JP3031922B2 - 連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法 - Google Patents
連続位相及び一定エンベロープを有しディジタル的に変調された信号のコヒーレント復調方法Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、連続位相及び一定エンベロープを有しディ
ジタル的に変調された信号をディジタル的に処理し、前
記位相の被変調項はパケットとして伝送された２進情報
による複数のビット周期分にわたり延在する位相インパ
ルス応答のたたみこみ積に等しく、受信信号は２つの直
交チャンネル上ベースバンドへ転換され、ディジタル信
号に変換され、復調方式を実行する信号処理器へ送られ
るコヒーレント復調方法に関する。
ジタル的に変調された信号をディジタル的に処理し、前
記位相の被変調項はパケットとして伝送された２進情報
による複数のビット周期分にわたり延在する位相インパ
ルス応答のたたみこみ積に等しく、受信信号は２つの直
交チャンネル上ベースバンドへ転換され、ディジタル信
号に変換され、復調方式を実行する信号処理器へ送られ
るコヒーレント復調方法に関する。
この方法は、前述の種類のどの位相変調（GMSK,MSK,2
SRC,TFM,GTFM,…）にも適用可能であり、その漸進的変
化を伴う位相進行規則には周波数スペクトルを削減する
という利点がある。また伝送エネルギーが一定であると
いう利点もある。
SRC,TFM,GTFM,…）にも適用可能であり、その漸進的変
化を伴う位相進行規則には周波数スペクトルを削減する
という利点がある。また伝送エネルギーが一定であると
いう利点もある。
特に最長の期間（５ビット周期分）にわたり延在する
位相変動を有するGMSK型の変調では、スペクトル効率が
最良である。しかしこの場合にはシンボル間干渉が大幅
に増えてしまう。
位相変動を有するGMSK型の変調では、スペクトル効率が
最良である。しかしこの場合にはシンボル間干渉が大幅
に増えてしまう。
この狭帯域変調は、保護VHF及びUHF通信方式，衛星伝
送又は移動無線ネットワーク等の多くの分野で使用でき
る。上述の利点のため、CEPTの“グルプ スペスヤル
モビル”（GSM）は、1992年から実施される従来のディ
ジタル式全ヨーロッパ移動ネットワークで用いるためこ
の狭帯域変調を保有している。
送又は移動無線ネットワーク等の多くの分野で使用でき
る。上述の利点のため、CEPTの“グルプ スペスヤル
モビル”（GSM）は、1992年から実施される従来のディ
ジタル式全ヨーロッパ移動ネットワークで用いるためこ
の狭帯域変調を保有している。
様々な従来技術復調処理は、差動式の方法又はコヒー
レント式の方法を実行するものである。
レント式の方法を実行するものである。
差動復調方法は、比較的単純であるという利点がある
が、エラーレートについての性能が劣悪である。
が、エラーレートについての性能が劣悪である。
コヒーレント復調方法は、性能はよりよいが、キャリ
ヤ位相の回復のために付加的な回路が必要である。
ヤ位相の回復のために付加的な回路が必要である。
この種の復調における欠点の１つとしては、キャリヤ
及びクロック信号を回復するためのフェーズロックトル
ープを使用する適宜の同期方法を用いることがある。
及びクロック信号を回復するためのフェーズロックトル
ープを使用する適宜の同期方法を用いることがある。
実際、システムが時分割多重アクセス（Time−Divisi
on−Multiple−Acces:TDMA）モード又は周波数ホッピン
グ（Frequency−Hopping:FH）モードで動作する場合、
信号がチャンネルに起因するフェージングを受けると、
アナログループの再同期化時間を長くなりすぎ、信号に
有用な時間が減少する（R.Bギブソン及びB.ヒルによる
米国特許第4,570,125号を参照）。
on−Multiple−Acces:TDMA）モード又は周波数ホッピン
グ（Frequency−Hopping:FH）モードで動作する場合、
信号がチャンネルに起因するフェージングを受けると、
アナログループの再同期化時間を長くなりすぎ、信号に
有用な時間が減少する（R.Bギブソン及びB.ヒルによる
米国特許第4,570,125号を参照）。
ディジタル信号処理によるコヒーレント復調方式を実
行する場合の主たる利点は、伝送された２進情報につい
ての決定を行なう順次操作が各々に対して行なわれるパ
ケットとして信号を記憶及び処理することが可能なこと
である。
行する場合の主たる利点は、伝送された２進情報につい
ての決定を行なう順次操作が各々に対して行なわれるパ
ケットとして信号を記憶及び処理することが可能なこと
である。
順次操作の最初の操作はパケットの冒頭を発見するこ
と、つまりフレーム同期である。次いでビット同期によ
り、決定時点が決められ、整合フィルタが時間的に正し
く調整される。このフィルタの役割は、有用情報を損な
うことなく雑音を低減することである。
と、つまりフレーム同期である。次いでビット同期によ
り、決定時点が決められ、整合フィルタが時間的に正し
く調整される。このフィルタの役割は、有用情報を損な
うことなく雑音を低減することである。
最後の操作は非常に重要であって、初期位相と残留周
波数オフセットとを評価することである。
波数オフセットとを評価することである。
初期位相は、伝送システム内では制御されないパラメ
ータである。このパラメータの評価に欠点があるとエラ
ーレートに重大な悪影響がある。
ータである。このパラメータの評価に欠点があるとエラ
ーレートに重大な悪影響がある。
残留周波数オフセットは、送信機と受信機との間の周
波数オフセットと、ドップラー効果による周波数オフセ
ットとの結果である。この周波数オフセットの評価に欠
陥があると、位相が大きく回転していた場合パケットの
最後のビットについて決定に誤りが生じる。
波数オフセットと、ドップラー効果による周波数オフセ
ットとの結果である。この周波数オフセットの評価に欠
陥があると、位相が大きく回転していた場合パケットの
最後のビットについて決定に誤りが生じる。
初期位相及び残留周波数オフセットの評価がなされた
なら補償が行なわれ、伝送されたビットについて最終的
な決定がなされる。
なら補償が行なわれ、伝送されたビットについて最終的
な決定がなされる。
ルーバトン及びヴァレによる「デモジュラション プ
シュド−コエラント ド チプ MSK アダプテ オー
トランスミッション アン EVF」ルヴ テクニク
トムソン−CSF,第17巻,1985年９月第３号,521−544頁に
は、2SRC変調に用いられるディジタル復調方法が提案さ
れている。
シュド−コエラント ド チプ MSK アダプテ オー
トランスミッション アン EVF」ルヴ テクニク
トムソン−CSF,第17巻,1985年９月第３号,521−544頁に
は、2SRC変調に用いられるディジタル復調方法が提案さ
れている。
この方法では次の処理系列がなされる：部分的相関に
よるフレーム同期，差分位相のゼロ交差の検出によるビ
ット周期，整合波，サンプルの高速フーリエ変換によ
る残留周波数オフセットの評価，平均をとることによる
初期位相の評価，そして位相補償。
よるフレーム同期，差分位相のゼロ交差の検出によるビ
ット周期，整合波，サンプルの高速フーリエ変換によ
る残留周波数オフセットの評価，平均をとることによる
初期位相の評価，そして位相補償。
シミュレーションをしたところ、提案されたアルゴリ
ズムはGMSK変調に適合しにくいことがわかった。
ズムはGMSK変調に適合しにくいことがわかった。
実際無視しえなくなるシンボル間干渉の結果、200Hz
を越える残留周波数オフセットがあるとビット同期は劣
化する。
を越える残留周波数オフセットがあるとビット同期は劣
化する。
また周波数オフセットを評価するために、変調は平方
演算を行なっても消去できなくなる。
演算を行なっても消去できなくなる。
C.ヒーカード.J.A.ヘラー及びA.J.ヴィタービによる
「ア マイクロプロセッサベースドPSK モデム フォ
ア パケット トランスミッション オーヴァ サテラ
イト チャンネル」IEEE トランザクション，第COM−2
6巻第５号,1978年５月,552−564頁には、無線によるパ
ケット伝送用の復調技術が示されている。
「ア マイクロプロセッサベースドPSK モデム フォ
ア パケット トランスミッション オーヴァ サテラ
イト チャンネル」IEEE トランザクション，第COM−2
6巻第５号,1978年５月,552−564頁には、無線によるパ
ケット伝送用の復調技術が示されている。
本発明は、シンボル間干渉を有さないPSK型変調にの
み適用されるこの技術に触発されたものでシンボル間干
渉があり、高い雑音レベル及び大きな残留周波数オフセ
ットをも有する任意の種類の変調のコヒーレント復調を
可能とする同期化を得ることを目的とする。
み適用されるこの技術に触発されたものでシンボル間干
渉があり、高い雑音レベル及び大きな残留周波数オフセ
ットをも有する任意の種類の変調のコヒーレント復調を
可能とする同期化を得ることを目的とする。
この目的のため本発明の方法は、前記パケットの各々
は、Ｎビットの既知の基準信号を与え、差動位相での相
関によりフレーム同期とビット同期とが近似的に検出さ
れるようにし、また初期位相θ０及び残留周波数オフセ
ットΔf0のパラメータの評価が開始されるようにするプ
リアンブル列を含み、近似値の漸進的改善は、ビット同
期検出用閾値が超過される場合に作動される低速ループ
と、θ０及びΔf0の評価のため付加的ブロックのビット
について中間的決定をなす高速ループとの２つの間挿さ
れたループにより行なわれることを特徴とする。
は、Ｎビットの既知の基準信号を与え、差動位相での相
関によりフレーム同期とビット同期とが近似的に検出さ
れるようにし、また初期位相θ０及び残留周波数オフセ
ットΔf0のパラメータの評価が開始されるようにするプ
リアンブル列を含み、近似値の漸進的改善は、ビット同
期検出用閾値が超過される場合に作動される低速ループ
と、θ０及びΔf0の評価のため付加的ブロックのビット
について中間的決定をなす高速ループとの２つの間挿さ
れたループにより行なわれることを特徴とする。
フレーム同期及びビット同期についての前記の検出
は、Ｔを１ビットの持続期間として前記パケットの伝送
時点を＋T/4で得るようにする差動位相での第１の相関
と、T/4偏移された基準信号で行なわれる差動位相での
第２の相関により得られる。対応する相関機能はそれぞ
れ初期位相からは独立し残留周波数オフセットに僅かに
依存するピークを示し、最高ピーク及び最低ピークはそ
れぞれ１次的ビット同期的SYNP及び２次的ビット同期値
SYNSを定める。こうしてビット同期値について得られる
±T/8の精度はサンプリング時点を知るのに充分なもの
である。
は、Ｔを１ビットの持続期間として前記パケットの伝送
時点を＋T/4で得るようにする差動位相での第１の相関
と、T/4偏移された基準信号で行なわれる差動位相での
第２の相関により得られる。対応する相関機能はそれぞ
れ初期位相からは独立し残留周波数オフセットに僅かに
依存するピークを示し、最高ピーク及び最低ピークはそ
れぞれ１次的ビット同期的SYNP及び２次的ビット同期値
SYNSを定める。こうしてビット同期値について得られる
±T/8の精度はサンプリング時点を知るのに充分なもの
である。
上記のビット同期の検出後には、雑音帯域を制限する
ためガウス型の有限インパルス応答を有するフィルタに
より値SYNPについて整合波が行なわれる。
ためガウス型の有限インパルス応答を有するフィルタに
より値SYNPについて整合波が行なわれる。
整合波後の初期位相θ０及び残留周波数オフセット
Δf0の上記の評価は、 −受信信号と基準信号の共役値との積を形成して変調項
を消去する段階と、 −Δω０＝２πΔf0として式ｙ＝Δω0x＋θ０の線型変
動が得られるよう２π位相ジャンプを消去して位相を展
開する段階と、 −線型回帰法と、前記展開された位相と前記回帰直線と
の間の差 により評価パラメータ を計算する段階とにより行なわれる。
Δf0の上記の評価は、 −受信信号と基準信号の共役値との積を形成して変調項
を消去する段階と、 −Δω０＝２πΔf0として式ｙ＝Δω0x＋θ０の線型変
動が得られるよう２π位相ジャンプを消去して位相を展
開する段階と、 −線型回帰法と、前記展開された位相と前記回帰直線と
の間の差 により評価パラメータ を計算する段階とにより行なわれる。
上記の差εが前記の閾値より小さい場合は、Δf0及び
θ０のこの評価は、高速ループを複数回周回し、各周回
毎に特定数の被決定ビットが付加されるＮビットのプリ
アンブル列についての中間決定を利用することで改善さ
れる。
θ０のこの評価は、高速ループを複数回周回し、各周回
毎に特定数の被決定ビットが付加されるＮビットのプリ
アンブル列についての中間決定を利用することで改善さ
れる。
上記の差εがビット同期の誤った評価の結果前記の閾
値より大きい場合には、２次的ビット同期の値SYNSに等
しいビット同期の他の値に基づいて整合波及びΔf0及
びθ０の評価を再び行なうため低速ループによって前記
の計算段階が再開される。
値より大きい場合には、２次的ビット同期の値SYNSに等
しいビット同期の他の値に基づいて整合波及びΔf0及
びθ０の評価を再び行なうため低速ループによって前記
の計算段階が再開される。
最後の周回後、残留周波数オフセットによっても初期
位相によっても影響されない信号の位相成分しか残さな
い補償段階が行なわれる。
位相によっても影響されない信号の位相成分しか残さな
い補償段階が行なわれる。
次いで、最終決定が行なわれた後差動デコードによ
り、伝送２進情報のストリームが最終的に得られる。
り、伝送２進情報のストリームが最終的に得られる。
本発明によるGMSK信号の復調は、機能ブロック図が第
１図に示されている変調器配置でシミュレートされた。
この復調器配置は順次次の素子からなる。
１図に示されている変調器配置でシミュレートされた。
この復調器配置は順次次の素子からなる。
−16kbit/sの速さの擬似ランダム２進データストリーム
の多項式発生器からなるフレーム発生器１。各伝送フレ
ームのフォーマットは、レジスタ及びフリップフロップ
からなるシステムによりフレームの冒頭に置かれるＮ＝
16又は32ビットの既知のプリアンブル列を有する128ビ
ットである。従って残りの128−Ｎビットが、伝送され
る情報にとり利用可能である。
の多項式発生器からなるフレーム発生器１。各伝送フレ
ームのフォーマットは、レジスタ及びフリップフロップ
からなるシステムによりフレームの冒頭に置かれるＮ＝
16又は32ビットの既知のプリアンブル列を有する128ビ
ットである。従って残りの128−Ｎビットが、伝送され
る情報にとり利用可能である。
−データストリームを含むようGMSK型の漸進的変動をな
す位相インパルス応答を発生する変調器２。変調された
信号は、２つの直交チャンネルＩ及びＱのベースバンド
領域で得られる。
す位相インパルス応答を発生する変調器２。変調された
信号は、２つの直交チャンネルＩ及びＱのベースバンド
領域で得られる。
−70MHzの中間的周波数へ周波数変動するための素子。
この転換は、送信端においてＩチャンネルとＱチャンネ
ルとから入来する信号を周波数Feの局部発振器５からの
信号とこの信号を移相器６で90゜移相偏移せしめる信号
に混合するミクサ３及び４により行なわれる。２つのチ
ャンネルからの信号が加算器７で加算された後、加算器
７から得られる信号は、順次に減衰器８と、実際の動作
状態をシミュレートするためのスペクトル密度N0を有す
る白色ガウス雑音（加法的）発生器９と、中心70MHzの
広帯域フィルタ10とを通過する。
この転換は、送信端においてＩチャンネルとＱチャンネ
ルとから入来する信号を周波数Feの局部発振器５からの
信号とこの信号を移相器６で90゜移相偏移せしめる信号
に混合するミクサ３及び４により行なわれる。２つのチ
ャンネルからの信号が加算器７で加算された後、加算器
７から得られる信号は、順次に減衰器８と、実際の動作
状態をシミュレートするためのスペクトル密度N0を有す
る白色ガウス雑音（加法的）発生器９と、中心70MHzの
広帯域フィルタ10とを通過する。
受信端においては、伝送された信号がミクサ３′及び
４′と、周波数Frを有する局部発振器５′と90゜移相器
６′とによりベースバンド信号に転換しなおされる（実
部と虚部がそれぞれＩ′チャンネルとＱ′チャンネルで
得られる）。
４′と、周波数Frを有する局部発振器５′と90゜移相器
６′とによりベースバンド信号に転換しなおされる（実
部と虚部がそれぞれＩ′チャンネルとＱ′チャンネルで
得られる）。
−処理されるＩ′チャンネルとＱ′チャンネルに対し、
それぞれシャノン条件を尊重するサンプリングを補償す
る低域フィルタ12及び13と、アナログディジタル変換器
14及び15と、アナログディジタル変換器14及び15に先行
して各変換中信号のレベルをホールドするサンプルアン
ドホールド回路とからなるディジタル変換ユニット11。
それぞれシャノン条件を尊重するサンプリングを補償す
る低域フィルタ12及び13と、アナログディジタル変換器
14及び15と、アナログディジタル変換器14及び15に先行
して各変換中信号のレベルをホールドするサンプルアン
ドホールド回路とからなるディジタル変換ユニット11。
Ｉ′チャンネル及びＱ′チャンネルは、ディジタルア
ナログ変換器16及び17及びフィルタ18及び19により行な
われる逆変換の後チェック（特に波後のＩ及びＱチャ
ンネルの視覚化）を行なうのに用いられる。デコード後
２進データストリームはフリップフロップ20を介して出
力される。
ナログ変換器16及び17及びフィルタ18及び19により行な
われる逆変換の後チェック（特に波後のＩ及びＱチャ
ンネルの視覚化）を行なうのに用いられる。デコード後
２進データストリームはフリップフロップ20を介して出
力される。
−GMSK信号の復調が本発明の方法に従って行なわれるデ
ィジタル信号プロセッサからなるプロセッサユニット2
1。このプロセッサは複素計算モードで動作し、マイク
ロプロセッサにより制御される。
ィジタル信号プロセッサからなるプロセッサユニット2
1。このプロセッサは複素計算モードで動作し、マイク
ロプロセッサにより制御される。
伝送されるべきディジタル情報が位相によって送られ
る場合、被変調信号は、 の形式を有するとみなせる。
る場合、被変調信号は、 の形式を有するとみなせる。
ここで、 ｔは時間， Ｂは伝送２進情報のストリーム（Bi）， Ｅは信号エネルギー， Ｔは１ビットの持続時間,f0を搬送周波数（角周波数ω
０＝２πf0）， θ０は時間原点（初期位相）， ψ（t,B）は、ｑ（ｔ）は有限持続時間のインパルス応
答として関係 による２進情報ストリームに応じて変化する位相であ
る。
０＝２πf0）， θ０は時間原点（初期位相）， ψ（t,B）は、ｑ（ｔ）は有限持続時間のインパルス応
答として関係 による２進情報ストリームに応じて変化する位相であ
る。
位相の表式中の項1/2は、変調指数、つまりクロック
周波数に対する周波数偏移の比に対応する。
周波数に対する周波数偏移の比に対応する。
第２図はGMSK,MSK及び2SRC型の変調に対するこの関数
ｑ（ｔ）の変化を示す。
ｑ（ｔ）の変化を示す。
位相変化は2SRC変調では２ビット周期分にわたり延在
し、MSK変調では１ビット周期分にわたり延在するのに
対しGMSK変調では５ビット周期分にわたり延在する。
し、MSK変調では１ビット周期分にわたり延在するのに
対しGMSK変調では５ビット周期分にわたり延在する。
GMSK変調ではこの変化はより遅いので、第３図の曲線
で示される如く占有スペクトルはより小さい。ここで第
３図は、周波数ｆと１ビット期間の持続時間Ｔの積（f
T）に対して 単位のスペクトル出力密度（DSP）の変化を、MSK変調
（実線）、2SRC変調（破線）及びGMSK変調（一点鎖線）
についてプロットしたものである。
で示される如く占有スペクトルはより小さい。ここで第
３図は、周波数ｆと１ビット期間の持続時間Ｔの積（f
T）に対して 単位のスペクトル出力密度（DSP）の変化を、MSK変調
（実線）、2SRC変調（破線）及びGMSK変調（一点鎖線）
についてプロットしたものである。
しかし、GMSK変調においては５ビット周期分にわたり
情報が拡散するため、ビットクロック信号に同期したオ
シロスコープによりGMSK信号を観察して得られる第４図
のアイパターンから明らかなシンボル間干渉が生じる。
情報が拡散するため、ビットクロック信号に同期したオ
シロスコープによりGMSK信号を観察して得られる第４図
のアイパターンから明らかなシンボル間干渉が生じる。
以下本発明方法による連続位相及び一定エンベロープ
を有するディジタル的変調された信号のコヒーレント復
調の順次の段階を説明する。
を有するディジタル的変調された信号のコヒーレント復
調の順次の段階を説明する。
シンボル間干渉の存在を利用する方法を用いるには、
長さＮのプリアンブル列を各パケットの冒頭に挿入する
ことが不可欠である。
長さＮのプリアンブル列を各パケットの冒頭に挿入する
ことが不可欠である。
この既知のプリアンブル列によって、相関によるフレ
ームの冒頭の検出及びその後のθ０及びΔf0の評価の開
始が可能となる。
ームの冒頭の検出及びその後のθ０及びΔf0の評価の開
始が可能となる。
手続きは、フレーム同期及びビット同期と、整合波
と、θ０及びΔf0の評価と、決定の４つの主要部に分け
られる。
と、θ０及びΔf0の評価と、決定の４つの主要部に分け
られる。
フレーム同期及びビット同期 フレーム同期及びビット同期の検出は、差分位相での
相関により行なわれる。
相関により行なわれる。
受信時ベースバンドに転換しなおされる正規化複素信
号は次の式で表わされる。
号は次の式で表わされる。
Ｓ（ｔ）＝exp｛ｊ［２πΔf0t＋θ０＋ψ（ｔ）］｝ ここでΔf0は、送信周波数ｆeと受信周波数ｆrとの差
に、受信機が送信機に対し移動している場合はドップラ
ー効果の周波数ｆdを加えたものを表わし、 Δf0＝ｆe−ｆr＋ｆd である。
に、受信機が送信機に対し移動している場合はドップラ
ー効果の周波数ｆdを加えたものを表わし、 Δf0＝ｆe−ｆr＋ｆd である。
プリアンプル列により既知の基準信号が持続時間NTを
有する期間中得られるから Ｒ（ｔ）＝exp｛ｊψ（ｔ）｝ ただし tE［0,NT］ である。したがって信号Ｓと２ビット周期分遅延された
その共役値の積に等しい信号Ｓ′が定められる。
有する期間中得られるから Ｒ（ｔ）＝exp｛ｊψ（ｔ）｝ ただし tE［0,NT］ である。したがって信号Ｓと２ビット周期分遅延された
その共役値の積に等しい信号Ｓ′が定められる。
Ｓ′（ｔ）＝Ｓ（ｔ）.S＊（ｔ−2T） ＝exp｛ｊ［４πΔf0T＋ψ（ｔ）−ψ（ｔ
−2T）］｝ Δψ（ｔ）＝ψ（ｔ）−ψ（ｔ−2T）とすると、２ビ
ット周期分間の差動位相が明示されて、次の通りにな
る。
−2T）］｝ Δψ（ｔ）＝ψ（ｔ）−ψ（ｔ−2T）とすると、２ビ
ット周期分間の差動位相が明示されて、次の通りにな
る。
Ｓ′（ｔ）＝exp｛ｊ［４πΔf0T＋Δψ（ｔ）］｝ このＳ′（ｔ）の表式においては初期位相の項は無く
なり、周波数オフセットΔf0が連続位相偏移を与えてい
る。
なり、周波数オフセットΔf0が連続位相偏移を与えてい
る。
基準信号Ｒに基づいて他の信号Ｒ′が次のように定め
られる。
られる。
Ｒ′（ｔ）＝Ｒ（ｔ）.R＊（ｔ−2T）＝exp｛ｊΔψ
（ｔ）｝ ２つの複素信号Ｓ′とＲ′との相関関数は次のように
表わされる。
（ｔ）｝ ２つの複素信号Ｓ′とＲ′との相関関数は次のように
表わされる。
Ｃ（τ）の絶対値を平方すると、項exp｛ｊ［４πΔf
0t｝は消える。
0t｝は消える。
|C（τ）|2はτ＝０で最大となるため関数|C（τ）|2
の最大値を探せばパケットの冒頭が決定できる。
の最大値を探せばパケットの冒頭が決定できる。
差動位相での相関を行なうことの利点は、相関ピーク
が時間原点における位置θ０から独立し、Δf0T≪１で
ある限り、つまり送信器の出力に設けられるフィルタの
通過帯域内にある限り周波数オフセットΔf0に僅かにし
か存在しないということである。
が時間原点における位置θ０から独立し、Δf0T≪１で
ある限り、つまり送信器の出力に設けられるフィルタの
通過帯域内にある限り周波数オフセットΔf0に僅かにし
か存在しないということである。
しかし相関ピークの最大レベルは雑音に対しより敏感
である（信号雑音比が 劣化する）。
である（信号雑音比が 劣化する）。
プリアンブル列には、長さ（Ｎ＝ヒット数）とビット
の配置との２通りの選択肢がある。
の配置との２通りの選択肢がある。
パケットが長いほど、擬似警報（PFA）及び比検出（P
ND）の確率が改善される。
ND）の確率が改善される。
パケットのビット配置は、タイミング調整の精度に影
響を及ぼす。選択は非常に簡単というわけではないが、
次の条件を尊重した選択が可能である。
響を及ぼす。選択は非常に簡単というわけではないが、
次の条件を尊重した選択が可能である。
−非周期的な列（そうでないと複数の相関ピークが発生
する。
する。
−一定でない列（そうでないと時間的に大幅に拡散す
る）。
る）。
−値の交番が多すぎない列（そうでないと位相変化が少
なくなりすぎる）。
なくなりすぎる）。
前述の相関方法は、１ビット周期当り２サンプルの速
さでこの相関をとることでフレームの計算にも適用しう
る。
さでこの相関をとることでフレームの計算にも適用しう
る。
ｔ＝iT/2及びｉ＝整数に対するＳ（ｔ）の値をＳ
（ｉ）と記すならば、次の式が得られる。
（ｉ）と記すならば、次の式が得られる。
従って、 となる。ここで とおいて、C1（ｊ）の最大を探すならばパケットの冒頭
を検出することができる。最大が検出されたならフレー
ム同期が得られたのであり、パケットの送信時点が±T/
4で判明する。
を検出することができる。最大が検出されたならフレー
ム同期が得られたのであり、パケットの送信時点が±T/
4で判明する。
この精度はビット同期には充分とはいえない。
評価を改善するためT/4偏移された基準信号で第２の
相関がとられる。第１の相関に関連して次の式が定めら
れる。
相関がとられる。第１の相関に関連して次の式が定めら
れる。
R2（ｉ）＝exp［ｊψ（iT/2＋T/4）］ Ｒ′２（ｉ）＝exp［ｊΔψ（iT/2＋T/4）］ ２つの相関C1（ｊ）及びC2（ｊ）がそれぞれの指数J1
及びJ2に対してピークを示す。
及びJ2に対してピークを示す。
C1（J1）C2（J2）の場合ビット同期＝J1T/2であ
り、 C2（J2）＞C1（J1）の場合ヒット同期＝J2T/2＋T/4で
ある。
り、 C2（J2）＞C1（J1）の場合ヒット同期＝J2T/2＋T/4で
ある。
この二重相関によってビット同期が±T/8の精度で得
られる。
られる。
GMSK変調についての位相変動を遅さを考慮するとこの
精度はサンプリング時点を知るのに充分高い。信号雑音
比が低い 一定の場合にはビット同期が誤まることがあることは記
述の通りである。これは、相関ピークのレベル評価に問
題がある（例えばJ1T/2の代わりにJ2T/2＋T/4を選択す
るなど）ためである。
精度はサンプリング時点を知るのに充分高い。信号雑音
比が低い 一定の場合にはビット同期が誤まることがあることは記
述の通りである。これは、相関ピークのレベル評価に問
題がある（例えばJ1T/2の代わりにJ2T/2＋T/4を選択す
るなど）ためである。
最終的な決定を行なうため、SYNPをビット同期の「１
次」値として定め、NYNSをビット同期の「２次」値とし
て定める。
次」値として定め、NYNSをビット同期の「２次」値とし
て定める。
C1（J1）C2（J2）の場合 SYNP:J1T/2, SYNS:J2T/2＋T/4 C2（J2）＞C1（J1）の場合 SYNP:J2T/2＋T/4 SYNS:J1T/2 整合波SYNPについて行なわれる。
後記のエラー基準に基き周波数差及び初期位相の評価
のアルゴリズムを変形することができる。
のアルゴリズムを変形することができる。
ビット同期のエラーは整合波にはほとんど影響を与
えない一方、Δf0及びθ０の評価を大きく劣化せしめ
る。
えない一方、Δf0及びθ０の評価を大きく劣化せしめ
る。
差動位相での二重相関方法は、フレームの冒頭を決定
及びビット同期の第１の評価を可能とするので有用であ
る。後の方のパラメータは、キャリア信号の位相の評価
を行なううちに確認又は調整される。
及びビット同期の第１の評価を可能とするので有用であ
る。後の方のパラメータは、キャリア信号の位相の評価
を行なううちに確認又は調整される。
整合波 Ｓ（t,B）＝exp［j.ψ（t,B）］の形式の全てのディ
ジタル変調は、Fp（ｔ）を主関数として次の式による振
幅変調の形式で表わされることが示される（例えばP.A.
ローランによる「アンテルプレタション デ モジュラ
ション ディンディス デミアンチエ．エクスタンショ
ン ア デ アンディス ボアザン エ アプリカショ
ン」第９回 コローキ グレスチ，ニース,1983年５月,
503−509頁参照）。
ジタル変調は、Fp（ｔ）を主関数として次の式による振
幅変調の形式で表わされることが示される（例えばP.A.
ローランによる「アンテルプレタション デ モジュラ
ション ディンディス デミアンチエ．エクスタンショ
ン ア デ アンディス ボアザン エ アプリカショ
ン」第９回 コローキ グレスチ，ニース,1983年５月,
503−509頁参照）。
ただし GMSK変調を振幅変調に分解することは整合フィルタが簡
単に決定できるようになるので特に興味深い。
単に決定できるようになるので特に興味深い。
後者のフィルタは、Fp（ｔ−同期ビット）に等しいイ
ンパルス応答を有する。
ンパルス応答を有する。
同期のビットの項は、受信信号のサンプルクロック信
号に対する位置を考慮に入れてある。
号に対する位置を考慮に入れてある。
整合フィルタは11係数を有する有限インパルス応答フ
ィルタの形式で実現される。
ィルタの形式で実現される。
初期位相及び周波数オフセットの評価 プリアンブルを使用する方法が考慮された。
整合フィルタの出力には、第5a図中時間に対してプロ
ットされた変動を有する受信信号が現われる。正規化す
るとこの信号は次の式で表わされる。
ットされた変動を有する受信信号が現われる。正規化す
るとこの信号は次の式で表わされる。
Ｚ（ｔ）＝exp｛ｊ［２πΔf0t＋θ０＋ψ（ｔ）］｝ プリアンブル列は既知であるから、Ｎをプリアンブル
列のビット数として期間［0,NT］での信号の進展は簡単
に計算できる。
列のビット数として期間［0,NT］での信号の進展は簡単
に計算できる。
基準信号は既知であり、時間に対するその変動は第5b
図に示されてあり、正規化された式は次の通りである。
図に示されてあり、正規化された式は次の通りである。
Z0（ｔ）＝exp｛ｊψ（ｔ）｝ただしtE［0,ET］ 受信信号Ｚ（ｔ）と基準信号Z0（ｔ）の共役値との積
を形成すると変調による項ψ（ｔ）は消える（第5c
図）。
を形成すると変調による項ψ（ｔ）は消える（第5c
図）。
Ｚ（ｔ）.Z0 ＊（ｔ）＝exp｛２πΔf0t＋θ０］｝ 次の段階は、得られた複素信号を変換して位相の進展
を表わす線型変動とすることからなる。
を表わす線型変動とすることからなる。
Φ（ｔ）＝Arctg［Ｚ（（ｔ）.Z0 ＊（ｔ）］ ＝［２πΔf0t＋θ０］modulo2π 従って位相は２πの位相ジャンプを消去して展開され
ねばならない。
ねばならない。
第5d図がこの変動を示し、その次は式の通りである。
ｙ＝Δω0.x＋θ０ただしΔω０＝２πΔf0 線型回帰法により評価パラメータ が計算される。この計算は体系的であって簡単に使用で
きる。
きる。
これらの評価パラメータに基づいて信号の補償が複素
乗算により行なわれる。
乗算により行なわれる。
従って 評価が正しいならば、 及びＳ（ｔ）＝exp｛ｊψ（ｔ）｝ 得られる信号は、周波数オフセットにも時間原点での
位相にも影響されない。
位相にも影響されない。
Δω０及びθ０の評価は、雑音，タイミング調整及び
プリアンブル列の長さの３つのパラメータに影響され
る。
プリアンブル列の長さの３つのパラメータに影響され
る。
雑音が増大すると 位相の急変が生じ、その結果展開された位相に２πの位
相ジャンプが起こる。この問題は、２πの位相ジャンプ
を検出補正する技術を用いて解決される。
相ジャンプが起こる。この問題は、２πの位相ジャンプ
を検出補正する技術を用いて解決される。
タイミング調整に影響されることは、ビット同期の評
価と関連する。このパラメータの評価が不良であると、
変調は完全には消去されない。このため展開された位相
が、残留位相による影響を受ける。その結果Δω０及び
θ０の評価が劣化する。
価と関連する。このパラメータの評価が不良であると、
変調は完全には消去されない。このため展開された位相
が、残留位相による影響を受ける。その結果Δω０及び
θ０の評価が劣化する。
決定のエラーを引き起こさないような充分良好な周波
数評価（エラーが10Hz未満）を得るには64ビット以上の
長さのプリアンブル列を用いる必要がある。
数評価（エラーが10Hz未満）を得るには64ビット以上の
長さのプリアンブル列を用いる必要がある。
128ビットパケットの場合これは最大伝送効率が50％
ということになる。
ということになる。
かかる効率はパケット伝送とは両立しえない。
初めからＮ＝16又は32ビットのより短いプリアンブル
が選択されるなら前述の方法により補償されたサンプル
が得られる。
が選択されるなら前述の方法により補償されたサンプル
が得られる。
しかし雑音レベルが高い場合には評価の精度は位相を
完全に補正するには不充分である。
完全に補正するには不充分である。
メッセージの冒頭と末尾との間に20Hzのエラーがある
と58゜の位相回転が生じるが、これはパケットの末尾に
おいて決定のエラーを引き起こす。
と58゜の位相回転が生じるが、これはパケットの末尾に
おいて決定のエラーを引き起こす。
従ってパケットの末尾に近い方のビットが最も影響を
受ける。
受ける。
本発明の位相は、一定数のビット、例えばプリアンブ
ル列に接続する16ビットについて決定を行ない再評価を
なす一方でＮビットのプリアンブル列プラス決定がなさ
れた新たな16ビットに対応する新たな基準列を考慮する
というものである。
ル列に接続する16ビットについて決定を行ない再評価を
なす一方でＮビットのプリアンブル列プラス決定がなさ
れた新たな16ビットに対応する新たな基準列を考慮する
というものである。
４回実行することで、 に対し数ヘルツの精度が得られる。結果として、Ｎ＋64
ビットに対し評価がなされる。
ビットに対し評価がなされる。
ビットブロックについての中間的決定を利用し、雑音
に対し非常に強くまた高速に収束する評価方法を様々に
連続して実行又は繰り返すことでプリアンブル列の長さ
を大幅に短くすることができる。
に対し非常に強くまた高速に収束する評価方法を様々に
連続して実行又は繰り返すことでプリアンブル列の長さ
を大幅に短くすることができる。
しかし記述の如くΔω０及びθの評価はビット同期に
影響される。
影響される。
ビット同期の評価が良くないと、展開された位相に対
応する点と回帰線との間の差 が相当大きくなる。
応する点と回帰線との間の差 が相当大きくなる。
この場合εはますます増大する。
εは非常に急速に（１回目か２回目の繰り返しで）閾
値を越え、ビット同期の変更を命令する。
値を越え、ビット同期の変更を命令する。
その場合のビット同期の値として２次値SYNSがとられ
る。
る。
整合波を実行し新たなビット同期値でΔω０及びθ
０の評価を行なうため全計算が改めて開始される。
０の評価を行なうため全計算が改めて開始される。
決定 補償後、主関数Fp（ｔ）が介在するようにする振幅変
調の形式での信号の表現に基づいて決定がなされる。
調の形式での信号の表現に基づいて決定がなされる。
伝送ビットの計算には、最終的に差動デコーディング
がなされれば充分である。
がなされれば充分である。
第６図は計算過程全体を示すフローチャートである。
プログラムの開始（ボックス22）からのパケットΔω
０及びθ０の評価は実行が困難に見えるかもしれない
が、体系的であって比較的単純である。
０及びθ０の評価は実行が困難に見えるかもしれない
が、体系的であって比較的単純である。
まず相関によりフレーム同期の粗評価（ボックス23）
及びビット同期の粗評価（ボックス24）、ビット同期に
対する値SYNP及びSYNSの計算及びビット同期の値SYNに
対する初期選択SYN＝SYNPがなされ、次いで整合波
（ボックス25）がなされ、次いで16又は32ビット同期で
の線型回帰によりキャリア信号の位相の近似的決定，変
調の抑圧（ボックス26），位相展開（ボックス27）， 及びθ０の評価及び差εの計算（ボックス28）がなされ
る。さらに、計算された差εが閾値Ｓと比較され（ボッ
クス29）、最後の実行又は繰り返しが関連性があるかが
決定される（ボックス30）。
及びビット同期の粗評価（ボックス24）、ビット同期に
対する値SYNP及びSYNSの計算及びビット同期の値SYNに
対する初期選択SYN＝SYNPがなされ、次いで整合波
（ボックス25）がなされ、次いで16又は32ビット同期で
の線型回帰によりキャリア信号の位相の近似的決定，変
調の抑圧（ボックス26），位相展開（ボックス27）， 及びθ０の評価及び差εの計算（ボックス28）がなされ
る。さらに、計算された差εが閾値Ｓと比較され（ボッ
クス29）、最後の実行又は繰り返しが関連性があるかが
決定される（ボックス30）。
その結果復調過程は、次の２つの間挿的なディジタル
ループからなるシステムとして記述できる。
ループからなるシステムとして記述できる。
−リンク31を介して閉じるΔω０及びθ０の評価のため
の第１のループ。
の第１のループ。
−リンク32を介して閉じるビット同期の評価のための第
２のループ。
２のループ。
第１のディジタルループを通る各周回ごとに、ボック
ス31でΔω０及びθ０の評価を改善するようプリアンブ
ル列に接続するＮビットについて決定が繰り返される。
これらの決定は中間的決定と称される。
ス31でΔω０及びθ０の評価を改善するようプリアンブ
ル列に接続するＮビットについて決定が繰り返される。
これらの決定は中間的決定と称される。
第２のディジタルループを通るごとに、ボックス29で
差が計算されて閾値と比較される。判定基準によりビッ
ト同期の確認又は再調整が行なわれる。再調整の場合に
は第２の値SYNSがビット同期の値SYNとして用いられる
（ボックス32）。
差が計算されて閾値と比較される。判定基準によりビッ
ト同期の確認又は再調整が行なわれる。再調整の場合に
は第２の値SYNSがビット同期の値SYNとして用いられる
（ボックス32）。
処理には次の２通りの場合がある。
−ビット同期によるリセットがない場合。Δω０及びθ
０は第１のループの高速収束により少数回の周回で決定
される。
０は第１のループの高速収束により少数回の周回で決定
される。
−ビット同期によるリセットがある場合。この場合は
波及び復調過程全体が改めて開始される。第２のループ
の経路を通る処理時間は長くなる。
波及び復調過程全体が改めて開始される。第２のループ
の経路を通る処理時間は長くなる。
最後の実行又は周回（ボックス30）に基くフローチャ
ートの残りは、最終決定の実行（ボックス33）及びプロ
グラムの終了（ボックス34）である。
ートの残りは、最終決定の実行（ボックス33）及びプロ
グラムの終了（ボックス34）である。
第７図及び第８図は、例示として文献に記載されたGM
SK及びMSK変調についての理論的ビットエラーレート（B
ER）の曲線Ａ及びＢを示す。
SK及びMSK変調についての理論的ビットエラーレート（B
ER）の曲線Ａ及びＢを示す。
GMSK変調について曲線１及び２は、通常帯域BL＝460H
z及び920Hzを有するアナログフェーズロックトループに
よりキャリヤ回復を行なうコヒーレント復調器に対応す
る。
z及び920Hzを有するアナログフェーズロックトループに
よりキャリヤ回復を行なうコヒーレント復調器に対応す
る。
この種の復調は、FHモードにおいてもTDMAモードにお
いても機能しえない。またこれらの曲線は周波数オフセ
ットがない場合に得られるものである。
いても機能しえない。またこれらの曲線は周波数オフセ
ットがない場合に得られるものである。
曲線３は、アナログ差動復調器について得られる結果
である。
である。
エラーレートが10-2である場合には、論理的エラーレ
ートに対する劣化は相当大きい GMSK変調について本発明の復調方法により得られるエ
ラーレート曲線が、32ビット及び16ビットのそれぞれに
対して第８図及び第９図に、周波数オフセットΔf0＝80
0Hz（曲線１）及びΔf0＝1600Hz（曲線２）の場合につ
き示されている。
ートに対する劣化は相当大きい GMSK変調について本発明の復調方法により得られるエ
ラーレート曲線が、32ビット及び16ビットのそれぞれに
対して第８図及び第９図に、周波数オフセットΔf0＝80
0Hz（曲線１）及びΔf0＝1600Hz（曲線２）の場合につ
き示されている。
Δf0＝800Hzでの結果は比較的良好である。
10-2のエラーレートでは、第８図及び第９図にも示さ
れる（第７図に既出の）論理的エラーレートの曲線Ａ及
びＢに対する劣化は、Ｎ＝32ビットの場合 であり、Ｎ＝16ビットの場合 である。
れる（第７図に既出の）論理的エラーレートの曲線Ａ及
びＢに対する劣化は、Ｎ＝32ビットの場合 であり、Ｎ＝16ビットの場合 である。
Δf0＜1000Hzである限り結果は周波数オフセットに僅
かに影響される。この値を越えると結果は僅かに劣化す
る。
かに影響される。この値を越えると結果は僅かに劣化す
る。
本発明の方法により、ディジタルGMSK復調のコヒーレ
ント復調のアルゴリズムが使用できる。
ント復調のアルゴリズムが使用できる。
シミュレーションの結果、本方法は雑音に対し強く、
送信機と受信機との間の相当大きい周波数オフセットに
対しても強いことがわかった。
送信機と受信機との間の相当大きい周波数オフセットに
対しても強いことがわかった。
本方法はTDMA又はFHモードでの動作と確実に両立し
え、またシンボル間干渉を有する任意の変調に適用しう
る。
え、またシンボル間干渉を有する任意の変調に適用しう
る。
第１図は変復調器手段のブロック図、第２図はGMSK,MSK
及び2SRC型の変調についての位相インパルス応答を示す
図、第３図はGMSK,MSK及び2SCR型の変調についてのスペ
クトル占有図、第４図はGMSK変調についてのアイパター
ンを示す図、第５図はθ０及びΔf0の評価系列中の波
後での受信信号の時間変動を示す図、第６図は本発明に
よる復調処理全体のフローチャート、第７図はGMSK変調
について文献に示されているエラーレート曲線を示す
図、第８図及び第９図はGMSK変調信号に適用された本発
明の復調方式でのエラーレート曲線を示す図である。 １……フレーム発生器、２……変調器、3,3′,4,4′…
…ミクサ、5,5′……局部発振器、6,6′……移相器、７
……加算器、８……減衰器、９……雑音発生器、10,12,
13,18,19……フィルタ、11……ディジタル変換ユニッ
ト、14,15……アナログディジタル変換器、16,17……デ
ィジタルアナログ変換器、20……フリップフロップ、21
……プロセッサユニット。
及び2SRC型の変調についての位相インパルス応答を示す
図、第３図はGMSK,MSK及び2SCR型の変調についてのスペ
クトル占有図、第４図はGMSK変調についてのアイパター
ンを示す図、第５図はθ０及びΔf0の評価系列中の波
後での受信信号の時間変動を示す図、第６図は本発明に
よる復調処理全体のフローチャート、第７図はGMSK変調
について文献に示されているエラーレート曲線を示す
図、第８図及び第９図はGMSK変調信号に適用された本発
明の復調方式でのエラーレート曲線を示す図である。 １……フレーム発生器、２……変調器、3,3′,4,4′…
…ミクサ、5,5′……局部発振器、6,6′……移相器、７
……加算器、８……減衰器、９……雑音発生器、10,12,
13,18,19……フィルタ、11……ディジタル変換ユニッ
ト、14,15……アナログディジタル変換器、16,17……デ
ィジタルアナログ変換器、20……フリップフロップ、21
……プロセッサユニット。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−75743（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−31399（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−122345（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/14
Claims (7)
- 【請求項１】位相の変調された項は複数のビット周期に
亘って広がる位相インパルス応答とパケットで伝送され
た２進情報との畳み込み積の２倍である信号を受信し、
受信された信号は二つの直交したチャンネルを介してベ
ースバンドに変換され、デジタル信号に変換され、復調
を実施する信号処理器に転送される、連続位相及び一定
エンベロープを有するディジタル的に変調された受信信
号をデジタル的に処理するコヒーレント復調方法であっ
て、 初期位相θ０及び残留周波数オフセットΔf0の評価のた
めの近似値は、閾値Ｓを超えたときに始動されてビット
同期の検出する第２のループと、上記閾値に収まるとき
に始動され、上記第２のループよりも高速に動作し、連
続したブロック内のビットを処理し、パケットのビット
が利用され尽くすまで初期位相θ０及び残周周波数オフ
セットΔf0の評価のための情報パケットの先行するビッ
トに付加されるべきブロックに関する中間決定を行なう
第１のループとからなる二つの間挿されたディジタルル
ープにより徐々に改善されることを特徴とするコヒーレ
ント復調方法。 - 【請求項２】Ｎビットの基準信号によってビット周期Ｔ
の半分のT/2未満の精度でフレーム同期を検出すること
ができ、 （ａ）±T/4の精度でビット同期の第１の評価値を得る
差動位相との第１の相関によってフレーム同期を評価
し、 （ｂ）差動位相と受信した直交信号との第２の相間によ
って±T/4の精度でビット同期の第２の評価値を作成
し、 （ｃ）最大評価値に対する１次ピークと他の評価値に対
する２次ピークとからなる相関ピークの関数として上記
ビット同期の第１及び第２の評価値を分類し、 （ｄ）プリアンブルシーケンスに続く付加的な個数のビ
ットに対し保持された上記１次ピークの値を用いて整合
フィルタリングを実行し、 （ｅ）フィルタリングされ、復調された信号に基づいて
上記初期位置θ０及び上記残留周波数オフセットΔf0を
評価し、 （ｆ）上記初期位相及び上記残留周波数オフセットが上
記閾値に収まる限り、上記整合フィルタリングの直後に
戻り、前回の動作よりも考慮されるビット数が付加され
た上記第１のループで上記初期位相及び上記残留周波数
オフセットを徐々に改善し、 （ｇ）上記初期位相及び上記残留周波数オフセットが上
記閾値を超えるとき、上記整合フィルタリングの直前に
戻り、上記２次ピークの新しい値を用いて上記第１のル
ープの先頭から再開する上記第２のループで上記１次ピ
ーク及び上記２次ピークを変更する段階を更に有し、 上記整合フィルタリングはノイズ帯域を制限する有限ガ
ウシアンインパルス応答フィルタによって実現されるこ
とを特徴とする請求項１記載のコヒーレント復調方法。 - 【請求項３】上記整合フィルタリングの後に続く上記初
期位置θ０及び上記残留周波数オフセットΔf0の評価
は、 受信信号と上記基準信号の共役値との積を計算すること
により変調項を除去する段階と、 Δω０＝２πΔf0としたとき、以下の式： ｙ＝Δω0X＋θ０ によって表される線形変動を実現するため、２πの位相
ジャンプを消去することにより位相を展開する段階と、 線形回帰法を用いて評価パラメータ を計算し、上記展開された位相に対応した点と回帰直線
との間の差 を計算する段階とを含むことを特徴とする請求項２記載
のコヒーレント復調方法。 - 【請求項４】上記差εが上記閾値Ｓよりも小さい場合
に、 上記初期位相θ０及び上記残留周波数オフセットΔf0の
評価は、上記第１のループを複数回実行し、上記第１の
ループの１回の実行毎に指定された数の決定されたビッ
トが追加された上記プリアンブルシーケンスのＮビット
に基づく中間決定を利用することによって改善されるこ
とを特徴とする請求項３記載のコヒーレント復調方法。 - 【請求項５】ビット同期の評価に誤りが含まれるため上
記差εが上記閾値Ｓよりも大きい場合に、上記計算する
段階は、上記第２のループを再始動し、上記整合フィル
タリングを再実行し、上記２次ピークの値と一致するビ
ット同期の他の値に基づいて上記初期位相θ０及び上記
残留周波数オフセットΔf0を評価することを特徴とする
請求項３記載のコヒーレント復調方法。 - 【請求項６】ループ動作の最後に、上記残留周波数オフ
セットΔf0或いは上記初期位相θ０のどちらからも影響
を受けない信号の位相成分だけを残す補償段階が行わ
れ、次に、最終決定段階が行われ、差動符号化段階によ
って伝送された２進情報のストリームが最終的に得られ
ることを特徴とする請求項３記載のコヒーレント復調方
法。 - 【請求項７】位相が徐々に変化するGMSK、2SRC、TFM、G
TMFなどの変調方式にしたがって変調された信号のコヒ
ーレント復調に適用されることを特徴とする請求項１乃
至６のうちいずれか一項記載コヒーレント復調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8808651 | 1988-06-28 | ||
| FR8808651A FR2633471B1 (fr) | 1988-06-28 | 1988-06-28 | Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246044A JPH0246044A (ja) | 1990-02-15 |
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