JPH09238168A - 信号受信局の信号同期化方法および装置 - Google Patents
信号受信局の信号同期化方法および装置Info
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- JPH09238168A JPH09238168A JP9005503A JP550397A JPH09238168A JP H09238168 A JPH09238168 A JP H09238168A JP 9005503 A JP9005503 A JP 9005503A JP 550397 A JP550397 A JP 550397A JP H09238168 A JPH09238168 A JP H09238168A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 信号対ノイズ比が低い動作点で開ループ動作
可能な非コヒーレント直交ＦＳＫ変調信号の新しい同期
化方法を提供する。 【解決手段】 ＦＳＫ変調信号受信局において、同期化
サブシステムが受信信号をサンプルし有限長の検波ウィ
ンドウ内で記号当たり１個のサンプルを選択するように
されており、前記サンプルは所定の各時点で選択され
る。それによりいくつかのサンプル信号が得られ、次
に、信号のこれらさまざまなバージョンが並列処理され
て信号のタイミングおよび信号周波数オフセットが求め
られる。
可能な非コヒーレント直交ＦＳＫ変調信号の新しい同期
化方法を提供する。 【解決手段】 ＦＳＫ変調信号受信局において、同期化
サブシステムが受信信号をサンプルし有限長の検波ウィ
ンドウ内で記号当たり１個のサンプルを選択するように
されており、前記サンプルは所定の各時点で選択され
る。それによりいくつかのサンプル信号が得られ、次
に、信号のこれらさまざまなバージョンが並列処理され
て信号のタイミングおよび信号周波数オフセットが求め
られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般的に信号パケッ
ト通信網に関し特に各ユーザに送信を行うことができる
タイムスロットおよび周波数スロットが割り当てられ
る、例えばＴＤＭＡおよびＦＤＭＡ衛星通信システム等
の、マルチユーザ通信システムに関する。
ト通信網に関し特に各ユーザに送信を行うことができる
タイムスロットおよび周波数スロットが割り当てられ
る、例えばＴＤＭＡおよびＦＤＭＡ衛星通信システム等
の、マルチユーザ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】いくつかのユーザが衛星チャネルへアク
セスし、あるスロット割り当てされたアクセス方式に従
って信号パケットを送出する、例えば、マルチユーザＴ
ＤＭＡおよびＦＤＭＡ衛星通信システムでは、受信端の
ハブ地上局は多くのユーザから信号パケット流を受信し
パケットを復調および検波することにより元のユーザ情
報を再生する。復調および検波を実施するために、ハブ
局は各受信信号パケットについて信号タイミングおよび
周波数オフセットを推定する必要がある。
セスし、あるスロット割り当てされたアクセス方式に従
って信号パケットを送出する、例えば、マルチユーザＴ
ＤＭＡおよびＦＤＭＡ衛星通信システムでは、受信端の
ハブ地上局は多くのユーザから信号パケット流を受信し
パケットを復調および検波することにより元のユーザ情
報を再生する。復調および検波を実施するために、ハブ
局は各受信信号パケットについて信号タイミングおよび
周波数オフセットを推定する必要がある。
【０００３】タイミングおよび周波数を推定する従来の
技術は閉ループ推定を実施するループを追跡することに
基づいている。しかしながら、ユーザ数が周波数スロッ
ト数よりも多くかつトラフィックがバースティ（ｂｕｒ
ｓｔｙ）である、すなわち同じユーザからの２つの連続
するパケット間の時間がパケットの持続時間に対して長
い、場合にはハブ局が各ユーザについてパケット毎にタ
イミングおよび周波数オフセットを追跡することは、不
可能ではないにしても、困難なことである。したがっ
て、ハブ局はなんらかの開ループ処理により各受信パケ
ットについて独立にタイミングおよび周波数オフセット
を推定できなければならない。このタスクを達成するた
めに、ハブ局受信機には高速、リアルタイム高信頼度開
ループタイミングおよび周波数推定プロセスを実現する
同期化サブシステムを具備しなければならない。
技術は閉ループ推定を実施するループを追跡することに
基づいている。しかしながら、ユーザ数が周波数スロッ
ト数よりも多くかつトラフィックがバースティ（ｂｕｒ
ｓｔｙ）である、すなわち同じユーザからの２つの連続
するパケット間の時間がパケットの持続時間に対して長
い、場合にはハブ局が各ユーザについてパケット毎にタ
イミングおよび周波数オフセットを追跡することは、不
可能ではないにしても、困難なことである。したがっ
て、ハブ局はなんらかの開ループ処理により各受信パケ
ットについて独立にタイミングおよび周波数オフセット
を推定できなければならない。このタスクを達成するた
めに、ハブ局受信機には高速、リアルタイム高信頼度開
ループタイミングおよび周波数推定プロセスを実現する
同期化サブシステムを具備しなければならない。
【０００４】第１の方法では各信号パケットについてタ
イミングおよび周波数推定が別々に実施される。最初
に、Ｌ個の記号のウィンドウにわたって信号がオーバサ
ンプルされる（記号数Ｎｓは記号当たりサンプル数Ｍよ
りも大きい）。その後、全パケットが係数Ｍ／Ｎｓで間
引きされ間引きされた信号について周波数オフセットが
推定される。
イミングおよび周波数推定が別々に実施される。最初
に、Ｌ個の記号のウィンドウにわたって信号がオーバサ
ンプルされる（記号数Ｎｓは記号当たりサンプル数Ｍよ
りも大きい）。その後、全パケットが係数Ｍ／Ｎｓで間
引きされ間引きされた信号について周波数オフセットが
推定される。
【０００５】
優先権出願 ： １９９６年１月１６日に出願された仏
国特許出願第９６００４１４号。
国特許出願第９６００４１４号。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この方法には下記の欠
点がある。 （イ） タイミング推定エラー分散を十分小さくするに
は、オーバサンプリング係数Ｎｓ／Ｍを少なくとも４に
しなければならない。 （ロ） タイミング推定のための計算負荷がＮｓ2 ｌｏ
ｇＮｓ程度にもなる。 （ハ） この処理は２元もくしは４元ＦＳＫ変調（Ｍ≦
４）についてしか適用できずかなりの複雑さを伴う。 （ニ） 周波数推定過程は、タイミングエラーが無い場
合にはおよそ１０ｄＢのＥｂ／Ｎｏにおいて、推定エラ
ー分散がその理想値に近づくような信号対ノイズ比のし
きい値を有している。
点がある。 （イ） タイミング推定エラー分散を十分小さくするに
は、オーバサンプリング係数Ｎｓ／Ｍを少なくとも４に
しなければならない。 （ロ） タイミング推定のための計算負荷がＮｓ2 ｌｏ
ｇＮｓ程度にもなる。 （ハ） この処理は２元もくしは４元ＦＳＫ変調（Ｍ≦
４）についてしか適用できずかなりの複雑さを伴う。 （ニ） 周波数推定過程は、タイミングエラーが無い場
合にはおよそ１０ｄＢのＥｂ／Ｎｏにおいて、推定エラ
ー分散がその理想値に近づくような信号対ノイズ比のし
きい値を有している。
【０００７】本発明は前記した欠点を克服しようとする
ものである。
ものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、信号対
ノイズ比の低い動作点で開ループ動作が可能な、非コヒ
ーレント直交ＦＳＫ変調信号の新しい同期化方法を提供
することである。
ノイズ比の低い動作点で開ループ動作が可能な、非コヒ
ーレント直交ＦＳＫ変調信号の新しい同期化方法を提供
することである。
【０００９】本発明のもう１つの目的は、全デジタル、
ＶＬＳＩもくしはＤＳＰとして実現するのに適した、非
コヒーレントＭ−ＦＳＫ変調信号の新しい開ループ時間
再生および周波数オフセット推定方法を提供することで
ある。
ＶＬＳＩもくしはＤＳＰとして実現するのに適した、非
コヒーレントＭ−ＦＳＫ変調信号の新しい開ループ時間
再生および周波数オフセット推定方法を提供することで
ある。
【００１０】本発明のもう１つの目的は、記号当たりサ
ンプル数と共に一直線に増大する計算上の複雑さを低く
して実現することができる、非コヒーレントＭ−ＦＳＫ
変調信号のオープンループタイミングおよび周波数オフ
セット推定方法を提供することである。
ンプル数と共に一直線に増大する計算上の複雑さを低く
して実現することができる、非コヒーレントＭ−ＦＳＫ
変調信号のオープンループタイミングおよび周波数オフ
セット推定方法を提供することである。
【００１１】本発明のさらにもう１つの目的は非コヒー
レントＭ−ＦＳＫ復調器用同期化サブシステムをＶＬＳ
Ｉで実現するのに適した新しいアーキテクチュアを提供
することである。
レントＭ−ＦＳＫ復調器用同期化サブシステムをＶＬＳ
Ｉで実現するのに適した新しいアーキテクチュアを提供
することである。
【００１２】本発明に従って、オーバサンプルされた信
号についてタイミングおよび周波数推定を実施するので
はなく、信号サンプルは各サンプルを異なるエポックで
間引きすることにより最初に間引きされてサンプル信号
のいくつかのバージョンが得られる。次に、サンプル信
号のこれらの異なるバージョンが並列に処理される。
号についてタイミングおよび周波数推定を実施するので
はなく、信号サンプルは各サンプルを異なるエポックで
間引きすることにより最初に間引きされてサンプル信号
のいくつかのバージョンが得られる。次に、サンプル信
号のこれらの異なるバージョンが並列に処理される。
【００１３】最大スペクトルピークを有する信号を選定
することによりタイミング情報が再生され周波数軸上の
ピーク位置を推定することにより周波数オフセット情報
が再生される。タイミングおよび周波数オフセットが決
定された後で、ＲＡＭバッファーに予め格納されている
サンプル信号を間引きし、周波数修正しフーリェ変換ベ
ース検波器（ＦＦＴベース検波器）により検波すること
ができる。
することによりタイミング情報が再生され周波数軸上の
ピーク位置を推定することにより周波数オフセット情報
が再生される。タイミングおよび周波数オフセットが決
定された後で、ＲＡＭバッファーに予め格納されている
サンプル信号を間引きし、周波数修正しフーリェ変換ベ
ース検波器（ＦＦＴベース検波器）により検波すること
ができる。
【００１４】次に、本発明に従った方法の主な利点を要
約する。
約する。
【００１５】記号当たりサンプル数によって直線的に決
まる計算負荷と一緒にタイミングおよび周波数オフセッ
トの推定を実施することができる。
まる計算負荷と一緒にタイミングおよび周波数オフセッ
トの推定を実施することができる。
【００１６】間引きされた信号は、互いに独立して、並
列処理されるためこの推定方法は高速並列ＶＬＳＩハー
ドウェアインプリメンテーションに適している。これに
よりＭ値の高い高次元のＭ−ＦＳＫ変調（Ｍ＞４）によ
り作動する非常に高速なモデムが実現される。
列処理されるためこの推定方法は高速並列ＶＬＳＩハー
ドウェアインプリメンテーションに適している。これに
よりＭ値の高い高次元のＭ−ＦＳＫ変調（Ｍ＞４）によ
り作動する非常に高速なモデムが実現される。
【００１７】タイミングエラーが無い場合に周波数推定
により示されるしきい値は４ｄＢよりも低いＥｂ／Ｎｏ
となる。したがってこの推定過程は低信号対ノイズ比で
有効に働くと考えられる符号化信号にもよく適してい
る。
により示されるしきい値は４ｄＢよりも低いＥｂ／Ｎｏ
となる。したがってこの推定過程は低信号対ノイズ比で
有効に働くと考えられる符号化信号にもよく適してい
る。
【００１８】クラメル−ラオ境界に基づく理論的分析お
よびコンピュータ計算の両方で本発明の過程を広範に評
価した結果本発明を使用したシステムのビットエラーレ
ートに関する性能は観察長さが短くてもおおむね高いこ
とが判った。
よびコンピュータ計算の両方で本発明の過程を広範に評
価した結果本発明を使用したシステムのビットエラーレ
ートに関する性能は観察長さが短くてもおおむね高いこ
とが判った。
【００１９】本発明の利点により直交Ｍ−ＦＳＫ変調に
基づくＴＤＭＡシステムは非コヒーレント検波、短いバ
ースティ送信、大きい周波数オフセット、（符号化シス
テムで典型的な）信号対ノイズ比の低い動作点および高
い変調度Ｍに適したものとされる。
基づくＴＤＭＡシステムは非コヒーレント検波、短いバ
ースティ送信、大きい周波数オフセット、（符号化シス
テムで典型的な）信号対ノイズ比の低い動作点および高
い変調度Ｍに適したものとされる。
【００２０】本発明の代表的な応用として、例えば、屋
内無線通信、（例えば、アビオニクチャネル等の）ドッ
プラー周波数偏移の大きい移動通信、Ｋａ帯域の小型低
廉な端末による衛星通信が含まれる。
内無線通信、（例えば、アビオニクチャネル等の）ドッ
プラー周波数偏移の大きい移動通信、Ｋａ帯域の小型低
廉な端末による衛星通信が含まれる。
【００２１】さらに、本発明の過程によりパワー周波数
ペナルティが小さく（０．５ｄＢよりも小さい）周波数
オフセットが周波数偏差１／２Ｔよりも大きい場合に周
波数推定過程において生じる曖昧性が自動的に排除され
る。これはドップラー周波数偏移が非常に大きい移動通
信に対して特に顕著である。
ペナルティが小さく（０．５ｄＢよりも小さい）周波数
オフセットが周波数偏差１／２Ｔよりも大きい場合に周
波数推定過程において生じる曖昧性が自動的に排除され
る。これはドップラー周波数偏移が非常に大きい移動通
信に対して特に顕著である。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明は現在（周知の）直交Ｍ−
ＦＳＫ変調器により発生される連続位相ＦＳＫ変調信号
の復調に関する。このような信号は１／Ｔだけ間隔のと
られた周波数を有し、Ｔは記号周期を示す。変調信号の
複素包絡線は下記のように表され、 ｘ（ｔ、ε、Δｆ） ここに、ｔは時間を示し、εは（０および１間の）タイ
ミングオフセットを示しΔｆは周波数オフセットを示
す。
ＦＳＫ変調器により発生される連続位相ＦＳＫ変調信号
の復調に関する。このような信号は１／Ｔだけ間隔のと
られた周波数を有し、Ｔは記号周期を示す。変調信号の
複素包絡線は下記のように表され、 ｘ（ｔ、ε、Δｆ） ここに、ｔは時間を示し、εは（０および１間の）タイ
ミングオフセットを示しΔｆは周波数オフセットを示
す。
【００２３】付加的白色ガウシアンノイズの場合受信信
号の複素包絡線は次式で表され、 ｙ（ｔ、ε、Δｆ）＝ｘ（ｔ、ε、Δｆ）＋ｚ（ｔ） ここに、ｚ（ｔ）は復調器帯域幅のパワースペクトル密
度がＮｏである複素白色ガウス過程を示す。
号の複素包絡線は次式で表され、 ｙ（ｔ、ε、Δｆ）＝ｘ（ｔ、ε、Δｆ）＋ｚ（ｔ） ここに、ｚ（ｔ）は復調器帯域幅のパワースペクトル密
度がＮｏである複素白色ガウス過程を示す。
【００２４】任意のデジタル復調器において、受信信号
は最初にＮｓ／Ｔのレートでサンプルされ次に情報デー
タを再生するために処理される。タイミングおよび周波
数再生が共に完全（すなわち、ε＝Δｆ＝０）であれ
ば、Ｎｓ＝Ｍである信号をサンプルするのに十分であ
る。一方、記号タイミングおよび周波数オフセットがゼ
ロでなければ、復調器は受信信号からεおよびΔｆの両
方を推定するように進行する必要がある。
は最初にＮｓ／Ｔのレートでサンプルされ次に情報デー
タを再生するために処理される。タイミングおよび周波
数再生が共に完全（すなわち、ε＝Δｆ＝０）であれ
ば、Ｎｓ＝Ｍである信号をサンプルするのに十分であ
る。一方、記号タイミングおよび周波数オフセットがゼ
ロでなければ、復調器は受信信号からεおよびΔｆの両
方を推定するように進行する必要がある。
【００２５】本発明に従った復調器では個別時間受信信
号の有限長の観察からεおよびΔｆの推定へ進むタスク
を割り当てられるのは同期化サブシステムである。
号の有限長の観察からεおよびΔｆの推定へ進むタスク
を割り当てられるのは同期化サブシステムである。
【００２６】受信信号へ従来技術の方法を適用するので
はなく、本発明に従って受信信号は最初に修正され次に
パラメータεおよびΔｆの推定値が修正信号へ適用され
る。
はなく、本発明に従って受信信号は最初に修正され次に
パラメータεおよびΔｆの推定値が修正信号へ適用され
る。
【００２７】直交ＦＳＫ変調信号の特別な性質により、
本発明の同期化サブシステムは観察信号ｙn（ε，Δ
ｆ）を係数Ｎｓ＞Ｍで間引きする、すなわちｉＮs ＋ｎ
o の時点において、記号当たり１つのサンプルしか取り
出さない、ただしｎo はサンプリングエポックを示す
（０≦ｎo ≦Ｎs −１）、ことにより修正された新しい
信号
本発明の同期化サブシステムは観察信号ｙn（ε，Δ
ｆ）を係数Ｎｓ＞Ｍで間引きする、すなわちｉＮs ＋ｎ
o の時点において、記号当たり１つのサンプルしか取り
出さない、ただしｎo はサンプリングエポックを示す
（０≦ｎo ≦Ｎs −１）、ことにより修正された新しい
信号
【００２８】
【外１】 を発生する。これは付加ノイズの１つの信号音である。
【００２９】Δｆが直交ＦＳＫの周波数偏差を越えない
ものとすると、すなわち｜Δｆ｜＜Ｔ／２ならば、観察
された信号ｙn（ε，Δｆ）は間引前に遮断周波数がＭ
／２Ｎｓのローパスフィルタにより変調信号を歪ませる
ことなく濾波することができる。このようにして、得ら
れるノイズサンプルは白色ノイズとなる。
ものとすると、すなわち｜Δｆ｜＜Ｔ／２ならば、観察
された信号ｙn（ε，Δｆ）は間引前に遮断周波数がＭ
／２Ｎｓのローパスフィルタにより変調信号を歪ませる
ことなく濾波することができる。このようにして、得ら
れるノイズサンプルは白色ノイズとなる。
【００３０】ｎo ＝εＮs であれば、修正信号
【００３１】
【外２】 は純粋な複素信号音となる。一方、ｎo ≠εＮs であれ
ば、データシーケンスが完全に除去されないため純粋な
複素信号音には１つ以上の周波数成分が含まれる。その
結果、ＳＮ比が十分に高ければ、ｎo＝εＮs に対する
ば、データシーケンスが完全に除去されないため純粋な
複素信号音には１つ以上の周波数成分が含まれる。その
結果、ＳＮ比が十分に高ければ、ｎo＝εＮs に対する
【００３２】
【外３】 のスペクトルは周波数ΔＦＮs の周りに大きいピークを
示し、εＮs から離れたｎo に対する
示し、εＮs から離れたｎo に対する
【００３３】
【外４】 のスペクトルは図１に示すような平坦な形となる。
【００３４】間引き操作は受信ＴＤＭＡバーストの中央
に位置するＬ個の記号の長さを有する検波ウィンドウを
介して受信されるサンプル信号へ適用される。間引き過
程により受信（かつ濾波）されたサンプル信号のＮs 個
のバージョンが得られる。本発明に従って、タイミング
および周波数オフセット推定が並行して同時に適用され
るのは信号のこれらＮs 個のバージョンである。
に位置するＬ個の記号の長さを有する検波ウィンドウを
介して受信されるサンプル信号へ適用される。間引き過
程により受信（かつ濾波）されたサンプル信号のＮs 個
のバージョンが得られる。本発明に従って、タイミング
および周波数オフセット推定が並行して同時に適用され
るのは信号のこれらＮs 個のバージョンである。
【００３５】次に本発明の過程を実現するのに適した代
表的な同期化構造を示す図２を参照して推定過程につい
て説明する。間引きされた各信号
表的な同期化構造を示す図２を参照して推定過程につい
て説明する。間引きされた各信号
【００３６】
【外５】 がＦＦＴプロセッサにより処理されて長さｒＬのその個
別時間フーリェ変換
別時間フーリェ変換
【００３７】
【外６】 の二乗量が得られ、ｒはＦＦＴ補間係数である。最大計
算セルＭＡＸにより信号
算セルＭＡＸにより信号
【００３８】
【外７】 の二乗量の最大値が求められ２つの値が得られる。
【００３９】
【数１】 これら２つの値はパラメータεおよびΔｆの推定値を決
定するのに役立つ。
定するのに役立つ。
【００４０】コンパレータＣＰは
【００４１】
【外８】 を最大値Ｍ（ｎo ）に対応する値として選択する。
【００４２】
【外９】 の値は次式で与えられる。
【００４３】
【数２】 ＭＵＸセルは入手可能な値Ｆ（ｎo ）の中から値
【００４４】
【外１０】 を選択し、次式で与えられる周波数オフセット推定値を
計算するようにされている。
計算するようにされている。
【００４５】
【数３】
【００４６】
【外１１】 および
【００４７】
【外１２】 の値はバッファーメモリ（図示せず）にバッファーされ
る。
る。
【００４８】
【外１３】 の値は、次式によりεの値を推定するのに使用される。
【００４９】
【数４】 一方、受信信号ｙn （ε，Δｆ）は例えば遅延線へ加え
られ、次にＭ／Ｔのレートでダウンサンプルされてサン
プリングエポック
られ、次にＭ／Ｔのレートでダウンサンプルされてサン
プリングエポック
【００５０】
【外１４】 により記号当たりＭサンプルしか保持しないようにされ
る。次にダウンサンプルされた信号は、数値制御発振器
ＮＣＯにより発生される、複素信号音
る。次にダウンサンプルされた信号は、数値制御発振器
ＮＣＯにより発生される、複素信号音
【００５１】
【外１５】 との乗算により周波数修正され（周知の）非コヒーレン
ト復調器に接続されて非コヒーレント復調される。
ト復調器に接続されて非コヒーレント復調される。
【００５２】現在のデータブロックがダウンサンプル、
周波数修正および復調されているが、推定過程は次の受
信ブロックへ適用してオペレーションがパイプラインさ
れ復調器が非常に高速で作動するようにできることを理
解できるであろう。
周波数修正および復調されているが、推定過程は次の受
信ブロックへ適用してオペレーションがパイプラインさ
れ復調器が非常に高速で作動するようにできることを理
解できるであろう。
【図１】推定過程のベースとして働く本発明に従って発
生される信号の代表的な周波数スペクトルを示す線図。
生される信号の代表的な周波数スペクトルを示す線図。
【図２】本発明の推定過程を実現する代表的構造の実施
例のブロック図。
例のブロック図。
ＦＦＴ 高速フーリェ変換検波器 ＭＡＸ 最大計算セル ＣＰ コンパレータ ＭＵＸ ＭＵＸセル ＮＣＯ 数値制御発振器
Claims (12)
- 【請求項１】 周波数偏移変調であるＦＳＫ変調信号受
信局の信号同期化方法であって、該方法は、 受信Ｍ−ＦＳＫ信号をサンプリングするステップと、 有限長の検波ウィンドウ内で記号毎に１サンプルを選定
するステップと、 前記サンプルの選定に際し、Ｎs を受信信号内の記号数
とし、ｎo をサンプリングエポックとする、所定の各時
点ｉＮs ＋ｎo においてサンプルを選定して、 サンプルされた信号のバージョンＮs個 を出力するステ
ップと、 サンプルされた信号の前記Ｎs個のバージョンを並列に
処理して信号のタイミングおよび信号周波数オフセット
を求めるデータ処理ステップとを有する信号同期化方
法。 - 【請求項２】 前記データ処理ステップには最大スペク
トルピークを有するサンプルを選定するステップを有す
る請求項１記載の信号同期化方法。 - 【請求項３】 前記データ処理ステップには周波数帯域
内の最大スペクトルピークの位置を求めるステップを有
する請求項１記載の信号同期化方法。 - 【請求項４】 ＦＳＫ変調信号受信局の同期化サブシス
テムであって、 該サブシステムは、受信Ｍ−ＦＳＫ信号をサンプリング
する手段と、 有限長の検波ウィンドウ内で記号毎に１サンプルを選定
する手段と、 前記サンプルを選定に際して、Ｎs を受信信号内の記号
数とし、ｎo をサンプリングエポックとする所定の各時
点ｉＮs ＋ｎo においてサンプルを選定し、サンプルさ
れた信号のバージョンＮs個 を出力する手段と、 サンプルされた信号の前記Ｎs個 のバージョンを並列に
処理して信号のタイミングおよび信号周波数オフセット
を求める手段を有する信号同期化サブシステム。 - 【請求項５】 最大スペクトルピークを有するサンプル
を選定する手段を有する、請求項４記載の信号同期化サ
ブシステム。 - 【請求項６】 周波数帯域内の最大スペクトルピークの
位置を求める手段を有する請求項４記載の信号同期化サ
ブシステム。 - 【請求項７】 ＦＳＫ変調信号を復調する復調器であっ
て、該変調器は、受信Ｍ−ＦＳＫ信号をサンプリングす
る手段と、 有限長の検波ウィンドウ内で記号毎に１サンプルを選定
する手段と、 前記サンプルの選定に際して、Ｎsを受信信号内の記号
数としｎo をサンプリングエポックとする、所定の各時
点ｉＮs ＋ｎo においてサンプルを選定し、サンプルさ
れた信号のバージョンＮs個を出力する手段と、 サンプルされた信号の前記Ｎs個のバージョンを並列に
処理して信号タイミングおよび信号周波数オフセットを
求める手段を有する復調器。 - 【請求項８】 最大スペクトルピークを有するサンプル
を選定する手段を有する、請求項７記載の復調器。 - 【請求項９】 周波数帯域内の最大スペクトルピークの
位置を求める手段を有する請求項７記載の復調器。 - 【請求項１０】 同期化サブシステムを含むＦＳＫ変調
信号受信局であって、該受信局は、 受信Ｍ−ＦＳＫ信号をサンプリングする手段と、 有限長の検波ウィンドウ内で記号毎に１サンプルを選定
する手段と、前記サンプルをの選定に際して、Ｎs を受
信信号内の記号数とし、ｎo をサンプリングエポックと
する、所定の各時点ｉＮs ＋ｎo においてサンプルを選
定し、サンプルされた信号のバージョンＮs個 を出力す
る手段と、 サンプルされた前記Ｎs個の信号のバージョンを並列に
処理して信号のタイミングおよび信号周波数オフセット
を求める手段を有する信号受信局。 - 【請求項１１】 最大スペクトルピークを有するサンプ
ルを選定する手段を有する、請求項１０記載の信号受信
局。 - 【請求項１２】 周波数帯域内の最大スペクトルピーク
の位置を求める手段を有する請求項１０記載の信号受信
局。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9600414A FR2743681B1 (fr) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | Procede et dispositif pour synchroniser une station receptrice de signaux. |
| FR9600414 | 1996-01-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238168A true JPH09238168A (ja) | 1997-09-09 |
Family
ID=9488133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (5)
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|---|---|
| US (1) | US6016328A (ja) |
| EP (1) | EP0785647A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09238168A (ja) |
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| FR (1) | FR2743681B1 (ja) |
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-
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- 1997-01-16 JP JP9005503A patent/JPH09238168A/ja active Pending
Also Published As
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