist das Q-Signal 109 Information auf, die die Daten repräsentiert. Das I-Signal 108 und das Q-Signal 109 haben im wesentlichen ein Quadratur-Phasenverhältnis
Wie in Fig. 11 gezeigt ist, wird das I-Signal 108 einem Begrenzungsverstärker 112 zugeführt, wodurch das I-Signal 108 durch den Begrenzungsverstärker 112 in ein entsprechendes Binarsignal (siehe Fig. 12) geformt wird. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 112 wird einem D-Anschluß des Flip-Flops 114 zugeführt.
Das Q-Signal 109 wird einem Begrenzungsverstärker 113 zugeführt, wobei das Q-Signal 109 durch den Begrenzungsverstärker 113 in ein entsprechendes Binarsignal (siehe Fig. 12) geformt wird. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 113 wird einem D-Anschluß des Flip- Flops 115 zugeführt
Wie in Fig. 12 gezeigt ist, entspricht die Frequenz des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 121 dem zweifachen der Frequenz des I-Signals 108. Der Begrenzungsverstärker 122 formt das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 121 zu einem entsprechenden binären Taktsignal 111. Die Frequenz des Taktsignals 111 entspricht dem zweifachen der Frequenz des I- Signals 108. Das Taktsignal 111 hat eine vorbestimmte Phasenverschiebung hinsichtlich des I-Signals 108.
Das Flip-Flop 114 hält das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 112 mit einem durch das Taktsignal 111 bestimmten Zeitverhalten, wodurch ein Signal 116 erzeugt wird, das keine Phaseninversion aufgrund einer nderung des Zustands der Daten aufweist. Die Frequenz des Ausgangssignals 116 des Flip-Flops 114 ist im wesentlichen gleich der Modulationsfrequenz.
Das Flip-Flop 115 hält das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 113 mit einem durch das Taktsignal 111 bestimmten Zeitverhalten, wodurch ein Signal 117 erzeugt wird, das eine Phaseninversion als Reaktion auf eine Änderung des Zustands der Daten aufweist. Mithin weist das Ausgangssignal 117 des Flip-Flops 115 Information auf, die die Daten repräsentiert. Die Frequenz des Signals 117 ist im wesentlichen gleich der Modulationsfrequenz.
Wie in Fig. 12 gezeigt ist, wechselt das Phasenverhältnis zwischen den Ausgangssignalen 116 und 117 von den Flip-Flops 114 und 115 zwischen einem gleichphasigen Zustand und einem gegenphasigen Zustand in Übereinstimmung mit dem Zustand der Daten. Wie in Fig. 11 gezeigt ist, werden diese Signale 116 und 117 dem XOR-Verknüpfungsglied 123 zugeführt. Das XOR-Verknüpfungsglied 123 erzeugt wiedergegebene Daten auf der Basis der Ausgangssignale 116 und 117 von den Flip-Flops 114 und 115. Die wiedergegebenen Daten stimmen mit den übermittelten Daten überein, obwohl die wiedergegebenen Daten relativ zu den übermittelten Daten eine vorbestimmte Zeitverzögerung aufweisen

BESCHREIBUNG DES NEUNTEN BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Fig. 13 zeigt ein neuntes Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, das mit Ausnahme von nachstehend beschriebenen Entwurfsänderungen gleich dem Ausführungsbeispiel gemäß den Fig. 11 und 12 ist. Das neunte Ausführungsbeispiel wird unter Bezugnahme auf die Fig. 13 und 14 nun beschrieben
Wie in Fig. 13 gezeigt ist, umfaßt der Signalgenerator 110 einen Zwei-Kanten-Detektor 126, ein Flip-Flop vorn D-Typ 127, ein XOR-Verknüpfungsglied 128 und einen Verzögerungsschaltkreis 129. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 112 wird einem D-Anschluß des Flip- Flops 127 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 113 wird dem Zwei-Kanten-Detektor 126 zugeführt. Der Zwei-Kanten-Detektor 126 erfaßt ansteigende und abfallende Kanten in dem Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 113 und gibt ein Signal aus, das kurze Pulse aufweist, die mit den Kanten in dem Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 113 übereinstimmen, wie es in Fig. 14 gezeigt ist. Das Ausgangssignal von dem Zwei-Kanten-Detektor 126 wird einem CK-Anschluß des Flip-Flops 127 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem Zwei-Kanten-Detektor 126 dient als ein Taktsignal in einem Halteprozeß, der durch das Flip-Flop 127 ausgeführt wird. Das Flip-Flop 110 hält das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 112 als Reaktion auf jeden Puls des Ausgangssignals des Zwei-Kanten-Detektors 126 und gibt dadurch ein Signal aus, das eine in Fig. 14 gezeigte Wellenform aufweist.
Das Ausgangssignal von dem Flip-Flop 110 wird einem ersten Eingangsanschluß des XOR-Verknüpfungsglieds 128 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem Begrenzungsverstärker 112 wird einem zweiten Eingangsanschluß des XOR- Verknüpfungsglieds 128 zugeführt. Das XOR-Verknüpfungsglied 128 erzeugt ein primäres Taktsignal auf der Basis der Ausgangssignale von den Einrichtungen 110 und 112. Wie in Fig. 14 gezeigt ist, weist das primäre Taktsignal, das heißt, das Ausgangssignal von dem XOR-Verknüpfungsglied 128, eine Frequenz auf, die dem zweifachen der Frequenz des I-Signals 108 oder dem Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 112 entspricht. Das primäre Taktsignal wird durch den Verzögerungsschaltkreis 129 um ein vorbestimmtes Zeitausmaß verzögert, so daß das primäre Taktsignal in ein End- Taktsignal 111 gewandelt wird. Das End-Taktsignal 111 wird den Flip-Flops 114 und 115 zugeführt. Der Verzögerungsschaltkreis 129 weist dem End-Taktsignal 111 vorbestimmte Phasenverschiebungen hinsichtlich den Ausgangssignalen der Begrenzungsverstärker 112 und 113 zu
Die Ausgangssignale der Begrenzungsverstärker 112 und 113 werden durch die Flip-Flops 114 und 115 als Reaktion auf das End-Taktsignal 111 erhalten, und dadurch in die Signale 116 und 117 gewandelt. Die Ausgangssignale 116 und 117 der Flip-Flops 114 und 115 werden entsprechend den Eingangsanschlüssen eines XOR-Verknüpfungsglieds 123 zugeführt. Das XOR-Verknüpfungsglied 123 erzeugt das Datensignal 119 auf der Basis der Signale 116 und 117.
Ein Datenempfänger umfaßt ein Paar aus einem ersten und zweiten Mischer, die ein Eingangs-RF-Signal und ein lokales Oszillatorsignal mischen und ein Paar aus einem ersten und zweiten Quadratur-Basisband-Frequenz-Ausgangs-Signalen erzeugen. Ein Phasenumsetzer verschiebt eine Phase des ersten Basisband-Frequenz-Ausgangssignals um 90 Grad. Ein dritter Mischer mischt ein Ausgangssignal des Phasenumsetzers und das erste Basisband-Frequenz-Ausgangssignal. Ein vierter Mischer mischt das erste und das zweite Basisband-Frequenz- Ausgangssignal. Ein Demodulator führt eine Datendemodulation unter Verwendung der Ausgangssignale von dem ersten und dem vierten Mischer durch.

Claims

1. Datenempfänger für ein RF-FSK-Signal, das Daten aufweist, mit

einer Einrichtung (2,3) zum Erzeugen eines Paars aus ersten und zweiten Quadratur-Basisband-Frequenz-Signalen auf der Basis des RF-FSK-Signals,

gekennzeichnet durch

eine Einrichtung (12,13) zum Wandeln des Paars aus ersten und zweiten Basisband-Frequenz-Signalen in ein Paar aus dritten und vierten Quadratur-Basisband-Frequenz-Signalen, wobei die dritten und vierten Basisband-Frequenz-Signale eine Frequenz aufweisen, die im wesentlichen einem vorbestimmten Vielfachen einer Frequenz der ersten und zweiten Basisband-Frequenz-Signale gleichen, und

eine Einrichtung (16) zum Wiederherstellen der Daten aus den dritten und vierten Basisband-Frequenzsignalen.

2. Datenempfänger nach Anspruch 1, mit

der Einrichtung (2, 3) zum Erzeugen, die ein Paar an ersten (2) und zweiten Mischern (3) aufweist, die Eingangs-RF-Signal und ein lokales Oszillatorsignal mischen und ein Paar an ersten und zweiten Quadratur-Basisband-Frequenz-Ausgangssignalen erzeugen,

der Einrichtung (12,13) zum Wandeln, die einen Phasenumsetzer (10) aufweist, der eine Phase des ersten Basisband-Frequenz- Ausgangssignals um 90 Grad umsetzt,

einem dritten Mischer (12), der ein Ausgangssignal des Phasenumsetzers (10) und das erste Basisband-Frequenz- Ausgangssignal mischt, und

einem vierten Mischer (13), der die ersten und zweiten Basisband-Frequenz-Ausgangssignale mischt, und

der Einrichtung (16) zum Wiederherstellen, die einen Demodulator aufweist, der eine Datendemodulation unter Verwendung der Ausgangssignale des dritten (12) und vierten Mischers (13) durchführt.

3. Datenempfänger nach Anspruch 2, wobei der Demodulator einen fünften Mischer (4) aufweist, der die Ausgangssignale von dem dritten (12) und vierten Mischer (13) mischt.

4. Datenempfänger nach Anspruch 2, wobei der Demodulator (16) einen Addierverstärker (44), der die Ausgangssignale von dem dritten (12) und vierten Mischer (13) addiert, einen Subtraktionsverstärker (45), der eine Subtraktion unter den Ausgangssignalen des dritten (12) und vierten Mischers (13) durchführt, und einen Detektor (46) aufweist, der eine Erfassung unter Verwendung der Ausgangssignale des Addierverstärkers (44) und des Subtraktionsverstärkers (45) durchführt

5. Datenempfänger nach Anspruch 1, mit einem ersten Begrenzungsverstärker (22), der zwischen das Paar der ersten und zweiten Mischer (2, 3) und dem dritten Mischer (12) verschaltet ist und eine Amplitude des ersten Basisband-Frequenz- Ausgangssignals begrenzt, einem zweiten Begrenzungsverstärker (24), der zwischen das Paar aus den ersten und zweiten Mischern (2, 3) und den vierten Mischern (13) geschaltet ist und eine Amplitude des zweiten Basisband-Frequenz-Ausgangssignals begrenzt, und einem dritten Begrenzungsverstärker (20), der zwischen den Phasenumsetzer (10) und den dritten Mischern (12) verschaltet ist und eine Amplitude des Ausgangssignals des Phasenumsetzers (10) begrenzt, wobei der dritte Mischer (12) ein XOR-Verknüpfungsglied (26) aufweist und der vierte Mischer (13) ein XOR- Verknüpfungsglied (27) aufweist.