JPH0246044A - 連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法 - Google Patents
連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
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- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
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- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
- H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、連続位相及び一定エンベロープを有しディジ
タル的に変調された信号をディジタル的に処理し、前記
位相の被変調項はパケットとして伝送された２進情報に
よる複数のビット周期分にわたり延在する位相インパル
ス応答のたたみこみ積に等しく、受信信号は２つの直交
チャンネル上ベースバンドへ転換され、ディジタル信号
に変換され、ＩＩ調方法を実行する信号処理器へ送られ
るコヒーレント復調方法に関する。 この方法は、前述の種類のどの位相変調（ＧＭＳＫ、Ｍ
ＳＫ、２ＳＲＣ，ＴＦＭ、ＧＴＦＭ、−・・）。 にも適用可能であり、その漸進的変化に伴う位相進行規
則には周波数スペクトルを削減するという利点がある。 また伝送エネルギーが一定であるという利点もある。 特に最長の期間（５ビット周期分）にわたり延在する位
相変動を有するＧＭＳＫ型の変調では、スペクトル効率
が最良である。しかし゛この場合にはシンボル間干渉が
大幅に増えてしまう。 この狭帯域変調は、保護Ｖ）（Ｆ及びＬｌｌ−ＩＦ通信
方式、衛星伝送又は移動無線ネットワーク等の多くの分
野で使用できる。上述の利点のため、ＣＥＰ丁のパグル
ブ スベスヤル モビル”（ＧＳＭ）は、１９９２年か
ら実施される従来のディジタル式全ヨーロッパ移動ネッ
トワークで用いるためこの狭帯域変調を保有している。 様々な従来技術復調処理は、差動式の方法又はコヒーレ
ント式の方法を実行するものである。 差動復調方法は、比較的単純であるという利点があるが
、項又はエラーレートについての性能が劣悪である。 コヒーレント復調方法は、性能はよりよいが、キャリヤ
位相の回復のために刊加的な回路が必要である。 この種のＩＩにおける欠点の１つとしては、キャリャ及
びクロック信号を回復するための７エーズロツタトルー
プを使用する適宜の同期方法を用いることがある。 実際、シスアムが時分割多重アクセス（’「ｉｍｅ−１
） ｉｖｉｓｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓ
： Ｔ Ｄ Ｍ Ａ ）モード又は周波数ホッピング（
Ｆ ｒｅｑｕｅｎｃｙ−）−１ｏｐｐｉｎａ ：Ｆ Ｈ
）モードで動作する場合、信号がチャンネルに起因する
フェージングを受けると、アナログループの再同期化時
間は長くなりすぎ、信号に有用な時間が減少する（Ｒ，
Ｂギブソン及びＢ、ヒルによる米国特許第４，５７０．
１２５号を参照）。 ディジタル信号処理によりコヒーレントＷａ方法を実行
する場合の主たる利点は、伝送された２進情報について
の決定を行なう順次操作が各々に対して行なわれるパケ
ットとして信号を記憶及び処理することが可能なことで
ある。 順次操作の最初の操作はパケットの冒頭を発見すること
、つまりフレーム同期である。次いでビット同期により
、決定時点が決められ、整合フィルタが時間的に正しく
調整される。このフィルタの役割は、有用情報を損なう
ことなく雑音を低減することである。 最後の操作は非常に重要であって、初期位相と残留周波
数オフセットとを評価することである。 初期位相は、伝送システム内では制卯されないパラメー
タである。このパラメータの評価に欠点があるとエラー
レートに重大な悪影響がある。。 残留周波数オフセットは、送信機と受信機との間の周波
数オフセットと、ドツプラー効果による周波数オフセッ
トとの結果である。この周波数オフセットの評価に欠陥
があると、位相が大きく回転していた場合パケットの最
後のビットについて決定に誤りが生じる。 初期位相及び残留周波数オフセットの評価がなされたな
ら補償が行なわれ、伝送されたビットについて最終的な
決定がなされる。 ルーバトン及びヴ？しによる［デモジ１ラション プシ
ュドー」エラント ド シノー ド チブ ＭＳＫ
アダプア オー トランスミッション アン ＥＶＦＪ
ルヴ テクニク トムソン−Ｃ８Ｆ、第１７巻、 １９
８５年９月第３号、 ５２１−５４４頁には、２ＳＲ
Ｃ変漠に用いられるディジタル復調り法が提案されてい
る。 この方法では次の処理系列がなされる二部公的相関によ
るフレーム同期、差分位相のゼロ交差の検出によるビッ
ト同期、整合Ｐ波、サンプルの高速フーリエ変換による
残留周波数オフセットの評価、平均をとることによる初
期位相の評価、そして位相補償。 シミュレーションをしたところ、提案されたアルゴリズ
ムはＧＭＳＫ変調に適合しにくいことがわかった。 実際無視しえなくなるシンボル間干渉の結果、２００Ｈ
ｚを越える残留周波数オフセットがあるとビット同期は
劣化する。 また周波数オフセットの評価については平行演算を行な
っても変調は消去できない。 Ｃ，ヒーガード、Ｊ、Ａ、ヘラ−及びＡ、Ｊ。 ヴイタービによる［ア マイクロプロセッサベースドＰ
ＳＫ モデム フォア パケット トランスミッショ
ン オーク？ サテライト チャンネルスＩＩＥＥＥ
トランザクション、第ＣＯＨ−２６巻第５号、 １９
７８年５月、 ５５２−５６４頁には、無線ににるパ
ケット伝送用の復調技術が示されている。 本発明は、シンボル間干渉を有ざないＰＳＫ型変講変調
み適用されるこの技術に触発されたものでシンボル間干
渉があり、高い雑音レベル及び大きな残留周波数オフセ
ットをも有する任意の種類の変調のコヒーレント復調を
可能とする同期化を得ることを目的とする。 この目的のため本発明の方法は、前記パケットの各々は
、Ｎビットの既知の基準信号を与え、差動位相での相関
によりフレーム同期とビット同期とが近似的に検出され
るようにし、また初期位相Ｏｏ及び残留周波数オフセッ
トΔｆｏのパラメータの評価が開始されるようにするプ
リアンプル列を含み、近似値の漸進的改善は、ビット同
期検出用Ｉａｌ値が超過される場合に作動される低速ル
ープと、θ０及びΔｒ０の評価のため付加的ブロックの
ビットについて中間的決定をなす高速ループとの２つの
間挿されたループにより行なわれることを特徴とする。 フレーム同期及びビット同期についての前記の検出は、
王を１ビットの持続期間として前記パケットの伝送時点
を計Ｔ／４で得るようにする差動位相での第１の相図と
、Ｔ／４偏移された基準信号で行なわれる差動位相での
第２の相関により得られる。対応する相関機能はそれぞ
れ初期位相からは独立し残留周波数オフセットに僅かに
依存するピークを示し、最高ピーク及び最低ピークはそ
れぞれ１次的ビット局期値ＳＹＮＰ及び２次的ビット１
８ＩＷｉ値ＳＹＮＳを定める。こうしてビット同期値に
ついて得られる上丁／８の精度はサンプリング時点を知
るのに充分なものである。 上記のビット同期の検出後には、雑音帯域を制限するた
めガウス型の有限インパルス応答を有するノイルタによ
りｔｉｓＹＮＰについて整合ｐ波が行なわれる。 整合Ｐ波後の初期位相θ０及び残留周波数オフセットΔ
ｆｏの上記の評価は、 一受信イに号と基準信号の共役埴との積を形成して変調
器を消去する段階と、 一Δω０＝２πΔｆｏとして式ｙ＝ΔωｏＸ＋θ０の線
型変動が得らるよう２π位相ジャンプを消去して位相を
展開する段階と、 一線型回帰法と、前記展開された位相と前記回帰直線と
の間の差 段階とにより行なわれる。 上記の差εが前記の閾値より小さい場合は、Δｆｏ及び
θ０のこの評価は、高速ループを複数回周回し、各周回
毎に特定数の被決定ビットが付加されるＮビットのプリ
アンプル列についての中筒決定を利用することで改善さ
れる。 上記の差εがビット同期の誤った評価の結果前記のｌ１
１１ｒｉより大きい場合には、２次的ビット同期の（ｉ
ｓＹＮｓに等しいビット同期の他の値に基づいて整合濾
波及びΔｆ、及びθ０の評価を再び行なうため低速ルー
プによって前記の計算段階が再開される。 最後の周回後、残留周波数オフセットによっても初期位
相によっても影響されない信号の位相成分しか残さない
補償段階が行なわれる。 次いで、最終決定が行なわれた後差動デコードにより、
伝送２進情報のストリームが最終的に得られる。 本発明によるＧＭＳＫ信号の復調は、機能ブロック図が
第１図に示されている変：１ｇ器配置でシミュレートさ
れた。この復調器配置は順次次の素子からなる。 −１６ｋｂｉｔ／ｓの速さの擬似ランダム２道データス
トリームの多項式発生器からなるフレーム発生器、１゜
各伝送フレームのフォー７ットは、レジスタ及びフリツ
プフロツプからなるシステムによりフレームの冒頭に置
かれるＮ＝１６又は３２ビットの既知のプリアンプル列
を有する１２８ビットである。従って残りの１２８−
Ｎビットが、伝送される情報にとり利用可能である。 一データストリームを含むようＧＭＳＫ型の瀬進的変動
をなす位相インパルス応答を発生する変調器２．変調さ
れた進行は、２つの直交チャンネル１及びＱのベースバ
ンド領域で得られる。 ７０ Ｍ １（ｚの中間的周波数へ周波数転換するため
の素子。この転換は、送信端において■チャンネルとＱ
チャンネルとから入来する信号を周波数Ｆｅの局部発振
器５からの信号とこの信号を移相器６で９０°位相偏移
せしめる信号に混合するミクサ３及び４により行なわれ
る１、２つのチャンネルからの信号が加算器７で加鼻さ
れた後、加忰器７から得られる信号は、順次減衰器８と
、実際の動作状態をシミｌレートするためのスペクトル
密度Ｎｏを有する白色ガウス雑音（加法的）発生器９と
、中心７０ＭＨｚの広帯域フィルタ１０とを通過する。 受信端においては、伝送された信号がミクサ３′及び４
′と、周波数Ｆ「を有する局部発振器５′と、９０°移
相器６′とによりベースバンド信号に転換しなおされる
（実部と虚部がそれぞれｉ′チャンネルとＱ′チャンネ
ルで得られる）。 処理される■′チャンネルとＱ′チャンネルに対し、そ
れぞれシャノン条件を尊重するサンプリングを補償する
低域フィルタ１２及び１３と、アブ−０グデイジタル変
換器１４及び１５・と、アナログディジタル変換器１４
及び１５に先行して各変換中信号のレベルをホールドす
るサンプルアンドホールド回路とからなるディジタル変
換ユニット１１゜ １′チヤンネル及びＱ′チャンネルは、ディジタルアブ
０グ変換器１６及び１７及びフィルタ１８及び１９によ
り行なわれる逆変換の後チＩツク（特にＰ波後の１及び
Ｑチャンネルの視覚化）を行なうのに用いられる。デコ
ード後２進データストリームはフリップ７０ツブ２０を
介して出力される。 −ＧＭＳＫ信号の復調が本発明の方法に従って行なわれ
るディジタル信号プロセッサからなるプロセッサユニッ
ト２１．このプロセッサは複素計算モードで動作し、マ
イクロプロセッサにより制御される。 伝送されるべきディジタル情報が位相によって送られる
場合、被変調信号は、 の形式を有するとみなせる。 ここで、 ｔは時間。 Ｂは伝送２進情報のストリーム（Ｂｉ）。 Ｅは信号エネルギー ■は１ビットの持続時間、ｆｏを搬送周波数（角周波数
ω。・・２πｆ０）。 θＧは時間原点（初期位相）。 ψ（ｔ、Ｂ）は、ｑ（ｔ）は有限持続時間のインパルス
応答として関係 による２進情報ストリームに応じて変化する位相である
。 位相の表式中の項％は、変調指数、つまりクロック周波
数に対する周波数偏移の比に対応する。 第２図はＧＭＳＫ、ＭＳＫ及び２ＳＲＣ型の変調に対す
るこの関数ａ（ｔ）の変化を示す。 位相変化は２ＳＲＣ変溝では２ビット周期分にわたり延
在し、ＭＳＫ変調では１ビット周期分にわたり延在する
のに対しＧＭＳＫ変調では５ビット周期分にわたり延在
する。 Ｇ Ｍ Ｓ Ｋ変調ではこの変化はより遅いので、第３
図の曲線で示される如く占有スペクトルはより小さい。 ここで第３図は、周波数ｆと１ビット期間の持続時間Ｔ
の積（ｆＴ）に対してＩ単位のスペクトル出力密度（Ｄ
ＳＰ）の変化を、ＭＳＫ変調（実線）、２ＳＲＣ変調（
破線）及びＧＭＳＫ変Ａ（・−点１１１ｍ）についてプ
ロットしたものである。 しかし、ＧＭＳＫ変漠においては５ビット周期分にわた
り情報が拡散するため、ビットクロック信号に回期した
オシロスコープによりＧＭＳＫ信号を観察して得られる
第４図のフィバターンから明らかなシンボル間干渉が生
じる。 以上本発明方法による連続位相及び一定エンベ０−プを
有するディジタル的変調された信号のコヒーレント復温
の順次の段階を説明する。 シンボル間干渉の存在を利用する方法を用いるには、長
さＮのプリアンブル列を各パケットの冒頭に挿入するこ
とが不可欠である。 この既知のプリアンプル列によって、相関によるフレー
ムの冒頭の検出及びその後の００及びΔｆ０の評価の開
始が可能となる。 手続ぎは、フレーム同期及びビット同期と、整合ｉｉ波
と、θ０及びΔｆｏの評価と、決定の４つの主要部に分
けられる。 フレーム ピッ フレーム同期及びビット同期の検出は、差分位相での相
関により行なわれる。 受信−時ベースバンドに転換しなおされる正規化複素信
号は次の式で表わされる。 ５（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ［２πΔｒｏｔ＋θ。＋ψ（１）
］）ここで八へｏは、送信周波数ｆｅと受信周波数ｒ「
との差に、受信機が送ｆｔ機に対し移動している場合は
ドツプラー効果の周波数「ｄを加えたものを表わし、 Δｆ０＝ｆｅ−ｆｒ÷ｆｄ である。 プリアンプル列により既知の基準信号が持続時間ＮＴを
有する期間生得られるから Ｒ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊψ（
タル的に変調された信号をディジタル的に処理し、前記
位相の被変調項はパケットとして伝送された２進情報に
よる複数のビット周期分にわたり延在する位相インパル
ス応答のたたみこみ積に等しく、受信信号は２つの直交
チャンネル上ベースバンドへ転換され、ディジタル信号
に変換され、ＩＩ調方法を実行する信号処理器へ送られ
るコヒーレント復調方法に関する。 この方法は、前述の種類のどの位相変調（ＧＭＳＫ、Ｍ
ＳＫ、２ＳＲＣ，ＴＦＭ、ＧＴＦＭ、−・・）。 にも適用可能であり、その漸進的変化に伴う位相進行規
則には周波数スペクトルを削減するという利点がある。 また伝送エネルギーが一定であるという利点もある。 特に最長の期間（５ビット周期分）にわたり延在する位
相変動を有するＧＭＳＫ型の変調では、スペクトル効率
が最良である。しかし゛この場合にはシンボル間干渉が
大幅に増えてしまう。 この狭帯域変調は、保護Ｖ）（Ｆ及びＬｌｌ−ＩＦ通信
方式、衛星伝送又は移動無線ネットワーク等の多くの分
野で使用できる。上述の利点のため、ＣＥＰ丁のパグル
ブ スベスヤル モビル”（ＧＳＭ）は、１９９２年か
ら実施される従来のディジタル式全ヨーロッパ移動ネッ
トワークで用いるためこの狭帯域変調を保有している。 様々な従来技術復調処理は、差動式の方法又はコヒーレ
ント式の方法を実行するものである。 差動復調方法は、比較的単純であるという利点があるが
、項又はエラーレートについての性能が劣悪である。 コヒーレント復調方法は、性能はよりよいが、キャリヤ
位相の回復のために刊加的な回路が必要である。 この種のＩＩにおける欠点の１つとしては、キャリャ及
びクロック信号を回復するための７エーズロツタトルー
プを使用する適宜の同期方法を用いることがある。 実際、シスアムが時分割多重アクセス（’「ｉｍｅ−１
） ｉｖｉｓｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓ
： Ｔ Ｄ Ｍ Ａ ）モード又は周波数ホッピング（
Ｆ ｒｅｑｕｅｎｃｙ−）−１ｏｐｐｉｎａ ：Ｆ Ｈ
）モードで動作する場合、信号がチャンネルに起因する
フェージングを受けると、アナログループの再同期化時
間は長くなりすぎ、信号に有用な時間が減少する（Ｒ，
Ｂギブソン及びＢ、ヒルによる米国特許第４，５７０．
１２５号を参照）。 ディジタル信号処理によりコヒーレントＷａ方法を実行
する場合の主たる利点は、伝送された２進情報について
の決定を行なう順次操作が各々に対して行なわれるパケ
ットとして信号を記憶及び処理することが可能なことで
ある。 順次操作の最初の操作はパケットの冒頭を発見すること
、つまりフレーム同期である。次いでビット同期により
、決定時点が決められ、整合フィルタが時間的に正しく
調整される。このフィルタの役割は、有用情報を損なう
ことなく雑音を低減することである。 最後の操作は非常に重要であって、初期位相と残留周波
数オフセットとを評価することである。 初期位相は、伝送システム内では制卯されないパラメー
タである。このパラメータの評価に欠点があるとエラー
レートに重大な悪影響がある。。 残留周波数オフセットは、送信機と受信機との間の周波
数オフセットと、ドツプラー効果による周波数オフセッ
トとの結果である。この周波数オフセットの評価に欠陥
があると、位相が大きく回転していた場合パケットの最
後のビットについて決定に誤りが生じる。 初期位相及び残留周波数オフセットの評価がなされたな
ら補償が行なわれ、伝送されたビットについて最終的な
決定がなされる。 ルーバトン及びヴ？しによる［デモジ１ラション プシ
ュドー」エラント ド シノー ド チブ ＭＳＫ
アダプア オー トランスミッション アン ＥＶＦＪ
ルヴ テクニク トムソン−Ｃ８Ｆ、第１７巻、 １９
８５年９月第３号、 ５２１−５４４頁には、２ＳＲ
Ｃ変漠に用いられるディジタル復調り法が提案されてい
る。 この方法では次の処理系列がなされる二部公的相関によ
るフレーム同期、差分位相のゼロ交差の検出によるビッ
ト同期、整合Ｐ波、サンプルの高速フーリエ変換による
残留周波数オフセットの評価、平均をとることによる初
期位相の評価、そして位相補償。 シミュレーションをしたところ、提案されたアルゴリズ
ムはＧＭＳＫ変調に適合しにくいことがわかった。 実際無視しえなくなるシンボル間干渉の結果、２００Ｈ
ｚを越える残留周波数オフセットがあるとビット同期は
劣化する。 また周波数オフセットの評価については平行演算を行な
っても変調は消去できない。 Ｃ，ヒーガード、Ｊ、Ａ、ヘラ−及びＡ、Ｊ。 ヴイタービによる［ア マイクロプロセッサベースドＰ
ＳＫ モデム フォア パケット トランスミッショ
ン オーク？ サテライト チャンネルスＩＩＥＥＥ
トランザクション、第ＣＯＨ−２６巻第５号、 １９
７８年５月、 ５５２−５６４頁には、無線ににるパ
ケット伝送用の復調技術が示されている。 本発明は、シンボル間干渉を有ざないＰＳＫ型変講変調
み適用されるこの技術に触発されたものでシンボル間干
渉があり、高い雑音レベル及び大きな残留周波数オフセ
ットをも有する任意の種類の変調のコヒーレント復調を
可能とする同期化を得ることを目的とする。 この目的のため本発明の方法は、前記パケットの各々は
、Ｎビットの既知の基準信号を与え、差動位相での相関
によりフレーム同期とビット同期とが近似的に検出され
るようにし、また初期位相Ｏｏ及び残留周波数オフセッ
トΔｆｏのパラメータの評価が開始されるようにするプ
リアンプル列を含み、近似値の漸進的改善は、ビット同
期検出用Ｉａｌ値が超過される場合に作動される低速ル
ープと、θ０及びΔｒ０の評価のため付加的ブロックの
ビットについて中間的決定をなす高速ループとの２つの
間挿されたループにより行なわれることを特徴とする。 フレーム同期及びビット同期についての前記の検出は、
王を１ビットの持続期間として前記パケットの伝送時点
を計Ｔ／４で得るようにする差動位相での第１の相図と
、Ｔ／４偏移された基準信号で行なわれる差動位相での
第２の相関により得られる。対応する相関機能はそれぞ
れ初期位相からは独立し残留周波数オフセットに僅かに
依存するピークを示し、最高ピーク及び最低ピークはそ
れぞれ１次的ビット局期値ＳＹＮＰ及び２次的ビット１
８ＩＷｉ値ＳＹＮＳを定める。こうしてビット同期値に
ついて得られる上丁／８の精度はサンプリング時点を知
るのに充分なものである。 上記のビット同期の検出後には、雑音帯域を制限するた
めガウス型の有限インパルス応答を有するノイルタによ
りｔｉｓＹＮＰについて整合ｐ波が行なわれる。 整合Ｐ波後の初期位相θ０及び残留周波数オフセットΔ
ｆｏの上記の評価は、 一受信イに号と基準信号の共役埴との積を形成して変調
器を消去する段階と、 一Δω０＝２πΔｆｏとして式ｙ＝ΔωｏＸ＋θ０の線
型変動が得らるよう２π位相ジャンプを消去して位相を
展開する段階と、 一線型回帰法と、前記展開された位相と前記回帰直線と
の間の差 段階とにより行なわれる。 上記の差εが前記の閾値より小さい場合は、Δｆｏ及び
θ０のこの評価は、高速ループを複数回周回し、各周回
毎に特定数の被決定ビットが付加されるＮビットのプリ
アンプル列についての中筒決定を利用することで改善さ
れる。 上記の差εがビット同期の誤った評価の結果前記のｌ１
１１ｒｉより大きい場合には、２次的ビット同期の（ｉ
ｓＹＮｓに等しいビット同期の他の値に基づいて整合濾
波及びΔｆ、及びθ０の評価を再び行なうため低速ルー
プによって前記の計算段階が再開される。 最後の周回後、残留周波数オフセットによっても初期位
相によっても影響されない信号の位相成分しか残さない
補償段階が行なわれる。 次いで、最終決定が行なわれた後差動デコードにより、
伝送２進情報のストリームが最終的に得られる。 本発明によるＧＭＳＫ信号の復調は、機能ブロック図が
第１図に示されている変：１ｇ器配置でシミュレートさ
れた。この復調器配置は順次次の素子からなる。 −１６ｋｂｉｔ／ｓの速さの擬似ランダム２道データス
トリームの多項式発生器からなるフレーム発生器、１゜
各伝送フレームのフォー７ットは、レジスタ及びフリツ
プフロツプからなるシステムによりフレームの冒頭に置
かれるＮ＝１６又は３２ビットの既知のプリアンプル列
を有する１２８ビットである。従って残りの１２８−
Ｎビットが、伝送される情報にとり利用可能である。 一データストリームを含むようＧＭＳＫ型の瀬進的変動
をなす位相インパルス応答を発生する変調器２．変調さ
れた進行は、２つの直交チャンネル１及びＱのベースバ
ンド領域で得られる。 ７０ Ｍ １（ｚの中間的周波数へ周波数転換するため
の素子。この転換は、送信端において■チャンネルとＱ
チャンネルとから入来する信号を周波数Ｆｅの局部発振
器５からの信号とこの信号を移相器６で９０°位相偏移
せしめる信号に混合するミクサ３及び４により行なわれ
る１、２つのチャンネルからの信号が加算器７で加鼻さ
れた後、加忰器７から得られる信号は、順次減衰器８と
、実際の動作状態をシミｌレートするためのスペクトル
密度Ｎｏを有する白色ガウス雑音（加法的）発生器９と
、中心７０ＭＨｚの広帯域フィルタ１０とを通過する。 受信端においては、伝送された信号がミクサ３′及び４
′と、周波数Ｆ「を有する局部発振器５′と、９０°移
相器６′とによりベースバンド信号に転換しなおされる
（実部と虚部がそれぞれｉ′チャンネルとＱ′チャンネ
ルで得られる）。 処理される■′チャンネルとＱ′チャンネルに対し、そ
れぞれシャノン条件を尊重するサンプリングを補償する
低域フィルタ１２及び１３と、アブ−０グデイジタル変
換器１４及び１５・と、アナログディジタル変換器１４
及び１５に先行して各変換中信号のレベルをホールドす
るサンプルアンドホールド回路とからなるディジタル変
換ユニット１１゜ １′チヤンネル及びＱ′チャンネルは、ディジタルアブ
０グ変換器１６及び１７及びフィルタ１８及び１９によ
り行なわれる逆変換の後チＩツク（特にＰ波後の１及び
Ｑチャンネルの視覚化）を行なうのに用いられる。デコ
ード後２進データストリームはフリップ７０ツブ２０を
介して出力される。 −ＧＭＳＫ信号の復調が本発明の方法に従って行なわれ
るディジタル信号プロセッサからなるプロセッサユニッ
ト２１．このプロセッサは複素計算モードで動作し、マ
イクロプロセッサにより制御される。 伝送されるべきディジタル情報が位相によって送られる
場合、被変調信号は、 の形式を有するとみなせる。 ここで、 ｔは時間。 Ｂは伝送２進情報のストリーム（Ｂｉ）。 Ｅは信号エネルギー ■は１ビットの持続時間、ｆｏを搬送周波数（角周波数
ω。・・２πｆ０）。 θＧは時間原点（初期位相）。 ψ（ｔ、Ｂ）は、ｑ（ｔ）は有限持続時間のインパルス
応答として関係 による２進情報ストリームに応じて変化する位相である
。 位相の表式中の項％は、変調指数、つまりクロック周波
数に対する周波数偏移の比に対応する。 第２図はＧＭＳＫ、ＭＳＫ及び２ＳＲＣ型の変調に対す
るこの関数ａ（ｔ）の変化を示す。 位相変化は２ＳＲＣ変溝では２ビット周期分にわたり延
在し、ＭＳＫ変調では１ビット周期分にわたり延在する
のに対しＧＭＳＫ変調では５ビット周期分にわたり延在
する。 Ｇ Ｍ Ｓ Ｋ変調ではこの変化はより遅いので、第３
図の曲線で示される如く占有スペクトルはより小さい。 ここで第３図は、周波数ｆと１ビット期間の持続時間Ｔ
の積（ｆＴ）に対してＩ単位のスペクトル出力密度（Ｄ
ＳＰ）の変化を、ＭＳＫ変調（実線）、２ＳＲＣ変調（
破線）及びＧＭＳＫ変Ａ（・−点１１１ｍ）についてプ
ロットしたものである。 しかし、ＧＭＳＫ変漠においては５ビット周期分にわた
り情報が拡散するため、ビットクロック信号に回期した
オシロスコープによりＧＭＳＫ信号を観察して得られる
第４図のフィバターンから明らかなシンボル間干渉が生
じる。 以上本発明方法による連続位相及び一定エンベ０−プを
有するディジタル的変調された信号のコヒーレント復温
の順次の段階を説明する。 シンボル間干渉の存在を利用する方法を用いるには、長
さＮのプリアンブル列を各パケットの冒頭に挿入するこ
とが不可欠である。 この既知のプリアンプル列によって、相関によるフレー
ムの冒頭の検出及びその後の００及びΔｆ０の評価の開
始が可能となる。 手続ぎは、フレーム同期及びビット同期と、整合ｉｉ波
と、θ０及びΔｆｏの評価と、決定の４つの主要部に分
けられる。 フレーム ピッ フレーム同期及びビット同期の検出は、差分位相での相
関により行なわれる。 受信−時ベースバンドに転換しなおされる正規化複素信
号は次の式で表わされる。 ５（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ［２πΔｒｏｔ＋θ。＋ψ（１）
］）ここで八へｏは、送信周波数ｆｅと受信周波数ｒ「
との差に、受信機が送ｆｔ機に対し移動している場合は
ドツプラー効果の周波数「ｄを加えたものを表わし、 Δｆ０＝ｆｅ−ｆｒ÷ｆｄ である。 プリアンプル列により既知の基準信号が持続時間ＮＴを
有する期間生得られるから Ｒ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊψ（
【）） ただし ｔＥ［０
，ＮＴＩである。したがって信号Ｓと２ビット周期分遅
延されたその共役値の積に等しい信号Ｓ′が定められる
。 Ｓ’ （ｔ）＝ ５（ｔ）、 Ｓ慨（ｔ−２７）＝ｅｘ
ｐ（ｊ［４ｙｒΔｆ、Ｔ＋ψ（１）−ψ（ｔ−２Ｔ）］
）Δψ（ｔ）＝ψ（１）−ψ（ｔ−２Ｔ）とすると、２
ビット周期分間の差動位相が明示されて、次の通りにな
る。 Ｓ’ （ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ［４ｚｒΔｆ０Ｔ＋Δψ（１
）］）このＳ’ （ｔ）の表式においては初期位相の項
はなくなっておく、周波数オフセットΔｆ０が連続位相
偏移を与えている。 基準信号Ｒに基づいて他の信号Ｒ′が次のように定めれ
らる。 Ｒ’ （ｔ）＝Ｒ（ｔ）、Ｒ”ｌ （ｔ−２７）＝ｅＸ
Ｉ）（ｊΔψ（ｔ））２つの複素信号Ｓ′とＲ′との相
１１ｇ関数は次のように表わされる。 ■ ＝１３ＸＤ（ｊ［２πΔｆｏｔ）ｘ ■ Ｃ（τ）の絶対値を平方すると、項ｅＸＥ１（ｊ［４π
Δｆ０【）は消える。 Ｉｃ（τ）１２＝ ■ ＩＣ（τ）１２はτ−〇Ｔ″最大となるため関数Ｃ（τ
）（２の最大値を探せばパケットの冒頭が決定できる。 差動位相での相関を行なうことの利点は、相関ピークが
時間原点における位置θ０から独立し、八ｆｏ■（１で
ある限り、つまり送信器の出力に設けられるフィルタの
通過帯域内にある限り周波数オフセットΔｆ、に僅かに
しか依存しないということである。 しかし相関ピークの最大レベルは雑音に対しより敏感で
ある（信号雑音比が３ｃＢ劣化する）。 プリアンプル列には、長さ（Ｎ＝ビット数）とビットの
配置との２通りの選択肢がある。 パケットが長いほど、擬似警報（ＰＦＡ）及び比検出（
ＰＮＤ）の確率が改善される。 パケットのビットＲ４は、タイミングＩＩ整の精度に影
響を及ぼす。選択は非常に簡単というわけではないが、
次の条件を４Ｔｍした選択が可能である。 一非周期的な列（そうでないと複数の相関ピークが発生
する。 一一定でない列（そうでないと時間的に大幅に拡散する
）。 一値の交番が多すぎない列（そうでないと位相変化が少
なくなりすぎる）。 前述の相関方法は、１ビット周期当り２サンプルの速さ
でこの相関をとることでフレームの３１停にも適用しう
る。 ｔ ＝ ｉＴ／２及びｉ＝整数に対するｓＨの値を５（
ｉ）と記すならば、次の式が得られる。 ■ ５（ｉ）＝ｅｘｐ（ｊ［２πΔｆ。１ ＋θ。 ■ 十ψ（ｉ ）］） ■ Ｒ＋ （ｉ）＝ｅｘｐ（ｊ ψ（ｉ従って、 Ｓ’ （ｉ）＝ ５（ｉ）、 Ｓ” （ｉ−４）
Ｒ’ ２ （ｔ）＝ｅＸＩ）［ｊ △ψ （ｉＴ
／２＋Ｔ／４月＝ｅＸＩ）（ｊ［４πΔｆＱＴ＋△ψ（
ｉ −）］］Ｒ′ （ｉ）＝ Ｒ＋ （ｉ）−Ｒ” ＋ （ｉ−４）■ ＝ｅｘｐ（ｊ Δψ（ｉ となる。ここで とおいて、ＣＩ （ｊ）の最大を探すならばパケットの
冒頭を検出することができる。最大が検出されたならフ
レーム同期が得られたのであり、パケットの送信時点が
士丁／４で判明する。 この粘度はビット同期には充分とはいえない。 評価を改善するためＴ／４偏移された基準信号で第２の
相関がとられる。第１の相関に関連して次の式が定めら
れる。 Ｒ２（ｉ）＝ｅＸｔ）［ｊψ（ｉＴ／２＋Ｔ／４月２つ
の相関Ｃ＋ （ｊ）及びＣ２（ｌがそれぞれの指数Ｊ１
及びＪｌに対してピークを示す。 ＣＩ （Ｊｌ ）≧Ｃ２（Ｊｌ ）の場合ビット同期＝
Ｊ、 Ｔ／２であり、 Ｃ２（Ｊｌ ） ＞ ＣＩ （Ｊｌ ）の場合ビット同
期−Ｊ２丁／２＋Ｔ／４である。 この二重相関によってビット同期が二！＝Ｔ／８の精度
で得られる。 ＧＭＳＫ変調についての位相変動を遅さを考慮するとこ
の精度はサンプリング時点を知るのに充分高い。信号雑
音比が低い（Ｅｂ／Ｎｏ ＜ ６ｃｆ３ ）一定の場合
にはビット同期が誤まることがあることは既述の通りで
ある１、これは、相関ピークのレベル評価に問題がある
（例えばＪ＋丁／２の代わりにＪ ２ Ｔ／２＋Ｔ／４
を選択するなど）ためである。 最終的な決定を行なうため、ＳＹＮＰをビット同期の［
１次Ｊ値として定め、ＮＹＮＳをビット同期の［２次１
値として定める。 ＣＩ（Ｊｌ ）≧Ｃ２（Ｊｌ ）の場合ＳＹＮＰ ：
Ｊｌ Ｔ／２゜ ＳＹＮＳ ： Ｊｌ Ｔ／２÷Ｔ／４Ｃ２（Ｊｌ ）
＞ ＣＩ （Ｊｌ ）の場合ＳＹＮＰ：Ｊｌ 丁／
２＋ｒ／４ ＳＹＮＳ ： Ｊｌ Ｔ／２ 整合Ｐ波は値ＳＹＮＰについて行なわれる。 後記のエラー基準に基き周波数差及び初期位相の評価の
アルゴリズムを変形することができる。 ビット同期のエラーは整合Ｐ波にはほとんど影響を与え
ない一方、Δｆ０及びθ。の評価を大きく劣化せしめる
。 差動位相での二重相関方法は、フレームの冒頭を決定及
びビット同期の第１の評価を可能とするので有用である
。後の方のパラメータは、キャリア信号の位相の評価を
行なううちに確認又は調整される。 １念ｒ遣 Ｓ （ｔ、Ｂ）＝ｅｘｐ［ｊ、ψ（ｔ、Ｂ）］（７）形
式（７）全テ（７）ティシタル変ｌＩハ、Ｆ ｐ（ｔ）
を主関数として次の式による振幅変温の形式で表わされ
ることが示される（例えばＰ、Ａ、ローランによる［ア
ンテルプレタション デ モジュラジョン デインディ
ス デミ７ンチエ、エクスタンジョン ア デ アンプ
イス ボアザン エ アブリカジョン」第９回 コ０−
キ グレスチ、ニース、 １９８３年５月、５０３−５
０９頁参照）。 ただし Ｃ１＝ＴｒＢｉ ｉ＝−〇 ＧＭＳＫ変調を振幅変調に分解することは整合フィルタ
が簡単に決定できるようになるので特に興味深い。 後者のフィルタは、Ｆｐ （を−同期ビット）に等しい
インパルス応答を有する。 同期ビットの項は、受信信号のリンプルクロック信号に
対づ°る位置を考慮に入れである。 整合フィルタは１１係数を有する有限インパルス応答フ
ィルタの形式で実現される。 プリアンプルを使用する方法が考慮された。 整合フィルタの出力には、第５ａ図中時間に対してプロ
ットされた変動を有する受信信号が現われる。正規化す
るとこの信号は次の式で表わされる。 Ｚ（ｔ）＝ＯＸｌ）（ｊ［２πΔｆ。ｔ÷θ０ ÷ψ（
１）］）プリアンプル列は既知であるから、Ｎをプリア
ンプル列のビット数として期間［０，ＮＴ ］での信号
の進展は簡単に４算できる。 基準信号は既知であり、時間に対するその変動は第５ｂ
図に示されてあり、正規化された式は次の通りである。 １ｏ （ｔ）＝ｅｘｐ（ｊφ（ｔ）） ただしｔＥ［
（）、 ＮＴＩ受信信号Ｚ（【）と基準信号Ｚｏｏ）の
共役値との積を形成すると変調による項φ（１）ば消え
る（第５Ｃ図）。 Ｚ（ｔ）、 Ｚｏ ” （ｔ）＝ｅｘｐ（２πΔｆ、ｔ
＋θｏｌ）次の段階は、得られた複素信号を変換して位
相の進展を表わす線型変動とすることからなる。 φ（ｔ）＝Ａ ｒｃｔａ［Ｚ（ｔ）、 Ｚ ｏ ’ （
ｔ）］ｍ＝２π△ｆ、ｔ＋θ、 ］＋ｇｏｄｕｌｏ ２
ｙｔ従って位相は２πの位相ジャンプを消去して展開
されねばならない。 第５ｄ図がこの変動を示し、その次は式の通りである。 ｙ＝Δωｏ、Ｘ十〇。 ただしΔω、 ＝２πΔｆ０線
型回帰法により評価パラメータΔω０及び△ θ０が計算される。この計算は体系的であって簡単に使
用できる。 これらの評価パラメータに基づいて信号の補償が複素桑
算により行なわれる。 受信信号 Ｚ （ｔ ）＝ｅＸｐ（ｊ ［Δωｏ１＋θ
０ ◆ψ（１）］）へ △ 補償信＠ ５（ｔ）＝Ｚ（ｔ）ｅＸＤ（−ｊ（Δωｏ
ｔ＋θ。）】従って △ ５（Ｄ＝ｅｘｐ（ｊ（［Δ（ｔ）６ −Δω。）ｔ△ 十〇。 −θ。 亭φ（１）］） 評価が正しいならば、 Δω０＝Δω０゜ θ０＝θ０及びＳｍ＝ｅｘｐ（ｊψ（ｔ））得られる信
号は、周波数オフセットにも時間原点での位相にも影響
されない。 Δω０及びθ。の評価は、雑音、タイミング調整及びプ
リアンプル列の長さの３つのパラメータに影響される。 雑音が増大すると（Ｅｂ／ＥＯ＜６ｃＢ）、位相の急変
が生じ、その結果展開された位相に２πの位相ジャンプ
が起こる。この問題は、２πの位相ジャンプを検出補正
する技術を用いて解決される。 タイミング調整に影響されることは、ビット同期の評価
と１１１Ｎする。このパラメータの評価が不良であると
、変温は完全には消去されない。このため展開された位
相が、残留位相による影響を受ける。その結果Δω。及
びθ。の評価が劣化する。 決定のエラーを引き起こさないような充分良好な周波数
評価（エラーが１０Ｈｚ禾ｔｉｌｔ）を得るには６４ピ
ツト以上の長さのプリアンプル列を用いる必要がある。 １２８ビットパケツトの場合これは最大伝送効率が５０
％ということになる。 かかる効率はパケット伝送とは両立しえない。 初めからＮ＝１６又は３２ビットのより短いプリアンプ
ルが選択されるなら前述の方法により補償されたサンプ
ルが得られる。 しかし雑音レベルが高い場合には評価の精度は位相を完
全に補正するには不充分である。 メツセージの冒頭と末尾との間に２０Ｈｚのエラーがあ
ると５８゛の位相回転が生じるが、これはパケットの末
尾において決定のエラーを引き起こす。 従ってパケットの末尾に近い方のビットが最も影響を受
ける。 本発明の位相は、一定数のビット、例えばプリアンプル
列に後続する１６ピツトについて決定を行ない再評価を
なす一方でＮビットのプリアンプル列プラス決定がなさ
れた新たな１６ビットに対応する新たな基準列を考慮す
るというものである。 ４回実行することで、Ｅｂ／Ｎ０＝６＋Ｅに対し数ヘル
ツの精度が得られる。結果として、Ｎ＋６４ビットに対
し評価がなされる。 ビットブロックについての中間的決定を利用し、雑音に
対し非常に強くまた高速に収束する評価方法を様々に連
続して実行又は繰り返すことでプリアンプル列の長さを
大幅に短くすることができる。 しかし既述の如くΔω。及びθの評価はビット同期に影
響される。 ビット同期の評価が良くないと、展開された位相に対応
する点と回帰線との闇の差 が相当大きくなる。 この場合εはますます増大する。 εは非常に急速に（１回目か２回目の繰り返しで＞ＩＩ
値を越え、ピッ同期の変更を命令する。 その場合のビット同期の値として２数値ＳＹＮＳがとら
れる。 整合濾波を実行し新たなビット同期値でΔω０及びθ０
の評価を行なうため全４算が改めて開始される。 扱亙 補償後、主閏数Ｆ ｐ（ｔ）が介在するようにする娠幅
変調の形式での信号の表現に基づいて決定がなされる。 伝送ビットの計算には、最終的に差動デコーディングが
なされれば充分である。 第６図は計算過程全体を示すフローチャートである。 １０グラムの開始（ボックス２２）からのパラメータΔ
ω０及びθ０の評価は実行が困難に見えるかもしれない
が、体系的であって比較的単純である。 まず相関によりフレーム同期の粗評価（ボックス２３）
及びビット同期の粗評価（ボックス２４）、ビット同期
に対する値ＳＹＮＰ及びＳＹＮＳの計算及びビット同期
のｌｌ５ＹＮに対する初期選択５ＹＳ＝ＳＹＮＰがなさ
れ、次いで整合Ｐ波（ボックス２５）がなされ、次いで
１６又は３２ビット同期での線型０帰によりキャリア信
号の位相の近似的決定、変温の抑圧（ボックス２６）、
（Ｄ°相展１７１（ボックス２７）、Δω０及びθ０の
評価及び差εの計算（ボックス２８）がなされる。さら
に、語拝された差εが閾値Ｓと比較され（ボックス２９
）、最後の実行又は繰り返しが関連性があるかが決定さ
れる（ボックス３０）。 その結果復調過程は、次の２つのｌ１ｌｎ的なディジタ
ルループからなるシステムとして記述できる。 −リンク３１を介して■じるΔω０及びθ０の評価のた
めの第１のループ。 一リンク３２を介して関しるビット同期の評価のための
第２のループ。 第１のディジタルループを通る各周回ごとに、ボックス
３１でΔωＧ及びθＧの評価を改善するようプリアンプ
ル列に後続するＮビットについて決定が繰り返される。 これらの決定は中間的決定と称される。 第２のディジタルループを通るごとに、ボックス２９で
差が４算されて閾値と比較される。判定基準によりビッ
ト同期の確認又は再調整が行なわれる。再調整の場合に
は第２の値ＳＹＮＳがビット同期の値ＳＹＮとして用い
られる（ボックス３２）。 処理には次の２通りの場合がある。 −ビット同期によるリセットがない場合。Δω０及びθ
０は第１のループの高速収束により少数回の周回で決定
される。 一ビット同期によるリセットがある場合。この場合はＰ
波及び復調過程全体が改めて開始される。 第２のループの経路を通る処理時間は長くなる。 最後の実行又は周回（ボックス３０）に基くフローチャ
ートの残りは、最終決定の実行（ボックス３３）及びプ
ログラムの終了（ボックス３４）である。 第７図及び第８図は、例示として文献に記載されたＧＭ
ＳＫ及びＭＳＫ変調についての即論的ビットエラーレー
ト（ＢＥＲ）の曲線Ａ及びＢを示す。 ＧＭＳＫ変膚について曲線１及び２は、通過帯域ＢＬ
＝ ４６０Ｈｚ及び９２０Ｈｚを有するアナログフェー
ズロックドループによりヤヤリャ回復を行なうコヒーレ
ント復調器に対応する。 この種の復調は、ＦＨモードにおいても°ｒＤＭＡモー
ドにおいても機能しえない。またこれらの曲線は周波数
オフセットがない場合に得られるものである。 曲線３は、アナログ差動復調器について得られる結果で
ある。 エラーレートが１０−２である場合には、論理的エラー
レートに対する劣化は相当大きい（約７１）。 ＧＭＳＫ変謂について本発明の復調方法により得られる
エラーレート曲線が、３２ビット及び１６ピツトのそれ
ぞれに対して第８図及び第９図に、周波数オフセットΔ
ｆ、） ＝ ８００Ｈｚ （曲ＩＩＴ）及びΔｒ ｏ
＝ １６００）１２ （曲線２）の場合につき示されて
いる。 Δｆ ０＝ ８００８ ｚでの結果は比較的良好である
。 １０−２のエラーレートでは、第８図及び第９図にも示
される（第７図に既出の）論理的エラーレートの曲１１
Ａ及びＢに対する劣化は、Ｎ＝３２ビットの場合１．２
４３であり、Ｎ−１６ビットの場合１．４（１３である
。 △ｆ 、 ＜ １００ＧＨｚである限り結果は周波数オ
フセットに僅かに影響される。この値を越えると結果は
僅かに劣化する。 本発明の方法により、ディジタルＧＭＳＫ復調のコヒー
レント復調のアルゴリズムが使用できる。 シミｌレーションの結果、本方法はｉｇに対し強く、送
信機と受信機との間の相当大きい周波数オフセットに対
すても強いことがわかった。 本方法はＴＤＭＡ又はＦＨモードでの動作と確実に両立
しえ、またシンボル間干渉を有する任意の変調に適用し
うる。
，ＮＴＩである。したがって信号Ｓと２ビット周期分遅
延されたその共役値の積に等しい信号Ｓ′が定められる
。 Ｓ’ （ｔ）＝ ５（ｔ）、 Ｓ慨（ｔ−２７）＝ｅｘ
ｐ（ｊ［４ｙｒΔｆ、Ｔ＋ψ（１）−ψ（ｔ−２Ｔ）］
）Δψ（ｔ）＝ψ（１）−ψ（ｔ−２Ｔ）とすると、２
ビット周期分間の差動位相が明示されて、次の通りにな
る。 Ｓ’ （ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ［４ｚｒΔｆ０Ｔ＋Δψ（１
）］）このＳ’ （ｔ）の表式においては初期位相の項
はなくなっておく、周波数オフセットΔｆ０が連続位相
偏移を与えている。 基準信号Ｒに基づいて他の信号Ｒ′が次のように定めれ
らる。 Ｒ’ （ｔ）＝Ｒ（ｔ）、Ｒ”ｌ （ｔ−２７）＝ｅＸ
Ｉ）（ｊΔψ（ｔ））２つの複素信号Ｓ′とＲ′との相
１１ｇ関数は次のように表わされる。 ■ ＝１３ＸＤ（ｊ［２πΔｆｏｔ）ｘ ■ Ｃ（τ）の絶対値を平方すると、項ｅＸＥ１（ｊ［４π
Δｆ０【）は消える。 Ｉｃ（τ）１２＝ ■ ＩＣ（τ）１２はτ−〇Ｔ″最大となるため関数Ｃ（τ
）（２の最大値を探せばパケットの冒頭が決定できる。 差動位相での相関を行なうことの利点は、相関ピークが
時間原点における位置θ０から独立し、八ｆｏ■（１で
ある限り、つまり送信器の出力に設けられるフィルタの
通過帯域内にある限り周波数オフセットΔｆ、に僅かに
しか依存しないということである。 しかし相関ピークの最大レベルは雑音に対しより敏感で
ある（信号雑音比が３ｃＢ劣化する）。 プリアンプル列には、長さ（Ｎ＝ビット数）とビットの
配置との２通りの選択肢がある。 パケットが長いほど、擬似警報（ＰＦＡ）及び比検出（
ＰＮＤ）の確率が改善される。 パケットのビットＲ４は、タイミングＩＩ整の精度に影
響を及ぼす。選択は非常に簡単というわけではないが、
次の条件を４Ｔｍした選択が可能である。 一非周期的な列（そうでないと複数の相関ピークが発生
する。 一一定でない列（そうでないと時間的に大幅に拡散する
）。 一値の交番が多すぎない列（そうでないと位相変化が少
なくなりすぎる）。 前述の相関方法は、１ビット周期当り２サンプルの速さ
でこの相関をとることでフレームの３１停にも適用しう
る。 ｔ ＝ ｉＴ／２及びｉ＝整数に対するｓＨの値を５（
ｉ）と記すならば、次の式が得られる。 ■ ５（ｉ）＝ｅｘｐ（ｊ［２πΔｆ。１ ＋θ。 ■ 十ψ（ｉ ）］） ■ Ｒ＋ （ｉ）＝ｅｘｐ（ｊ ψ（ｉ従って、 Ｓ’ （ｉ）＝ ５（ｉ）、 Ｓ” （ｉ−４）
Ｒ’ ２ （ｔ）＝ｅＸＩ）［ｊ △ψ （ｉＴ
／２＋Ｔ／４月＝ｅＸＩ）（ｊ［４πΔｆＱＴ＋△ψ（
ｉ −）］］Ｒ′ （ｉ）＝ Ｒ＋ （ｉ）−Ｒ” ＋ （ｉ−４）■ ＝ｅｘｐ（ｊ Δψ（ｉ となる。ここで とおいて、ＣＩ （ｊ）の最大を探すならばパケットの
冒頭を検出することができる。最大が検出されたならフ
レーム同期が得られたのであり、パケットの送信時点が
士丁／４で判明する。 この粘度はビット同期には充分とはいえない。 評価を改善するためＴ／４偏移された基準信号で第２の
相関がとられる。第１の相関に関連して次の式が定めら
れる。 Ｒ２（ｉ）＝ｅＸｔ）［ｊψ（ｉＴ／２＋Ｔ／４月２つ
の相関Ｃ＋ （ｊ）及びＣ２（ｌがそれぞれの指数Ｊ１
及びＪｌに対してピークを示す。 ＣＩ （Ｊｌ ）≧Ｃ２（Ｊｌ ）の場合ビット同期＝
Ｊ、 Ｔ／２であり、 Ｃ２（Ｊｌ ） ＞ ＣＩ （Ｊｌ ）の場合ビット同
期−Ｊ２丁／２＋Ｔ／４である。 この二重相関によってビット同期が二！＝Ｔ／８の精度
で得られる。 ＧＭＳＫ変調についての位相変動を遅さを考慮するとこ
の精度はサンプリング時点を知るのに充分高い。信号雑
音比が低い（Ｅｂ／Ｎｏ ＜ ６ｃｆ３ ）一定の場合
にはビット同期が誤まることがあることは既述の通りで
ある１、これは、相関ピークのレベル評価に問題がある
（例えばＪ＋丁／２の代わりにＪ ２ Ｔ／２＋Ｔ／４
を選択するなど）ためである。 最終的な決定を行なうため、ＳＹＮＰをビット同期の［
１次Ｊ値として定め、ＮＹＮＳをビット同期の［２次１
値として定める。 ＣＩ（Ｊｌ ）≧Ｃ２（Ｊｌ ）の場合ＳＹＮＰ ：
Ｊｌ Ｔ／２゜ ＳＹＮＳ ： Ｊｌ Ｔ／２÷Ｔ／４Ｃ２（Ｊｌ ）
＞ ＣＩ （Ｊｌ ）の場合ＳＹＮＰ：Ｊｌ 丁／
２＋ｒ／４ ＳＹＮＳ ： Ｊｌ Ｔ／２ 整合Ｐ波は値ＳＹＮＰについて行なわれる。 後記のエラー基準に基き周波数差及び初期位相の評価の
アルゴリズムを変形することができる。 ビット同期のエラーは整合Ｐ波にはほとんど影響を与え
ない一方、Δｆ０及びθ。の評価を大きく劣化せしめる
。 差動位相での二重相関方法は、フレームの冒頭を決定及
びビット同期の第１の評価を可能とするので有用である
。後の方のパラメータは、キャリア信号の位相の評価を
行なううちに確認又は調整される。 １念ｒ遣 Ｓ （ｔ、Ｂ）＝ｅｘｐ［ｊ、ψ（ｔ、Ｂ）］（７）形
式（７）全テ（７）ティシタル変ｌＩハ、Ｆ ｐ（ｔ）
を主関数として次の式による振幅変温の形式で表わされ
ることが示される（例えばＰ、Ａ、ローランによる［ア
ンテルプレタション デ モジュラジョン デインディ
ス デミ７ンチエ、エクスタンジョン ア デ アンプ
イス ボアザン エ アブリカジョン」第９回 コ０−
キ グレスチ、ニース、 １９８３年５月、５０３−５
０９頁参照）。 ただし Ｃ１＝ＴｒＢｉ ｉ＝−〇 ＧＭＳＫ変調を振幅変調に分解することは整合フィルタ
が簡単に決定できるようになるので特に興味深い。 後者のフィルタは、Ｆｐ （を−同期ビット）に等しい
インパルス応答を有する。 同期ビットの項は、受信信号のリンプルクロック信号に
対づ°る位置を考慮に入れである。 整合フィルタは１１係数を有する有限インパルス応答フ
ィルタの形式で実現される。 プリアンプルを使用する方法が考慮された。 整合フィルタの出力には、第５ａ図中時間に対してプロ
ットされた変動を有する受信信号が現われる。正規化す
るとこの信号は次の式で表わされる。 Ｚ（ｔ）＝ＯＸｌ）（ｊ［２πΔｆ。ｔ÷θ０ ÷ψ（
１）］）プリアンプル列は既知であるから、Ｎをプリア
ンプル列のビット数として期間［０，ＮＴ ］での信号
の進展は簡単に４算できる。 基準信号は既知であり、時間に対するその変動は第５ｂ
図に示されてあり、正規化された式は次の通りである。 １ｏ （ｔ）＝ｅｘｐ（ｊφ（ｔ）） ただしｔＥ［
（）、 ＮＴＩ受信信号Ｚ（【）と基準信号Ｚｏｏ）の
共役値との積を形成すると変調による項φ（１）ば消え
る（第５Ｃ図）。 Ｚ（ｔ）、 Ｚｏ ” （ｔ）＝ｅｘｐ（２πΔｆ、ｔ
＋θｏｌ）次の段階は、得られた複素信号を変換して位
相の進展を表わす線型変動とすることからなる。 φ（ｔ）＝Ａ ｒｃｔａ［Ｚ（ｔ）、 Ｚ ｏ ’ （
ｔ）］ｍ＝２π△ｆ、ｔ＋θ、 ］＋ｇｏｄｕｌｏ ２
ｙｔ従って位相は２πの位相ジャンプを消去して展開
されねばならない。 第５ｄ図がこの変動を示し、その次は式の通りである。 ｙ＝Δωｏ、Ｘ十〇。 ただしΔω、 ＝２πΔｆ０線
型回帰法により評価パラメータΔω０及び△ θ０が計算される。この計算は体系的であって簡単に使
用できる。 これらの評価パラメータに基づいて信号の補償が複素桑
算により行なわれる。 受信信号 Ｚ （ｔ ）＝ｅＸｐ（ｊ ［Δωｏ１＋θ
０ ◆ψ（１）］）へ △ 補償信＠ ５（ｔ）＝Ｚ（ｔ）ｅＸＤ（−ｊ（Δωｏ
ｔ＋θ。）】従って △ ５（Ｄ＝ｅｘｐ（ｊ（［Δ（ｔ）６ −Δω。）ｔ△ 十〇。 −θ。 亭φ（１）］） 評価が正しいならば、 Δω０＝Δω０゜ θ０＝θ０及びＳｍ＝ｅｘｐ（ｊψ（ｔ））得られる信
号は、周波数オフセットにも時間原点での位相にも影響
されない。 Δω０及びθ。の評価は、雑音、タイミング調整及びプ
リアンプル列の長さの３つのパラメータに影響される。 雑音が増大すると（Ｅｂ／ＥＯ＜６ｃＢ）、位相の急変
が生じ、その結果展開された位相に２πの位相ジャンプ
が起こる。この問題は、２πの位相ジャンプを検出補正
する技術を用いて解決される。 タイミング調整に影響されることは、ビット同期の評価
と１１１Ｎする。このパラメータの評価が不良であると
、変温は完全には消去されない。このため展開された位
相が、残留位相による影響を受ける。その結果Δω。及
びθ。の評価が劣化する。 決定のエラーを引き起こさないような充分良好な周波数
評価（エラーが１０Ｈｚ禾ｔｉｌｔ）を得るには６４ピ
ツト以上の長さのプリアンプル列を用いる必要がある。 １２８ビットパケツトの場合これは最大伝送効率が５０
％ということになる。 かかる効率はパケット伝送とは両立しえない。 初めからＮ＝１６又は３２ビットのより短いプリアンプ
ルが選択されるなら前述の方法により補償されたサンプ
ルが得られる。 しかし雑音レベルが高い場合には評価の精度は位相を完
全に補正するには不充分である。 メツセージの冒頭と末尾との間に２０Ｈｚのエラーがあ
ると５８゛の位相回転が生じるが、これはパケットの末
尾において決定のエラーを引き起こす。 従ってパケットの末尾に近い方のビットが最も影響を受
ける。 本発明の位相は、一定数のビット、例えばプリアンプル
列に後続する１６ピツトについて決定を行ない再評価を
なす一方でＮビットのプリアンプル列プラス決定がなさ
れた新たな１６ビットに対応する新たな基準列を考慮す
るというものである。 ４回実行することで、Ｅｂ／Ｎ０＝６＋Ｅに対し数ヘル
ツの精度が得られる。結果として、Ｎ＋６４ビットに対
し評価がなされる。 ビットブロックについての中間的決定を利用し、雑音に
対し非常に強くまた高速に収束する評価方法を様々に連
続して実行又は繰り返すことでプリアンプル列の長さを
大幅に短くすることができる。 しかし既述の如くΔω。及びθの評価はビット同期に影
響される。 ビット同期の評価が良くないと、展開された位相に対応
する点と回帰線との闇の差 が相当大きくなる。 この場合εはますます増大する。 εは非常に急速に（１回目か２回目の繰り返しで＞ＩＩ
値を越え、ピッ同期の変更を命令する。 その場合のビット同期の値として２数値ＳＹＮＳがとら
れる。 整合濾波を実行し新たなビット同期値でΔω０及びθ０
の評価を行なうため全４算が改めて開始される。 扱亙 補償後、主閏数Ｆ ｐ（ｔ）が介在するようにする娠幅
変調の形式での信号の表現に基づいて決定がなされる。 伝送ビットの計算には、最終的に差動デコーディングが
なされれば充分である。 第６図は計算過程全体を示すフローチャートである。 １０グラムの開始（ボックス２２）からのパラメータΔ
ω０及びθ０の評価は実行が困難に見えるかもしれない
が、体系的であって比較的単純である。 まず相関によりフレーム同期の粗評価（ボックス２３）
及びビット同期の粗評価（ボックス２４）、ビット同期
に対する値ＳＹＮＰ及びＳＹＮＳの計算及びビット同期
のｌｌ５ＹＮに対する初期選択５ＹＳ＝ＳＹＮＰがなさ
れ、次いで整合Ｐ波（ボックス２５）がなされ、次いで
１６又は３２ビット同期での線型０帰によりキャリア信
号の位相の近似的決定、変温の抑圧（ボックス２６）、
（Ｄ°相展１７１（ボックス２７）、Δω０及びθ０の
評価及び差εの計算（ボックス２８）がなされる。さら
に、語拝された差εが閾値Ｓと比較され（ボックス２９
）、最後の実行又は繰り返しが関連性があるかが決定さ
れる（ボックス３０）。 その結果復調過程は、次の２つのｌ１ｌｎ的なディジタ
ルループからなるシステムとして記述できる。 −リンク３１を介して■じるΔω０及びθ０の評価のた
めの第１のループ。 一リンク３２を介して関しるビット同期の評価のための
第２のループ。 第１のディジタルループを通る各周回ごとに、ボックス
３１でΔωＧ及びθＧの評価を改善するようプリアンプ
ル列に後続するＮビットについて決定が繰り返される。 これらの決定は中間的決定と称される。 第２のディジタルループを通るごとに、ボックス２９で
差が４算されて閾値と比較される。判定基準によりビッ
ト同期の確認又は再調整が行なわれる。再調整の場合に
は第２の値ＳＹＮＳがビット同期の値ＳＹＮとして用い
られる（ボックス３２）。 処理には次の２通りの場合がある。 −ビット同期によるリセットがない場合。Δω０及びθ
０は第１のループの高速収束により少数回の周回で決定
される。 一ビット同期によるリセットがある場合。この場合はＰ
波及び復調過程全体が改めて開始される。 第２のループの経路を通る処理時間は長くなる。 最後の実行又は周回（ボックス３０）に基くフローチャ
ートの残りは、最終決定の実行（ボックス３３）及びプ
ログラムの終了（ボックス３４）である。 第７図及び第８図は、例示として文献に記載されたＧＭ
ＳＫ及びＭＳＫ変調についての即論的ビットエラーレー
ト（ＢＥＲ）の曲線Ａ及びＢを示す。 ＧＭＳＫ変膚について曲線１及び２は、通過帯域ＢＬ
＝ ４６０Ｈｚ及び９２０Ｈｚを有するアナログフェー
ズロックドループによりヤヤリャ回復を行なうコヒーレ
ント復調器に対応する。 この種の復調は、ＦＨモードにおいても°ｒＤＭＡモー
ドにおいても機能しえない。またこれらの曲線は周波数
オフセットがない場合に得られるものである。 曲線３は、アナログ差動復調器について得られる結果で
ある。 エラーレートが１０−２である場合には、論理的エラー
レートに対する劣化は相当大きい（約７１）。 ＧＭＳＫ変謂について本発明の復調方法により得られる
エラーレート曲線が、３２ビット及び１６ピツトのそれ
ぞれに対して第８図及び第９図に、周波数オフセットΔ
ｆ、） ＝ ８００Ｈｚ （曲ＩＩＴ）及びΔｒ ｏ
＝ １６００）１２ （曲線２）の場合につき示されて
いる。 Δｆ ０＝ ８００８ ｚでの結果は比較的良好である
。 １０−２のエラーレートでは、第８図及び第９図にも示
される（第７図に既出の）論理的エラーレートの曲１１
Ａ及びＢに対する劣化は、Ｎ＝３２ビットの場合１．２
４３であり、Ｎ−１６ビットの場合１．４（１３である
。 △ｆ 、 ＜ １００ＧＨｚである限り結果は周波数オ
フセットに僅かに影響される。この値を越えると結果は
僅かに劣化する。 本発明の方法により、ディジタルＧＭＳＫ復調のコヒー
レント復調のアルゴリズムが使用できる。 シミｌレーションの結果、本方法はｉｇに対し強く、送
信機と受信機との間の相当大きい周波数オフセットに対
すても強いことがわかった。 本方法はＴＤＭＡ又はＦＨモードでの動作と確実に両立
しえ、またシンボル間干渉を有する任意の変調に適用し
うる。
第１図は変復調器手段のブロック図、１２図はＧＭＳＫ
、ＭＳＫ及び２ＳＲＣ型の変調についての位、相インパ
ルス応答を示す図、第３図はＧＭＳＫ、ＭＳＫ及び２Ｓ
ＣＲ型の変調についてのスペクトル占有図、第４図はＧ
ＭＳＫ変調につい・てのアイパターンを示す図、第５図
はθ０及びΔｆ０の評価系列中のＰ波後での受信信号の
時間変動を示す図、第６図は本発明による復調処理全体
、のフローチャート、第７図はＧＭＳＫ変調について文
献に示されているエラーレート曲線を示す図、第８図及
び第９図はＧＭＳＫｖ１ｍ信号に適用された本発明の復
調方法でのエラーレート曲線を示す図である。 １・・・フレーム発生器、２・・・変調器、３，３１４
．４′・・・ミクサ、５．５′・・・局部発振器、６゜
６′・・・移相器、７・・・加算器、８・・・減衰器、
９・・・雑音発生器、１０，１２．１３．１８．１９・
・・フィルタ、１１・・・ディジタル変換ユニット、１
４゜１５・・・アナログディジタル変換器、１６．１７
・・・ディジタルアナログ変換器、２０・・・フリツプ
フロツプ、２１・・・プロセッサユニット。 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラン
ベン゛ノアブリケン −一◆」 一一一一會 一一伽ｔ ｔ Ｃコ Ｆ［［）、５ ＲＧ、７ ＲＦＩ＋
、ＭＳＫ及び２ＳＲＣ型の変調についての位、相インパ
ルス応答を示す図、第３図はＧＭＳＫ、ＭＳＫ及び２Ｓ
ＣＲ型の変調についてのスペクトル占有図、第４図はＧ
ＭＳＫ変調につい・てのアイパターンを示す図、第５図
はθ０及びΔｆ０の評価系列中のＰ波後での受信信号の
時間変動を示す図、第６図は本発明による復調処理全体
、のフローチャート、第７図はＧＭＳＫ変調について文
献に示されているエラーレート曲線を示す図、第８図及
び第９図はＧＭＳＫｖ１ｍ信号に適用された本発明の復
調方法でのエラーレート曲線を示す図である。 １・・・フレーム発生器、２・・・変調器、３，３１４
．４′・・・ミクサ、５．５′・・・局部発振器、６゜
６′・・・移相器、７・・・加算器、８・・・減衰器、
９・・・雑音発生器、１０，１２．１３．１８．１９・
・・フィルタ、１１・・・ディジタル変換ユニット、１
４゜１５・・・アナログディジタル変換器、１６．１７
・・・ディジタルアナログ変換器、２０・・・フリツプ
フロツプ、２１・・・プロセッサユニット。 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラン
ベン゛ノアブリケン −一◆」 一一一一會 一一伽ｔ ｔ Ｃコ Ｆ［［）、５ ＲＧ、７ ＲＦＩ＋
Claims (7)
- （１）連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル
的に変調された信号をディジタル的に処理し、該位相の
被変調項目はパケットとして伝送された２進情報による
複数のビット周期分にわたり延在する位相インパルス応
答のたたみこみ積に等しく、受信信号は２つの直交チャ
ンネル上ベースバンドへ転換され、ディジタル信号に変
換され、復調方法を実行する信号処理器へ送られるコヒ
ーレント復調方法であつて、該パケットの各々は、Ｎビ
ットの既知の基準信号を与え、差動位相での相関により
フレーム同期とビット同期とが近似的に検出されるよう
にし、また初期位相θ＿０及び残留周波数オフセットΔ
ｆ＿０のパラメータの評価が開始されるようにするプリ
アンプル列を含み、近似値の漸進的改善は、ビット同期
検出用閾値が超過される場合に差動される低速ループと
、θ＿０及びΔｆ＿０の評価のため付加的ブロックのビ
ットについて中間的決定をなす高速ループとの２つの間
挿されたループにより行なわれることを特徴とするコヒ
ーレント復調方法。 - （２）フレーム同期及びビット同期についての前記の検
出は、Ｔを１ビットの持続期間として該パケットの伝送
時点を±Ｔ／４で得るようにする差動位相での第１の相
関と、Ｔ／４偏移されて基準信号で行なわれる差動位相
での第２の相関により得られ、対応する相関機能はそれ
ぞれ初期位相からは独立し残留周波数オフセットに僅か
に依存するピークを示し、最高ピーク及び最低ピークは
それぞれ１次的ビット同期値ＳＹＮＰ及び２次的ビット
同期値ＳＹＮＳを定め、こうしてビット同期値について
得られる±Ｔ／８の精度はサンプリング時点を知るのに
充分なものであり、ビット同期の該検出後には、雑音帯
域を制限するためガウス型の有限パルス応答を有するフ
ィルタにより値ＳＹＮＰについて整合濾波が行なわれる
ことを特徴とする請求項１記載のコヒーレント復調方法
。 - （３）該整合濾波後の初期位相θ＿０及び残留周波数オ
フセットΔｆ＿０の該評価は、 −受信信号と基準信号の共役値との積を形成して変調項
を消去する段階と、 −Δω＿０＝２πΔｆ＿０として式ｙ＝Δω＿０ｘ＋θ
＿０の線型変動が得られるよう２π位相ジャンプを消去
して位相を展開する段階と、 −線型回帰法と、該展開された位相と該回帰直線との間
の差 ▲数式、化学式、表等があります▼ により評価パラメータΔω＿０及びθ＿０を計算する段
階とにより行なわれることを特徴とする請求項１及び２
記載のコヒーレント復調方法。 - （４）該差εが該閾値より小さい場合は、Δｆ＿０及び
θ＿０の該評価は、高速ループを複数回周回し、各周回
毎に特定数の被決定ビットが付加されるＮビットのプリ
アンプル列についての中間決定を利用することで改善さ
れることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記
載のコヒーレント復調方法。 - （５）該差εがビット同期の誤った評価の結果該閾値よ
り大きい場合には、該２次的ビット同期の値ＳＹＮＳに
等しいビット同期の他の値に基いて整合濾波及びΔｆ＿
０及びθ＿０の評価を再び行なうため低速ループによっ
て該計算段階が再開されることを特徴する請求項１乃至
３のいずれか一項記載のコヒーレント復調方法。 - （６）最後の周回終了時、残留周波数オフセットによつ
ても初期位相によつても影響されない信号の位相成分し
か残さない補償段階が行なわれ、次いで最終決定が行な
われ、差動デコードにより、伝送２進情報のストリーム
が最終的に得られることを特徴とする請求項１項記載の
コヒーレント復調方法。 - （７）位相の進展規則が漸進的変動に従うＧＭＳＫ、２
ＳＲＣ、ＴＦＭ、ＧＴＦＭ型等の変調により変調された
信号のコヒーレント復調に適用されることを特徴する請
求項１乃至６のいずれか一項記載のコヒーレント復調方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8808651 | 1988-06-28 | ||
| FR8808651A FR2633471B1 (fr) | 1988-06-28 | 1988-06-28 | Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246044A true JPH0246044A (ja) | 1990-02-15 |
| JP3031922B2 JP3031922B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=9367793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1163609A Expired - Fee Related JP3031922B2 (ja) | 1988-06-28 | 1989-06-26 | 連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5151925A (ja) |
| EP (1) | EP0349064B1 (ja) |
| JP (1) | JP3031922B2 (ja) |
| CA (1) | CA1308450C (ja) |
| DE (1) | DE68916115T2 (ja) |
| FR (1) | FR2633471B1 (ja) |
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