JPS5975743A - クロツク再生回路 - Google Patents
クロツク再生回路Info
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- JPS5975743A JPS5975743A JP18721482A JP18721482A JPS5975743A JP S5975743 A JPS5975743 A JP S5975743A JP 18721482 A JP18721482 A JP 18721482A JP 18721482 A JP18721482 A JP 18721482A JP S5975743 A JPS5975743 A JP S5975743A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（１）発明の技術分野
本発明はクロック再生回路に係り、特にＭＳＫ変調受信
波からデータ読み出しのだめの基準搬送波、並びに基準
クロックを再生する方式に関する。
波からデータ読み出しのだめの基準搬送波、並びに基準
クロックを再生する方式に関する。
（２）技術の背景
ＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
変調方式とは、データの１１１“、０“に対し、搬送波
周波数を高周波数ｆＨ，或いは低周波数ｆＬに変化させ
、且つ周波数切換時の位相変化が連続となる位相連続Ｆ
ＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ
）変調方式に於て、変調指数を０．５とした変調方式で
ある。
変調方式とは、データの１１１“、０“に対し、搬送波
周波数を高周波数ｆＨ，或いは低周波数ｆＬに変化させ
、且つ周波数切換時の位相変化が連続となる位相連続Ｆ
ＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ
）変調方式に於て、変調指数を０．５とした変調方式で
ある。
上記ＭＳＫ変調方式は近年開発された変調方式であシ以
下の利点を有する０ ■ 位相が連続にためフィルタリングによる包絡線のく
びれが少ない０従って増ＩＩ幅器につきもののＡＭ −
ｉ）Ｍ笈換による劣化を受けに＜＜、衛星による通信に
向いている。
下の利点を有する０ ■ 位相が連続にためフィルタリングによる包絡線のく
びれが少ない０従って増ＩＩ幅器につきもののＡＭ −
ｉ）Ｍ笈換による劣化を受けに＜＜、衛星による通信に
向いている。
■ フィルタの入出力で波形があ捷９変わらずスペクト
ラムの変化が少ない。
ラムの変化が少ない。
■ ＭＳＫ波のスペクトラムのサイドローブ・レベルは
急速に低下するため、隣接チャンネルへの干渉が少ない
０ 斯かるＭＳ Ｋ変調方式によシ無線回線を介し伝送され
たデータは同期搬送波再生回路、クロック再生回路、及
びデータ再生回路によシ構成されるＭＳＫ直交剰或同期
検波回路に於て、再生される。
急速に低下するため、隣接チャンネルへの干渉が少ない
０ 斯かるＭＳ Ｋ変調方式によシ無線回線を介し伝送され
たデータは同期搬送波再生回路、クロック再生回路、及
びデータ再生回路によシ構成されるＭＳＫ直交剰或同期
検波回路に於て、再生される。
同期搬送波再生回路は受信波から基準搬送波を再生する
ための回路であり、クロック再生回路はデータ読み出し
のタイミングを定める基準クロックを再生する回路であ
る。更に、データ再生回路は基準搬送波によシ同期検波
されたＭＳＫ変調受信波から上記基準クロックに従いデ
ータを再生する回路である。
ための回路であり、クロック再生回路はデータ読み出し
のタイミングを定める基準クロックを再生する回路であ
る。更に、データ再生回路は基準搬送波によシ同期検波
されたＭＳＫ変調受信波から上記基準クロックに従いデ
ータを再生する回路である。
（３）従来技術と問題点
以下に従来の基準搬送波、並びに基準クロックの再生方
法について第１図乃至第３図を参照し説明する。
法について第１図乃至第３図を参照し説明する。
第１図は従来のＭＳＫ直交同期検波回路であシ、第２図
及び第３図はその動作説明をするだめのタイムチャート
である。
及び第３図はその動作説明をするだめのタイムチャート
である。
同期搬送波再生回路１に入力する］ＶＩＳＫ変調受信波
は第１乗算器４及び第１乗算器５に供給される。一方、
電圧制御発振器６（以下、ＶＣＯと称する。）から入力
ＭＳＫ変調波とθの位相差を有する基準搬送波が第１の
９０°移相器７を用いて夫々９０°の位相差を以って第
１乗算器４及び第２乗算器５に供給され、前記ＭＳＫ変
調受信波との直交同期検波を行なう。互いにπ／２の位
相差を有する第１乗算器４及び第２乗算器５の出力は夫
々第１０−パスフイルタ８及び第２０−パスフイルタ９
を介し、第ルベル識別回路１０及び第２レベル識が得ら
れる。とこで符号１′十”は送信データの１１１“に、
符号１ゞ−“は送信データのＩｔ□“にそれぞれ対応し
、ｆｒはデータのビットレートを示す。
は第１乗算器４及び第１乗算器５に供給される。一方、
電圧制御発振器６（以下、ＶＣＯと称する。）から入力
ＭＳＫ変調波とθの位相差を有する基準搬送波が第１の
９０°移相器７を用いて夫々９０°の位相差を以って第
１乗算器４及び第２乗算器５に供給され、前記ＭＳＫ変
調受信波との直交同期検波を行なう。互いにπ／２の位
相差を有する第１乗算器４及び第２乗算器５の出力は夫
々第１０−パスフイルタ８及び第２０−パスフイルタ９
を介し、第ルベル識別回路１０及び第２レベル識が得ら
れる。とこで符号１′十”は送信データの１１１“に、
符号１ゞ−“は送信データのＩｔ□“にそれぞれ対応し
、ｆｒはデータのビットレートを示す。
今、例えばある送信データに対し第２図（ａ）に示す信
号が第３乗算器１２の出力に現れるものとする。
号が第３乗算器１２の出力に現れるものとする。
その出力はクロック再生回路３の微分回路１５に於て微
分され（第２図（ｂ））、更に整流回路１６で整流され
た後（第２図（ｃ））、ディジタルＰＬＬに入力され、
４イｆ音、ジッタ等が抑圧され、係号５ｉｎ２７′ｆｒ
ｔで表わされるクロック再生回路３の出力、すなわチ基
準クロックが得られる。（第２図（ｄ））斯かる基準ク
ロックは２分の１分周器１８を介しく第２図（ｅ））、
第２の９０°移相器１９に於て、−ｃｏｓπｆｒｔで表
わされる信号に変換された後（第２図（ｆ））、第４乗
算器１３に供給され、第３乗算器１２の出力とノ乗算が
行なわれ、ループフィルタ１４を介してｓｉｎ ２０で
表わされる信号となる。そしてＶＣＯ６の位相を制御し
、ＭＳＫ変調受信波と同期のとれた基準搬送波を得てい
る。
分され（第２図（ｂ））、更に整流回路１６で整流され
た後（第２図（ｃ））、ディジタルＰＬＬに入力され、
４イｆ音、ジッタ等が抑圧され、係号５ｉｎ２７′ｆｒ
ｔで表わされるクロック再生回路３の出力、すなわチ基
準クロックが得られる。（第２図（ｄ））斯かる基準ク
ロックは２分の１分周器１８を介しく第２図（ｅ））、
第２の９０°移相器１９に於て、−ｃｏｓπｆｒｔで表
わされる信号に変換された後（第２図（ｆ））、第４乗
算器１３に供給され、第３乗算器１２の出力とノ乗算が
行なわれ、ループフィルタ１４を介してｓｉｎ ２０で
表わされる信号となる。そしてＶＣＯ６の位相を制御し
、ＭＳＫ変調受信波と同期のとれた基準搬送波を得てい
る。
次に、ある送信データに対して第３乗算器１２の出力に
第３図（ａ）に示すような特定用カッくターンが続くも
のとする。その出力は上述の如く微分回路１５に於て、
微分された後（第３１Ｊ（ｂ））、整流回路１６の出力
に第３図（ｃ）に示す如く単一矩形波となって現れる。
第３図（ａ）に示すような特定用カッくターンが続くも
のとする。その出力は上述の如く微分回路１５に於て、
微分された後（第３１Ｊ（ｂ））、整流回路１６の出力
に第３図（ｃ）に示す如く単一矩形波となって現れる。
ディジタルＰＬＬはこの孤立した矩形波に追従できなく
なシ、次第に自走発振周波数で発振し始め、基準クロッ
クは整流回路１６の出力と同期がはずれてしまう”。（
第３図（ｄ））斯かる基準クロックは２分の１分周器１
８で２分周されだ後（第３図（ｅ））、第２の９０°移
相器１９を介して第４乗算器１３に入力する。（第３図
（ｆ））ここで第２の９０°移相器１９の出力は本来の
波形である一ｃｏｓπｆｒｔからずれているため、ルー
プフィルタ１４の出力はＳｉｎ ２θに比例したものと
はならずＭＳＫ変調受信波と同期のとれた基準搬送波を
得ることが困難となる。
なシ、次第に自走発振周波数で発振し始め、基準クロッ
クは整流回路１６の出力と同期がはずれてしまう”。（
第３図（ｄ））斯かる基準クロックは２分の１分周器１
８で２分周されだ後（第３図（ｅ））、第２の９０°移
相器１９を介して第４乗算器１３に入力する。（第３図
（ｆ））ここで第２の９０°移相器１９の出力は本来の
波形である一ｃｏｓπｆｒｔからずれているため、ルー
プフィルタ１４の出力はＳｉｎ ２θに比例したものと
はならずＭＳＫ変調受信波と同期のとれた基準搬送波を
得ることが困難となる。
（４）発明の目的
本発明は上記従来の欠点に鑑み為されたものであって受
信波信号と基準搬送波の同期を絶えず正確にとシうるク
ロック再生方式を提供することを目的とする。
信波信号と基準搬送波の同期を絶えず正確にとシうるク
ロック再生方式を提供することを目的とする。
（５）発明の構成
そして上記目的は本発明によれば、基準搬送波によシ直
交同期検波された受信波信号の該直交検波後の互いにπ
／２の位相差を有する２出力をケ「形部形し、これらの
積をとった後、その積算値を微分し、続いて整流した出
力をディジタルＴ）ＬＬに入力し、該ディジタルＰＬＬ
の出力より基準クロックを再生するようにしたクロック
再生回路に於て、前記微分し、整流した出力を所定の通
過特性を有スルバンドパスフィルタに入カシ、該バント
バスフィルタの出力を矩形整形し前記ディジタルＰ Ｌ
Ｔ。
交同期検波された受信波信号の該直交検波後の互いにπ
／２の位相差を有する２出力をケ「形部形し、これらの
積をとった後、その積算値を微分し、続いて整流した出
力をディジタルＴ）ＬＬに入力し、該ディジタルＰＬＬ
の出力より基準クロックを再生するようにしたクロック
再生回路に於て、前記微分し、整流した出力を所定の通
過特性を有スルバンドパスフィルタに入カシ、該バント
バスフィルタの出力を矩形整形し前記ディジタルＰ Ｌ
Ｔ。
に入力することによシ達成される○
（６）発明の実施例
以下、図面を用いて本発明実施例を説明する。
第４図は本発明に係るＭＳＫ直交同期検波回路のブロッ
ク図を示す。同図に於て、２０はバンドパスフィルタ、
２１は第３レベル識別回路であり、その他第１図と同等
な部分には同一の符号を付した。第５図、及び第６図は
第４図に示す実施例の動作を説明するだめのタイムチャ
ートである。
ク図を示す。同図に於て、２０はバンドパスフィルタ、
２１は第３レベル識別回路であり、その他第１図と同等
な部分には同一の符号を付した。第５図、及び第６図は
第４図に示す実施例の動作を説明するだめのタイムチャ
ートである。
ＭＳＫ変調受信波の直交同期検波工程から整流回路１６
による整流までの工程は、従来と同様である。
による整流までの工程は、従来と同様である。
ハシメにバンドパスフィルタ２０の動作を簡単に説明す
る。バンドパスフィルタ２０は通常の無腺装置１１等で
用いられるものと同一のものの使用が可能であり、１例
を第７図に示す。同図に於て、２２は演算増幅器ｒ Ｒ
１，Ｒｔ＋ Ｒ３＋ Ｒ１４，は抵抗、Ｃ１゜Ｃ２はコ
ンデンサである。
る。バンドパスフィルタ２０は通常の無腺装置１１等で
用いられるものと同一のものの使用が可能であり、１例
を第７図に示す。同図に於て、２２は演算増幅器ｒ Ｒ
１，Ｒｔ＋ Ｒ３＋ Ｒ１４，は抵抗、Ｃ１゜Ｃ２はコ
ンデンサである。
バンドパスフィルタ２０に入力する整流回路１６の出力
の内、１つの矩形波ｖ（ｔ）をフーリエ級数展開すると Ｖ（ｔ）＝Ａ、ｃｏｓ２πｆｒｔ ＋Ａ、ｃＯ３２（２
πｆｒｔ） 十んｃｏｓ３（２πｆｒｔ）十・・ となる。この矩形波がバンドパスフィルタ２０に入力さ
れると、その帯域制限特性によシ上式第１項のみが通過
する。また！’！ｉ項に示される周波数成分の周期は１
／ｆｒ、すなわち第２図、第３図、第５図、及び第６図
に示される周期Ｔと同等である。
の内、１つの矩形波ｖ（ｔ）をフーリエ級数展開すると Ｖ（ｔ）＝Ａ、ｃｏｓ２πｆｒｔ ＋Ａ、ｃＯ３２（２
πｆｒｔ） 十んｃｏｓ３（２πｆｒｔ）十・・ となる。この矩形波がバンドパスフィルタ２０に入力さ
れると、その帯域制限特性によシ上式第１項のみが通過
する。また！’！ｉ項に示される周波数成分の周期は１
／ｆｒ、すなわち第２図、第３図、第５図、及び第６図
に示される周期Ｔと同等である。
更に第１項は時間ｔに依存する関数値で算出され時間と
共に比較的ゆるやかに減衰していく。以−ヒのＲｉｌ明
から明らかなように整流回路１６の出力がパン下パスフ
ィルタ２０を通過する際、整流回路１６の出力と同期し
た一定周期Ｔの減衰正弦波状波形が得られる。
共に比較的ゆるやかに減衰していく。以−ヒのＲｉｌ明
から明らかなように整流回路１６の出力がパン下パスフ
ィルタ２０を通過する際、整流回路１６の出力と同期し
た一定周期Ｔの減衰正弦波状波形が得られる。
パスフィルタ２０によ、！ｌｌｌ第５図（ｊ）に示され
る一定周期Ｔの減衰正弦波状波形に変換され、第３レベ
ル識別回路２１に於て矩形整形される（第５図（１０）
。
る一定周期Ｔの減衰正弦波状波形に変換され、第３レベ
ル識別回路２１に於て矩形整形される（第５図（１０）
。
ディジタルＰＬＬ１７は第３レベル識別回路２１の出力
と同期がとれ、第５図（１）に示す基準クロックが得ら
れる。この基準クロックによシ、上述の如く基準搬送波
が得られ、また、データ再生回路２に於てデータが再生
される。
と同期がとれ、第５図（１）に示す基準クロックが得ら
れる。この基準クロックによシ、上述の如く基準搬送波
が得られ、また、データ再生回路２に於てデータが再生
される。
次に第３乗算器１２の出力に第３図（ａ）に示した特定
出カバターンが籾、れ、そのだめ整流回路１６の出力が
＠６図（ｉ）に示す孤立した矩形波となる場合を考える
。この矩形波はバンドパスフィルタ２０に於て、第６図
（ｊ）に示す一定周期Ｔの減衰正弦波状波形となり、第
３レベル識別回路２１からは矩形波が連続しで出力され
（第６図（ｋ））、ディジタルＰＬＬ１７はこれに同期
する（第６し１（１））ｏ従って、正確な基準クロック
が得られ基準搬送波及びデータが再生される。
出カバターンが籾、れ、そのだめ整流回路１６の出力が
＠６図（ｉ）に示す孤立した矩形波となる場合を考える
。この矩形波はバンドパスフィルタ２０に於て、第６図
（ｊ）に示す一定周期Ｔの減衰正弦波状波形となり、第
３レベル識別回路２１からは矩形波が連続しで出力され
（第６図（ｋ））、ディジタルＰＬＬ１７はこれに同期
する（第６し１（１））ｏ従って、正確な基準クロック
が得られ基準搬送波及びデータが再生される。
以上説明した如く、本方式を採用することによシ第３乗
算器１２の出力に特定パターンが続いたとしても、正確
に基準クロックが再生されることとなる。
算器１２の出力に特定パターンが続いたとしても、正確
に基準クロックが再生されることとなる。
ところが、と述の同期確立状態に於て、不慮の事故、す
なわちＭＳＫ変調受信波がロックレンジからはずれる場
合、或いは該受信波にフェージングがかかりた場合には
、それらの状態の継続期間中、前記位相差θはランダム
な値となり、再び復帰することが出来ない。
なわちＭＳＫ変調受信波がロックレンジからはずれる場
合、或いは該受信波にフェージングがかかりた場合には
、それらの状態の継続期間中、前記位相差θはランダム
な値となり、再び復帰することが出来ない。
以下に、本発明に係るり四ツク再生方式における同期は
ずれ検出手段について説明する。
ずれ検出手段について説明する。
第８図は本発明による同期はずれ検出方式の実施例を説
明するための図であシ、第４図の要部を抜粋し示すもの
である。同図に於て、２３は同期はずれ検出回路、２４
は排他的論理和回路（以下ＥＸ−ＯＲと称する。）、２
５は第３０−パスフイルタであシ、その入力信号の平均
電圧を出力する。
明するための図であシ、第４図の要部を抜粋し示すもの
である。同図に於て、２３は同期はずれ検出回路、２４
は排他的論理和回路（以下ＥＸ−ＯＲと称する。）、２
５は第３０−パスフイルタであシ、その入力信号の平均
電圧を出力する。
２６は第４レベル識別回路であシ、その他第４図と同等
な部分には同一符号を何した。
な部分には同一符号を何した。
同期はずれ検出回路２３に於て、ＥＸ−ＯＲ２４はディ
ジタルＩ）ＬＬ１７の入力（ｋ）及び出力（１）を夫々
入力とし、ＥＸ−ＯＲ２４の出力は第３０−パスフイル
タ２５．及び第４レベル識別回路２６を介して同期はず
れ検出回路２３がら出力される。
ジタルＩ）ＬＬ１７の入力（ｋ）及び出力（１）を夫々
入力とし、ＥＸ−ＯＲ２４の出力は第３０−パスフイル
タ２５．及び第４レベル識別回路２６を介して同期はず
れ検出回路２３がら出力される。
今、第９図を参照して、θ＝０の同期状態について説す
Ｊする。第９図に於ては１周期のみ示した。
Ｊする。第９図に於ては１周期のみ示した。
この場合、整流回路１６．バンドパスフィルタ２０゜第
３レベル識別回路２１．及びディジタルＰＬＬ１７の各
出力は、前述の如く、夫々第９図（１）＋ （、＋）１
（ｋ）、 （１）に示す波形となる。ここでディジタル
ＰＬＬ１７は第３レベル識別回路２１の立上シ、及び立
下りに含捷れるジッタの中心に同期をとるがθ−０の同
期状態に於てはシックはほとんど含まれないため結局、
ディジタルＰＬＬ１７の出力と第３レベル識別回路２１
の出力とは同期がとれている。そのためＥＸ−ＯＲ２４
に於て、これら２出力の積、すなわち排他的論理和をと
ると］（Ｘ−ＯＲ２４の出力はゝｌＯ“であり、その結
果、第３０−パスフイルタ２５の出力電圧は零となる。
３レベル識別回路２１．及びディジタルＰＬＬ１７の各
出力は、前述の如く、夫々第９図（１）＋ （、＋）１
（ｋ）、 （１）に示す波形となる。ここでディジタル
ＰＬＬ１７は第３レベル識別回路２１の立上シ、及び立
下りに含捷れるジッタの中心に同期をとるがθ−０の同
期状態に於てはシックはほとんど含まれないため結局、
ディジタルＰＬＬ１７の出力と第３レベル識別回路２１
の出力とは同期がとれている。そのためＥＸ−ＯＲ２４
に於て、これら２出力の積、すなわち排他的論理和をと
ると］（Ｘ−ＯＲ２４の出力はゝｌＯ“であり、その結
果、第３０−パスフイルタ２５の出力電圧は零となる。
次に、ＭＳＫ変訓変信受信波準１般送波の同期が前述の
理由によりはずれ、例えばある瞬間にπ／１６の位相差
θが生じたものとする。その際、微分回路１５の入力波
形；５ｉｎ（２０±πｆ］・ｔ）は微分回路１５゜及び
整流回路１６に於てｐｉｎ （２πｆｒｔ±２０）に変
換され、整流回路１６の出力における位相差は±２θす
なわぢ±π／８である。第１０図（ｉ）にその整流回路
１６の出力波形を示す。第１０図（ｉ）に示す矩形波波
形はその立上シ、及び立下シに於て位相差θがθ＝０の
時よりも辺だけデータの１１“に対して早くなシ、デー
タの１０“に対して遅くなっている。この整流回路１６
の出力はバンドパスフィルタ２０．及び第３レベル識別
回路２１の各出力に於て、夫々第１０図（、＋Ｌ （ｋ
）に示す波形となる。ことで第１０図（ｋ）に示す如く
第３レベル識別回路２１の出力はその立ち上がシ、及び
立ち下がシにジッタを含むため、ディジタルＰＬＬ１１
ｊそのジッタの中心に間知１する（第１０１３＋（１）
）。
理由によりはずれ、例えばある瞬間にπ／１６の位相差
θが生じたものとする。その際、微分回路１５の入力波
形；５ｉｎ（２０±πｆ］・ｔ）は微分回路１５゜及び
整流回路１６に於てｐｉｎ （２πｆｒｔ±２０）に変
換され、整流回路１６の出力における位相差は±２θす
なわぢ±π／８である。第１０図（ｉ）にその整流回路
１６の出力波形を示す。第１０図（ｉ）に示す矩形波波
形はその立上シ、及び立下シに於て位相差θがθ＝０の
時よりも辺だけデータの１１“に対して早くなシ、デー
タの１０“に対して遅くなっている。この整流回路１６
の出力はバンドパスフィルタ２０．及び第３レベル識別
回路２１の各出力に於て、夫々第１０図（、＋Ｌ （ｋ
）に示す波形となる。ことで第１０図（ｋ）に示す如く
第３レベル識別回路２１の出力はその立ち上がシ、及び
立ち下がシにジッタを含むため、ディジタルＰＬＬ１１
ｊそのジッタの中心に間知１する（第１０１３＋（１）
）。
−力、ＥＸ−ＯＲ２４では第３レベル識別回路２１の出
力とディジタルＰＬＬ１７の出力の排他的論理和をとり
出力する（第１０図（ｒｌｌｌ）。第１０図００による
とＩ’２Ｘ−ＯＲ２４の出力の各矩形波−３１その幅′
Ｆ／８でありデータのｌゞ１“ １１０ ／／別に１周
Ｊｕｌ Ｔに２個存在するため第３０−パスフイルタ２
５に於てＥＸ−ＯＲ２４出力の平均直流電圧を得るとＶ
４となる。
力とディジタルＰＬＬ１７の出力の排他的論理和をとり
出力する（第１０図（ｒｌｌｌ）。第１０図００による
とＩ’２Ｘ−ＯＲ２４の出力の各矩形波−３１その幅′
Ｆ／８でありデータのｌゞ１“ １１０ ／／別に１周
Ｊｕｌ Ｔに２個存在するため第３０−パスフイルタ２
５に於てＥＸ−ＯＲ２４出力の平均直流電圧を得るとＶ
４となる。
尚、ＶはＥＸ＝ＯＲ２４出力のパルス電圧である。
以上の考えをもとに位相差θを０から２πまで変化させ
第３０−パスフイルタ２５の出力電圧をもとめた結果を
第１１図に示す。第１１図によるとＭＳＫ変調受信波と
基準搬送波の同期がとれている状態、すなわち位相差０
がθ−ｆ／Ｑ、π、３／２π。
第３０−パスフイルタ２５の出力電圧をもとめた結果を
第１１図に示す。第１１図によるとＭＳＫ変調受信波と
基準搬送波の同期がとれている状態、すなわち位相差０
がθ−ｆ／Ｑ、π、３／２π。
２πのとき出力電圧（ｎ）は零である。ところで上記の
理由により同期がとれなくなるということは換言すれば
位相差θが経時的にランダムに変化するということであ
る。そのだめＥＸ−ＯＲ２４の出力矩形波幅は位相差θ
に応じて経時的に変化する０よって、同期がとれなくな
った場合、第３０−パスフイルタ２５の出力電圧はＥＸ
−ＯＲ２４出力の平均電圧であるＶ２となる。
理由により同期がとれなくなるということは換言すれば
位相差θが経時的にランダムに変化するということであ
る。そのだめＥＸ−ＯＲ２４の出力矩形波幅は位相差θ
に応じて経時的に変化する０よって、同期がとれなくな
った場合、第３０−パスフイルタ２５の出力電圧はＥＸ
−ＯＲ２４出力の平均電圧であるＶ２となる。
従って８１“ｋ別しベルを０と■４の間に適当に設定し
た第４レベル識別回路２６に第３０−パスフイルタ２５
の出力を入力すればその出力は同期がとれているとき１
゛０”、同期がはずれているときある一定値（例えばＶ
）となシ、同期はずれを容易に検出することができる。
た第４レベル識別回路２６に第３０−パスフイルタ２５
の出力を入力すればその出力は同期がとれているとき１
゛０”、同期がはずれているときある一定値（例えばＶ
）となシ、同期はずれを容易に検出することができる。
（７）発明の効果
以上、詳細に説明したように本発明によれば、クロック
再生回路にバンドパスフィルタ、及びレベル識別回路を
設けることによシ、送信データのパターンによる影響を
受けず、ＭＳＫ変調受信波と基準搬送波の同期を絶えず
正確にとることができる０ また同期はずれ検出回路を備えることによシ容易に同期
はずれを検出することができる。
再生回路にバンドパスフィルタ、及びレベル識別回路を
設けることによシ、送信データのパターンによる影響を
受けず、ＭＳＫ変調受信波と基準搬送波の同期を絶えず
正確にとることができる０ また同期はずれ検出回路を備えることによシ容易に同期
はずれを検出することができる。
尚、上述の実施例では本発明の適用に最も適したＭＳＫ
変、ｉｌ、＋ｉ個号を受信した場合についてのみ説明を
したが、本発明の適用はこれに限られない。
変、ｉｌ、＋ｉ個号を受信した場合についてのみ説明を
したが、本発明の適用はこれに限られない。
即ち、直交同期検波後の出力により基準クロックを再生
するものであるならば、例えば泣相変調方式等、全てに
その実ｈｍが可能である。
するものであるならば、例えば泣相変調方式等、全てに
その実ｈｍが可能である。
第１図は従来のＭＳＫ直交同期検波回路を示すブロック
図、第２図乃至第３図は第１図の動作を説明するだめの
図、第４レコは本発明の実施例を示すブロック図、第５
図乃至第７図は第４図の動作を説明するだめの図ｔ−ｍ
ｓ図は本発明の他実施例を説明するだめの図、第９図乃
至第１１図は第８図の動作を説明するだめの図である。 図面に於て、１は同期搬送波再生回路、２はデータ再生
回路、３はクロック再生回路、 ４．５．１２゜１３は
乗算器、６はＶＣｏ、７．１９は９０°移相器。 ”ｐ ９．２５．はローパスフィルタ、 １ｏ、 １
１．２１゜２６にルベル識別回路、１４はループフィル
タ。 １５は微分回路、１６は整流回路、１７はディジタルＩ
）ＬＬ、 １８は２分の１分周器、２０はバンドパスフ
ィルタ、２３は同期はずれ検出回路、２４は排他的論理
和回路である。 ヰｑ図 奪 ｆｆ 図 ｊと Ｚ ｚ ７Ｌ ｚ 棹ｆＯ図
図、第２図乃至第３図は第１図の動作を説明するだめの
図、第４レコは本発明の実施例を示すブロック図、第５
図乃至第７図は第４図の動作を説明するだめの図ｔ−ｍ
ｓ図は本発明の他実施例を説明するだめの図、第９図乃
至第１１図は第８図の動作を説明するだめの図である。 図面に於て、１は同期搬送波再生回路、２はデータ再生
回路、３はクロック再生回路、 ４．５．１２゜１３は
乗算器、６はＶＣｏ、７．１９は９０°移相器。 ”ｐ ９．２５．はローパスフィルタ、 １ｏ、 １
１．２１゜２６にルベル識別回路、１４はループフィル
タ。 １５は微分回路、１６は整流回路、１７はディジタルＩ
）ＬＬ、 １８は２分の１分周器、２０はバンドパスフ
ィルタ、２３は同期はずれ検出回路、２４は排他的論理
和回路である。 ヰｑ図 奪 ｆｆ 図 ｊと Ｚ ｚ ７Ｌ ｚ 棹ｆＯ図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、基準搬送波によシ直交同期検波された受信波信号の
該直交検波後の互いにπ／２の位相差を有する２出力を
矩形整形し、これらの積をとった後、その積算値を微分
し続いて整流した出力をディジタルＰＬＬに入力し、該
ディジタルＰＬＬの出力より基準クロックを再生するよ
うにしたクロνり再生回路に於て、前記微分し、整流し
た出力を所定の通過特性を有するバンドパスフィルタに
入力し。 該バンドパスフィルタの出力を矩形整形し、前記ディジ
タルＰＬＬに入力するようにしたことを特徴とするクロ
ック再生回路。 ２、基準搬送波により直交同期検波された受信波信号の
該直交検波後の互いにπ／２の位相差を有する２出力を
矩形整形し、これらの積をとった後、その積算値を微分
し、続いて整流した出力を所定の通過特性を有するバン
ドパスフィルタに入力し、該バンドパスフィルタの出力
を矩形整形し、続いてディジタルＰＬＬに入力し、該デ
ィジタルＰＬＴ。 の出力よシ基準クロックを再生するようにしたクロック
再生回路に於て、前記ディジタルＰＬＬの入出力夫々の
積をとシ、その積算値の平均電圧により前記基準搬送波
と受信波信号との同期はずれを検出するようにしたこと
を特徴とする同期はずれ検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18721482A JPS5975743A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | クロツク再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18721482A JPS5975743A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | クロツク再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5975743A true JPS5975743A (ja) | 1984-04-28 |
Family
ID=16202068
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18721482A Pending JPS5975743A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | クロツク再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5975743A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS632444A (ja) * | 1986-06-17 | 1988-01-07 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | フェ−ズコヒレント復調器 |
| JPH0246044A (ja) * | 1988-06-28 | 1990-02-15 | Philips Gloeilampenfab:Nv | 連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法 |
| EP0484914A2 (en) * | 1990-11-07 | 1992-05-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Demodulator and method for demodulating digital signals modulated by a minimum shift keying |
| JP2016213834A (ja) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | テクトロニクス・インコーポレイテッドＴｅｋｔｒｏｎｉｘ，Ｉｎｃ． | クロック・リカバリ装置及び方法並びにクロック・リカバリ方法を実行するためのプログラム |
-
1982
- 1982-10-25 JP JP18721482A patent/JPS5975743A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS632444A (ja) * | 1986-06-17 | 1988-01-07 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | フェ−ズコヒレント復調器 |
| JP2572984B2 (ja) * | 1986-06-17 | 1997-01-16 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | フェ−ズコヒレント復調器 |
| JPH0246044A (ja) * | 1988-06-28 | 1990-02-15 | Philips Gloeilampenfab:Nv | 連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法 |
| EP0484914A2 (en) * | 1990-11-07 | 1992-05-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Demodulator and method for demodulating digital signals modulated by a minimum shift keying |
| JP2016213834A (ja) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | テクトロニクス・インコーポレイテッドＴｅｋｔｒｏｎｉｘ，Ｉｎｃ． | クロック・リカバリ装置及び方法並びにクロック・リカバリ方法を実行するためのプログラム |
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