JPH04172840A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、復調装置に関し、特に、ＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍ
ｕｍ　　５ｈｉｆｔ　　Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調する
ための復調装置に関する。

［従来の技術］ 通信の分野においては、伝送すべき信号を伝送媒体に適
合する形式に変換する変調および、伝送後の信号を元の
形式に戻す復調のための技術が重要である。最近では、
伝送すべき信号がディジタルデータである場合が多い。

そこで、近年、無線通信の分野において、このようなデ
ィジタルデータを伝送に際して変調するためのディジタ
ル変調方式が種々提案されている。ＭＳＫ方式は、その
ようなディジタル変調方式の１つである。

ＰｖＩＳＫ方式は、周波数変調法の一種である位相連続
ＦＳＫ　（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　　Ｓｈｉ　ｆ　ｔＫｅ
ｙｉｎｇ）に含まれる。位相連続ＦＳＫは、変調波の周
波数がある定められた値の間で切替わり、かつ、この切
替わり時における搬送波周波数の変化が連続的であるよ
うな、周波数変調方法である。この位相連続ＦＳＫにお
いて、変調指数が０．５のものが特にＭＳＫ方式と呼ば
れる。通常、変調波の瞬時周波数はマーク周波数ｆｍお
よびスペース周波数ｆｓと呼ばれる２つの周波数間で切
替えられる。具体的には、Ｍ　Ｓ　Ｋ方式によれば、変
調すべきディジタルデータの論理値“１”。

“０“にそれぞれ対応して、変調波の周波数かマーク周
波数ｆｍ、スペース周波数ｆｓとなる。周波数変調方式
によれば、変調波の振幅が一定であるので、このような
ＭＳＫ方式によって変調された信号（ＭＳＫ信号）は伝
送時における非線形歪に影響されにくいという長所を有
する。

ＭＳＫ信号を復調するには、ＭＳＫ信号からマーク周波
数成分およびスペース周波数成分を抽出し、抽出したマ
ーク周波数成分またはスペース周波数成分を用いた同期
検波を行なって変調波の瞬時周波数の搬送波周波数から
の変化分を検出する、いわゆる偏移周波数ロック同期検
波方式が用いられる。

第２図は、偏移周波数ロック同期検波方式を用いてＭＳ
Ｋ信号を復調する従来のＭＳＫ信号復調回路の構成を示
すブロック図である。以下、第２図を参照しなから従来
のＭＳＫ信号復調回路の構成および動作について説明す
る。

第２図を参照して、入力端子１０に与えられたＭＳＫ信
号は、検波器１１および］２に与えられる。検波器１１
および１２は、ＭＳＫ信号を電圧制御キャリア発振器１
５の出力で直交同期検波する。具体的には、検波器１１
がＭＳＫ信号と電圧制御キャリア発振器１５の出力とを
掛合わせ、検波器１２がＭＳＮ信号と９０°移相器１６
の出力とを掛合わせる。９０°移相器１６は、電圧制御
キャリア発振器１５の出力の位相を９０”だけシフトさ
せる。したがって、ＭＳＫ信号は互いに９０°だけ位相
の異なる２つの信号の各々と同期検波される。

電圧制御キャリア発振器１５は、出力周波数の中心値を
マーク周波数ｆｍまたはスペース周波数ｆｓとする出力
周波数可変型の発振器である。以下の説明においては、
電圧制御キャリア発振器１５の出力の中心周波数はマー
ク周波数ｆｍであるものとする。

入力端子１０に与えられるＭＳＫ信号は、時間ｔの関数
Ｙ　（ｔ）として次式で表わされる。

Ｙ　（ｔ）−ｃｏｓ　　［（ωｃ＋ｕｉ　＊ωｄ）を十
φ０］　　　　　　　・・・（１） 上記式（１）において、ωＣは搬送波角周波数、ωｄは
クロック角周波数の１／４倍の角周波数、ｕｉは変調前
の元のディジタルデータの論理値０゜１に対するディジ
タル値（±１）、φ０は初期位相（０またはπ）を表わ
す。変調前の元のディジタルデータにおいて１ビットは
一定の長さを有する。このため、変調波であるＭＳＫ信
号には、１ビットの長さを１周期とする周波数成分、す
なわちクロック成分が含まれる。ωｄは、このクロック
成分の角周波数の１／４である。なお、初期位相φＯ−
０としてもＭＳＮ信号の一般性は失われないので、以下
の説明においてはＹ　（ｔ）　−ｃ。

Ｓ　［（ωＣ＋ｕｌ・ωｄ）・ｔ］とする。

さて、搬送波周波数をｆｃで表わし、クロック成分の周
波数の１／４をｆｄで表わすと、マーク周波数ｆｍはこ
れら２つの周波数の和、すなわち、ｆｃ＋ｆｄで表わさ
れる。したかって、搬送波角周波数ωＣ，クロック角周
波数の１／４倍の角周波数ωｄ、およびマーク角周波数
ωｍの間には、ωｍ−ωＣ十ωｄが成立つ。マーク角周
波数ωｍは、ディジタル値＋１に対応して送信される変
調波（マーク信号）の角周波数でありマーク周波数成分
の角周波数を表わすＩしたがって、電圧制御キャリア発
振器１５の出力は、時間ｔの関数Ｃ（１）として次式で
表わされる。

Ｃ（ｔ）−ｃｏｓ　（ωｍ−ｔ−θ） 譚ｃｏｓ　　［（ωＣ十ωｄ）　・　ｔ−θコ・・・（
２） 上記式（２）において、θは位相誤差を表わす。

したかって、ＭＳＫ信号の位相（（ωＣ＋ｕｉ・ωｄ）
・ｔ）か電圧制御キャリア発振器１５の出力の位相（ω
ｍ−ｔ−θ）に一致したときにのみ、検波器１１から正
しい検波出力が得られる。つまり、検波器１］の出力信
号Ｉは時間ｔの変数Ｉ（１）として次式で表わされる。

Ｉ　　（ｔ）＝１／２ｃｏｓ　　［（ｕｉ−１）　　・
ωｄ・　ｔ　＋θコ　　　　　　　　　　・・・　（３
）一方、９０°移相器１６は電圧制御キャリア発振器１
５の出力の位相を９０°だけずらす。したがって、９０
゛移相器１６の出力は、時間ｔの関数として、５ｉｎ（
ωｍ−ｔ−θ）と表わされる。

よって、ＭＳＫ信号の位相（（ωｃ十ｕ　ｉ・ωｄ）・
ｔ）が９０°移相器１６の出力信号の位相（ωｍ−ｔ−
θ）に一致したときにのみ、検波器１２から正しい検波
出力が得られる。つまり、検波器１２の出力信号Ｑは、
時間ｔの関数Ｑ　（ｔ）として次式で表わされる。

Ｑ　（ｔ）＝１／２ｓｉｎ　［（ｕｉ−１）−ωｄ・　
ｔ＋θ］　　　　　　　　　・・・　（４）このように
、検波器１１の出力信号Ｉと検波器１２の出力信号Ｑと
は、互いに９０°位相の異なる信号となる。第２図にお
いて、検波器１〕の出力信号Ｉと検波器１２の出力信号
Ｑとは乗算器１３によって掛合わされる。したがって、
乗算器］３の出力信号は時間ｔおよび位相誤差θの関数
Ｖｔ　（θ）として次式で表わされる。

Ｖｔ　　（θ）　＝１／８ｓ　ｉｎ　　［２（ｕ　１−
１）　　・ωｄ−ｔ＋２θ］　　・・・（５） 乗算器１３の出力信号Ｖｔ　　（θ）はループフィルタ
１４に与えられる。ループフィルタ１４は、乗算器１３
の出力信号Ｖｔ　　（θ）の交流成分を除去し直流成分
のみを抽出する。つまり、ループフィルタ１４は、上記
式（５）の右辺における角周波数ωｄの項を除去する機
能を果たす。したがって、ループフィルタ１４の出力信
号は位相誤差θのみの関数Ｖ（θ）として次式で表わさ
れる。

■（θ）　＝１／８ｓ　ｉ　ｎ　（２θ）　　−（６）
ループフィルタ１４の出力信号は電圧制御キャリア発振
器１５にコントロール電圧として与えられる。

このように、電圧制御キャリア発振器１５には、常時、
マーク信号のキャリア成分からの位相誤差θに比例した
コントロール電圧が与えられる。−方、電圧制御キャリ
ア発振器１５は、出力周波数をコントロール電圧に応し
て制御する。コントロール電圧がＯＶよりも高ければ、
電圧制御キャリア発振器１５は出力周波数を高くして位
相誤差θを０に近付ける。逆に、コントロール電圧が０
■よりも小さければ、電圧制御キャリア発振器１５は出
力周波数を低くして位相誤差θをＯに近付ける。そして
、コントロール電圧がＯＶとなると、電圧制御キャリア
発振器１５は出力周波数を変化させないように動作する
。したがって、位相誤差θがＯまたはπのときに、電圧
制御キャリア発振器１５の出力周波数が一定値にロック
される。ただし、位相誤差θが０の場合とπの場合とで
は、復調されたディジタルデータは、互いに反転された
関係にある。そこで、変調前のディジタルデータを作成
する際に差動符号化か行なわれる。差動符号化は、変調
すべき最終的なディジタルデータを作成するための符号
化器におけるに回目の入力ビットのデータをＸにで表わ
し、ｋ回目の出力ビットのデータをＹＫで表わした場合
にｙに−”ｌ／に−＋　（ｐ　ｘ　Ｋ（Φは排他的論理
和記号）が常時成立つような演算が施される符号化方法
を意味する。したかって、差動符号化によって作成され
たディジタルデータを変調して得たＭＳＫ信号は、復調
回路側でこの演算と逆の処理を施されることによって、
位相誤差θがＯ１πのいずれであるかにかかわらず、常
に差動符号化される前の元のディジタルデータとなる。

式（３）および（４）かられかるように、位相誤差θが
０のときの検波器１１の出力信号および検波器〕２の出
力信号はそれぞれ時刻ｔの関数Ｉ（１）およびＱ　Ｃｔ
）として次式で表わされる。

ディジタル値ｕｉ−＋１の場合 １　（ｔ）　−１／２ Ｑ　（ｔ）　−０ ディジタル値ｕｉ−−１の場合 Ｉ　　（ｔ）＝１／２ｃｏｓ　（２ωｄΦｔ）Ｑ　（ｔ
）　＝−１／２ｓ　ｉ　ｎ　（２ωｄ−ｔ）第３図は、
検波器１１および１２の出力信号■およびＱと、入力端
子１０に与えられるＭＳＫ信号の周波数および変調前の
ディジタルデータとの関係を示す波形図である。第３図
には、位相誤差θが０である場合が示される。

入力端子１０に第３図（ｂ）に示されるような、周波数
変化を示すＭＳＫ信号か与えられる場合を想定する。Ｍ
ＳＫ信号−か示すディジタル値ｕｉは第３図（ａ）に示
されるように、スペース周波数ｆｓ、マーク周波数ｆｍ
にそれぞれ対応して−１゜＋１となる。このような場合
、位相誤差θが０であれば、検波器１］の出力信号Ｉは
、第３図（Ｃ）に示されるように、ＭＳＫ信号がマーク
周波数ｆｍを示す期間Ｔ２．Ｔ３．およびＴ６において
一定の直流信号となり、ＭＳＫ信号がスペース周波数ｆ
ｓを示す期間ＴＩ、Ｔ４．およびＴ５において、交流信
号となる。同様に、検波器１２の出力信号Ｑは、第３図
（ｄ）に示されるように、期間Ｔ２．　Ｔ３．およびＴ
６において一定の直流信号となり、期間Ｔｌ、Ｔ４．お
よびＴ５において検波器１１の出力信号Ｉよりも９０°
たけ位相のずれた交流信号となる。期間Ｔ１〜Ｔ６の各
々は、ＭＳＫ信号において１ビットのデータに割り当て
られた長さ、すなわちクロック成分の１周期に相当する
長さを有する。したかつて、期間ＴＩ、Ｔ４、およびＴ
５の各々における検波器１〕の出力信号Ｉおよび検波器
１２の出力信号Ｑの周波数は、いずれもクロック周波数
の２分の１となる。

このように、入力端子１０に与えられたＭＳＮ信号は、
検波器１．１．１２と、乗算器１３と、ループフィルタ
１４および電圧制御キャリア発振器１５と９０°移相器
１６とによって構成される、いわゆるコスタスループに
よって、マーク周波数成分を再生される。再生されたマ
ーク周波数成分を用いてＭＳＫ信号を同期検波した検波
器１１および１２の出力信号ＩおよびＱはそれぞれ、乗
算器１３に与えられてマーク信号のキャリア成分を再生
するために用いられる一方、振幅識別器１７および二乗
回路１９にも与えられる。

振幅識別器１７は、検波器１］の出力信号Ｉの振幅が第
３図（Ｃ）に破線で示されるレベル以上であるか否かを
判別することによって、前記信号Ｉを第３図（ｅ）に示
されるような矩形波に変換する。この矩形波はタイミン
グ判定器１８に与えられる。

タイミング判定器１８は、振幅識別器１７からの矩形波
電圧をクロック再生回路２０から与えられるクロック信
号（第３図（ｆ））に応じて一定のタイミングでサンプ
リングすることによって、前記矩形波を論理値０または
１のディジタル信号（第３図（ｇ））に変換する。変換
されたディジタル信号は差動復号回路３０によって、変
調前の元のディジタルデータに復号される。

差動復号回路３０は、１シンボル遅延回路３１および排
他的論理和回路３２を含む。タイミング判定器１８から
出力されたディジタル信号は直接排他的論理和回路３２
に与えられる一方、遅延回路３１によって１ビット分遅
延されて排他的論理和回路３２に与えられる。したがっ
て、排他的論理和回路３２においては、タイミング判定
器１８から出力されるディジタル信号の隣接する２ビッ
ト分のデータの排他的論理和か導出される。この結果、
復調データ出力端子４０には、タイミング判定器１８か
ら１ビットのデータが出力されるたびに、この１ビット
のデータとタイミング判定器］８から前回出力された１
ビットのデータとの排他的論理和に等しい論理値を有す
る１ビットのデータが与えられる。つまり、ＭＳＫ信号
から再生されたディジタル信号が差動復号回路３０によ
って、送信時における差動符号化と逆の処理を施されて
差動符号化される前の元のディジタルデータに戻される
。

一方、二乗回路１９は、検波器１２の出力信号Ｑを二乗
してクロック再生回路２０に与える。検波器１２の出力
信号Ｑは時間ｔの関数Ｑ　（ｔ）として、式（４）で表
わされるので、位相誤差θが０のとき、二乗回路１９の
出力信号は、時間ｔの関数Ｑ２　（ｔ）として次式で表
わされる。

Ｑ２（ｔ）　＝１／４　［１−ｃｏｓ　　（２（ｕ　ｉ
　−１）・ωｄ−ｔ）］　　・・　（７） したかって、ディジタルデータｕｉか−１であるときの
二乗回路１つの出力信号は時間ｔの関数Ｑ”（ｔ）とし
て次式で表わされる。

Ｑ２′　（ｔ）　−１／４　　ｆｌ−ｃｏｓ　　（４ω
ｄ・１）］　　　　　　　　・・・（８） ここで、ωｄは、クロック角周波数の１／４倍の角周波
数を表わすので、ディジタル値ｕ１が−１であるときの
二乗回路１９の出力信号に含まれる交流成分は、クロッ
ク周波数成分のみを含む。

すなわち、二乗回路１９は検波器１２の出力信号Ｑを二
乗することによって、ＭＳＫ信号に含まれるクロック成
分を抽出する。

クロック再生回路２０は、電圧制御クロック発振器２１
と、位相検波器２２と、ループフィルタ２３とによって
構成されるＰＬＬ　（Ｐｈａ　ｓ　ｅＬｏｃｋｅｄ　　
Ｌｏｏｐ）を含む。

位相検波器２２は、二乗回路１９によって抽出されたク
ロック成分を基準信号として、電圧制御クロック発振器
２１の出力信号を位相検波する。

これによって、位相検波器２２からは、二乗回路１９に
よって抽出されたクロック成分と電圧制御クロック発振
器２１の出力信号との位相差に比例した直流レベルを有
する電圧が出力される。位相検波器２２の出力電圧はル
ープフィルタ２３によって平滑化されて電圧制御クロッ
ク発振器２１にコントロール電圧として与えられる。電
圧制御クロック発振器２１は、コントロール電圧に応答
して、自らの出力周波数を制御する。したかって、位相
検波器２２の出力電圧がループフィルタ２３を介して電
圧制御クロック発振器２］に与えられることにより、電
圧制御クロック発振器２１の出力信号か、二乗回路１９
によって抽出されたクロック成分と同一の位相および同
一の周波数を有する信号にロックされる。このように、
クロック再生回路２０においては、二乗回路１９によっ
て抽出された、ＭＳＫ信号中のクロック成分に基づいて
、変調前のディジタルデータにおける１ビットの長さに
応した周波数を有するクロック信号が再生される。クロ
ック再生回路２０によって再生されたクロック信号がタ
イミング判定器１８に与えられる。このため、タイミン
グ判定器１８から出力されるディジタル信号における１
ビットの長さは変調前と同じとなる。

なお、ディジタル値ｕｉ−＋１のときには、二乗回路１
９の出力が０となるので、位相検波器２２は基準信号を
失う。位相検波器２２に基準信号か与えられなくなると
、電圧制御クロック発振器２１にコントロール電圧が付
与されなくなるので、電圧制御クロック発振器２１の出
力信号の周波数および位相がロックされなくなる。しか
し、位相検波器２２に基準信号が与えられてから電圧制
御クロック発振器２１がこの基準信号に応答した信号を
出力するまでの期間の長さ、すなわちクロック再生回路
２０のループ応答速度は、１ビット分のＭＳＫ信号か入
力端子１０に与えられてから次の１ビット分のＭＳＫ信
号が入力端子１０に与えられるまでの期間の長さ、すな
わちＭＳＫ信号によるデータ伝送速度よりも十分に遅く
設定される。

さらに、無線通信で伝送されるようなディジタルデータ
には、一般に、２つの論理値０，１の各々の発生確率か
互いに等しくなるように送信側でスクランブルがかけら
れる。このため、ＭＳＫ信号においてディジタル値ｕ１
はそれほど長期間連続して＋１となる確率は低いと考え
られる。したかって、ディジタル値ｕｉか−１となって
電圧制御クロック発振器２１の出力信号の周波数および
位相が一端ロツクされると、この後ディジタル値Ｕｌか
＋１となっても、電圧制御タロツク発振器２１の出力信
号の周波数および位相かロック状態におけるそれから大
きくずれることはない。

以上のような回路動作によって、入力端子１０に与えら
れたＭＳＫ信号は元のディジタルデータに復調されて復
調データ出力端子４０から出力される。

なお、上記説明は、電圧制御キャリア発振器１５の出力
の中心周波数がマーク周波数ｆｍである場合を例にとっ
て行なわれたが、電圧制御キャリア発振器１５の出力の
中心周波数がスペース周波数ｆｓである場合にも同様の
回路動作によってＭＳＫ信号から元のディジタルデータ
が復調される。

また、検波器１１および１２の後段にローパスフィルタ
か付加される場合もある。ローパスフィルタが付加され
ることによって、検波器１１の出力信号１および検波器
１２の出力信号Ｑの各々に若干含まれる不要な高域成分
が除去される。

以上のように、従来のＭＳＫ信号復調回路は、ＭＳＫ信
号に含まれるクロック周波数成分を抽出するための二乗
回路（第２図における二乗回路１９）を含む。第４図は
、この二乗回路として一般的に用いられる回路例を示す
回路図である。

二乗回路は、たとえば、第４図（ａ）に示されるような
絶対値回路によって構成される。絶対値回路は、入力信
号ｅ、の正の全波整流波形を１ｅ１１を出力信号として
導出する。絶対値回路は、一般に、２つの演算増幅器Ｏ
Ｐ１およびＯＦ２と、２つのダイオードＤ１およびＤ２
とを含む。ダイオードＤ１は演算増幅器ＯＰＩの出力端
と反転入力端子との間に設けられる。一方、ダイオード
Ｄ２は演算増幅器ＯＰＩの出力端と反転入力端子との間
にダイオードＤ１とは逆方向に、抵抗Ｒ３を介して接続
される。

入力信号ｅ、は抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰ１の反
転入力端子に与えられる。人力信号ｅ１の極性が負であ
れば、ダイオードＤ１が導通するので抵抗Ｒ３とダイオ
ードＤ２との接続点（ノードｎ）に入力信号ｅ１と逆極
性の信号が現われる。

逆に入力信号ｅ、の極性か正であれば、ダイオードＤ１
か非導通となる一方、ダイオードＤ２によってノードｎ
の電位がダイオードＤ２の順方向しきい値電圧にクラン
プされる。したがって、ノードｎには、入力信号ｅ１の
負極性の半波のみを位相反転した半波整流波形が現われ
る。この半波整流波形は抵抗Ｒ４を介して演算増幅器Ｏ
Ｐ２の反転入力端子に与えられる。演算増幅器ＯＰ２の
反転入力端子には、抵抗Ｒ２を介して入力信号ｅ。

も与えられる。一方、演算増幅器ＯＰ２は反転入力端子
と出力端子との間に抵抗Ｒ５を接続されて、抵抗Ｒ２を
介して反転入力端子に与えられる信号と抵抗Ｒ４を介し
て反転入力端子に与えられる信号とを１対２の割合で加
算する加算器を構成する。

したがって、演算増幅器ＯＰ２の出力端には、入力信号
ｅ、と前記半波整流波形とが１対２の割合で加算された
波形、すなわち、入力信号ｅ、の全波整流波形が現われ
る。

また、二乗回路は第４図（ｂ）に示されるように単なる
乗算器１．９０によって構成される場合もある。この場
合、二乗されるべき入力信号ｅ１は乗算器１９０の２つ
の入力信号ＩＮＩおよびＩＮ２に２分割される。乗算器
１．９０はこれら２つの入力信号ＩＮＩおよびＩＮ２を
掛合わせるので、乗算器１９０の出力信号は入力信号ｅ
、が二乗された信号（ｅ、）２となる。

［発明が解決しようとする課題］ 以上のように、ＭＳＫ信号を復調する従来の復調回路は
、ＭＳＫ信号に含まれるクロック周波数成分を抽出する
ための二乗回路を有する。この二乗回路には、一般に、
第４図（ａ）に示されるような絶対値回路や第４図（ｂ
）に示されるような乗算器が用いられる。

このため、二乗回路として絶対値回路が用いられると、
この絶対値回路を構成する、２つの演算増幅器および２
つのダイオードならびに多数の抵抗素子によって、復調
回路全体の構成部品数が増大する。これに伴ない、復調
回路のコストが高くなるという問題が生じる。

また、二乗回路として乗算器が用いられると、乗算器そ
のものの部品数による復調回路全体の部品数の増大はそ
れほど問題とならないか、乗算器の動作特性上、種々の
付加回路が必要となる。たとえば、乗算器の出力信号に
は、乗算器の入力信号の積に対応する信号成分以外の不
要な高調波成分が含まれるので、乗算器の後段には、一
般に、この高調波成分を抑圧するだめのローパスフィル
タまたはバンドパスフィルタが設けられる。さらに、乗
算器への入力信号によっては、乗算器の出力レベルが低
い場合があるので、乗算器の後段にこの出力信号を増幅
するためのアンプを設ける必要がある。したがって、二
乗回路として乗算器か用いられた場合でも、このような
付加回路が必要となるので、結果的に復調回路全体の構
成部品数が増大する。

それゆえに本発明の目的は、上記のような問題点を解決
し、従来よりも少ない部品で構成され、かつ、従来と同
等の性能を有する、ＭＳＫ信号のための復調装置を低コ
ストで提供することである。

［課題を解決するための手段］ 上記のような目的を達成するために、本発明に係る復調
装置は、ＭＳＫ信号を、第１の信号で同期検波する第１
の検波手段と、前記ＭＳＫ信号を、第１の信号とは９０
°たけ位相の異なる第２の信号で同期検波する第２の検
波手段と、第１の検波手段の出力と第２の検波手段の出
力とを乗算する乗算手段と、乗算手段の乗算出力に基づ
いて、前記ＭＳＮ信号に含まれる、変調前のディジタル
データの１ビットの長さに応じた周波数の信号成分に位
相同期したクロック信号を作成するクロック信号作成手
段と、前記クロック信号作成手段にょって作成されたク
ロック信号に応答して、第１の検波手段の出力から変調
前のディジタルデータを再生する手段とを備える。

［作用］ 上記のように、本発明に係る復調装置では、ＭＳＫ信号
を直交同期検波するために必要な第１および第２の信号
を制御するのに必要な乗算手段の出力が、第１の検波手
段の出力から変調前のディジタルデータを再生するため
に必要なりロック信号を作成するために用いられる。一
方、従来のＭＳＫ信号復調装置においては、第２の検波
手段の出力を二乗して得られた信号に基づいてこのクロ
ック信号が作成される。したがって、本発明に係る復調
装置においては、従来のＭＳＮ信号復調装置と異なり、
第２の検波手段の出力を二乗するための回路が不要とな
る。

［実施例］ 第１図は、本発明の一実施例のＭＳＫ信号復調回路の構
成を示すブロック図である。

第１図を参照して、このＭＳＫ信号復調回路は、第２図
に示される従来のＭＳＫ信号復調回路において二乗回路
１９が除去され、かつ、クロック再生回路２０内の位相
検波器２２に二乗回路１９の出力の代わりに乗算器１３
の出力が与えられた構成を有する。このＭＳＫ信号復調
回路の他の部分の構成および動作は第２図に示される従
来のＭＳＫ信号復調回路におけるものと同様になるので
説明は省略する。ただし、タイミング判定器２４は、第
２図に示されるタイミング判定器１８が有する機能に加
えて、振幅識別器１７から与えられた矩形器の位相を９
０°だけ遅らせるためのディジタル処理機能を有する。

以下、このＭＳＫ信号復調回路の動作について従来と異
なる部分を中心に説明する。なお、以下の説明において
は、従来例の説明の場合と同様に、入力端子１０に与え
られるＭＳＮ信号が時間ｔの関数ｙ　（Ｂとして前記式
（１）で表わされ、電圧制御キャリア発振器１５の出力
信号の中心周波数がマーク周波数ｆｍであるものとする
。電圧制御キャリア発振器１５の出力は時間ｔの関数Ｃ
（１）として前記式（２）で表わされる。

入力端子１０に前記式（１）で表わされるＭＳＫ信号が
与えられると、検波器１１からは、時間ｔの関数１　（
ｔ）として次式（３）で表わされる信号ｒが出力され、
検波器１２からは、時間ｔの関数Ｑ　（ｔ）として次式
（４）て表わされる信号Ｑが出力される。

１　　（ｔ）−１／２ｃｏｓ　　［（ｕｉ−１）　　・
ωｄ・　ｔ＋θコ　　　　　　　　　　・・・　（３）
Ｑ　（ｔ）＝１／２ｓｉｎ　［（ｕｉ　−１）　　−ω
ｄ・　ｔ＋θコ　　　　　　　　　　・・・　（４）こ
れに応答して、乗算器１３からは、時間ｔおよび位相誤
差θの関数Ｖｔ　　（θ）として次式（５）で表わされ
る信号が出力される。

ｖｌ　　（θ）−１（ｔ）ｘＱ　（ｔ）＝１／８ｓ　ｉ
　ｎ　［２（ｕ　ｉ　−１）　　・ωｄ−ｔ＋２θ］　
　・・・（５） 乗算器１３の出力信号はループフィルタ１４を介して電
圧制御キャリア発振器１５にフィードバックされるので
、位相誤差θは０となって電圧制御キャリア発振器１５
の出力周波数はマーク周波数ｆｍにロックされる。この
結果、乗算器１３の出力信号は時間ｔのみの関数Ｖ　（
ｔ）として次式％式％ 本実施例では、乗算器１３の出力信号が位相検波器２２
に与えられる。位相検波器２２は乗算器１３の出力信号
を基準信号として受けて、電圧制御クロック発振器２１
の出力信号を位相検波する。

前記式（９）かられかるように、ディジタル値Ｕｉが＋
１であるＭＳＫ信号が入力端子１０に与えられると乗算
器１３の出力信号は０となるが、ディジタル値ｕｉが−
１であるＭＳＫ信号が入力端子１０に与えられると、乗
算器１３の出力信号は時間ｔのみの関数Ｖ’　　（ｔ）
として次式で表わされる。

Ｖ’　　（ｔ）＝　　１／８ｓ　ｉ　ｎ　　（４ωｄ−
ｔ）・・・（１０） したがって、ディジタル値ｕｉが−１であるときに、乗
算器１３はＭＳＮ信号に含まれるクロック周波数成分（
ｓｉｎ（４ωｄ−ｔ））を抽出する。このため、乗算器
１３の出力信号が基準信号として位相検波器２２に与え
られると、電圧制御クロック発振器２１１位相検波器２
２．およびループフィルタ２３が従来と同様に動作して
、ディジタル値ｕ１が−１のときに電圧制御クロック発
振器２１の出力信号か、乗算器１３か抽出したクロック
周波数成分の周波数および位相にロックされる。なお、
ディジタル値ｕｉか＋１の場合には、乗算器１３の出力
が０となるので、位相検波器２２は基準信号を失う。し
かし、前述したように、伝送すべきディジタルデータに
は、２つの論理値０．１の各々の発生確率が互いに等し
くなるように送信側でスクランブルがかけられる。この
ため、実際には、ＭＳＫ信号においてディジタル値ｕｉ
が連続して＋１となる期間は比較的短い。さらに、クロ
ック再生回路２０のループ応答速度は、ＭＳＫ信号によ
るデータ伝送速度よりも十分に遅く設定される。このた
め、ディジタル値ｕｉが＋１となり乗算器１３から出力
が得られなくなった期間に電圧制御クロック発振器２１
の出力信号が一旦ロツクされた周波数および位相からず
れることはない。それゆえ、タイミング判定器２４には
、常に、ディジタル値ｕｉが−１であるときに乗算器１
３が抽出したクロック周波数成分と同し周波数および位
相を有するクロック信号が与えられる。

さて、本実施例では、位相検波器２２が受ける基準信号
は乗算器１３によって抽出されたクロック周波数成分（
Ｓｉｎ（４ωｄ−ｔ））であり、第２図に示される従来
のＭＳＫ信号復調回路において二乗回路１９が抽出した
クロック周波数成分（ｃｏｓ　（４ωｄ　−ｔ））より
も９０°だけ遅れた位相を有する。このため、クロック
再生回路２０からタイミング判定器２０に与えられるタ
ロツク信号の位相も、従来のＭＳＫ信号復調回路におい
てクロック再生回路２０からタイミング判定器１８に与
えられるクロック信号の位相よりも９０６だけ遅い。そ
こで、タイミング判定器２４は、振幅識別器１７から与
えられる矩形波の位相を９０°だけ遅らせる。そして、
タイミング判定器２４は、この位相を遅らせた矩形波電
圧をクロック再生回路２０からのクロック信号に同期し
てサンプリングすることによって、前記矩形波をＭＳＮ
信号におけるディジタル値ｕｉの切替わりタイミングと
同じタイミングで論理値が切替わるようなディジタル信
号に変換する。

したかって、本実施例においても、入力端子１０に与え
られるＭＳＫ信号のディジタル値ｕｉかたとえば第３図
（ａ）に示されるような変化を示すならば、検波器］１
の出力信号Ｉ、検波器１２の出力信号Ｑ、振幅識別器１
７の出力信号、およびタイミング判定器２４の出力信号
はそれぞれ第３図（Ｃ）、第３図（ｄ）、第３図（ｅ）
、および第３（ｇ）に示される波形を示す。それゆえ、
出力端子４０には入力端子］０に与えられたＭＳＫ信号
の変調前のディジタルデータが導出される。

このように、本実施例のＭＳＫ信号復調回路は、検波器
１１の出力信号Ｉと検波器１２の出力信号Ｑとを掛合わ
せて得られる信号にクロック周波数成分（ｓｉｎ（４ω
ｄ−ｔ））か含まれることに着目し、乗算器１３の出力
信号かクロック再生回路２０に基準信号として与えられ
るように構成される。このため、従来検波器１２の後段
に設けられた二乗回路か不要となる。したがって、ＭＳ
Ｋ信号復調回路の構成部品数が従来よりも減少する。

なお、タイミング判定器２４は、振幅識別器１７から与
えられる矩形波の位相をずらすように構成されるので、
第２図の従来のＭ　Ｓ　Ｋ信号復調回路におけるタイミ
ング判定器］８よりも若干複雑な構成を有する。しかし
、矩形波の位相をずらすために必要となる回路は比較的
簡単な公知のディジタル回路等によって構成されればよ
い。したがって、タイミング判定器２４に矩形波の位相
をずらす機能を付加することによって、ＭＳＫ信号復調
回路の構成部品数の著しい増大やコスト高は招来されな
い。

上記実施例においては乗算器１３の出力信号をクロック
再生回路２０の基準信号として用いることによって、振
幅識別器］７が出力する矩形波とタイミング判定器２４
に与えられるクロック信号との間に生しる位相差か、タ
イミング判定器２４に矩形波の位相をずらす機能を付加
することによって解消された。しかし、この位相差を解
消する方法はこのような方法に限定されない。たとえば
、電圧制御クロック発振器２１とタイミング判定器２４
との間に、電圧制御クロック発振器２１の出力信号の位
相を９０°だけ進めるだめの回路が設けられてもよい。

なお、上記実施例の説明においては、電圧制御キャリア
発振器１５の出力信号の中心周波数がマーク周波数ｆｍ
とされたが、電圧制御キャリア発振器１５の出力信号の
中心周波数かスペース周波数ｆｓの場合にも、同様の回
路動作によって、変調前のディジタルデータが出力端子
４０に導出される。

［発明の効果コ 以上のように、本発明によれば、第１の検波手段の出力
から変調前のディジタルデータを再生するために必要と
なるクロック信号が、第１の検波手段の出力と第２の検
波手段の出力とを掛合わせる乗算手段の出力に基づいて
作成される。このため、従来のＭＳＫ信号復調回路が必
要とした、第２の検波手段の出力を二乗するための回路
が不要となる。この結果、ＭＳＫ信号復調装置の構成部
品数が低減されるとともに、回路構成も簡略化される。

このような部品数の低減はＭＳＫ信号復調装置の低コス
ト化を可能にし、回路構成の簡略化はＭＳＫ信号復調装
置をＩＣ化に有利にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のＭＳＫ信号復調回路の構成
を示すブロック図、第２図は従来のＭＳＫ信号復調回路
の構成を示すブロック図、第３図は第１図および第２図
に示されるＭＳＫ信号復調回路の動作を説明するための
波形図、第４図は第１図における二乗回路の具体例を示
す回路図である。 図において、１０は入力端子、１１および１２は検波器
、１３は乗算器、１４および２３はループフィルタ、１
５は電圧制御キャリア発振器、１６は９０°移相器、１
７は振幅識別器、１８および２４はタイミング判定器、
１９は二乗回路、２０はクロック再生回路、２１は電圧
制御クロック発振器、２２は位相検波器、３ｏは差動復
号回路、３１は１シンボル遅延回路、３２は排他的論理
和回路、４０は出力端子である。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 −９１「

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ディジタルデータを、ミニマムシフトキーイング方式で
   変調して得られた変調信号を復調するための復調装置で
   あって、 前記変調信号は、前記ディジタルデータの１ビットの長
   さに応じた周波数の信号成分を含み、前記変調信号を、
   第１の信号で同期検波する第１の検波手段と、 前記変調信号を、第２の信号で同期検波する第２の検波
   手段とを備え、 前記第１の信号の位相と、前記第２の信号の位相とは互
   いに９０゜だけ異なり、 前記第１の検波手段の出力と、前記第２の検波手段の出
   力とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の乗算出力に基づいて、前記ディジタルデ
   ータの１ビットの長さに応じた周波数の信号成分に位相
   同期したクロック信号を作成するクロック信号作成手段
   と、 前記クロック信号作成手段によって作成されたクロック
   信号に応答して、前記第１の検波手段の出力から前記デ
   ィジタルデータを再生する手段とをさらに備えた、復調
   装置。