JP7369766B2 - テレメトリ信号にデイトスタンピングする方法 - Google Patents

テレメトリ信号にデイトスタンピングする方法 Download PDF

Info

Publication number
JP7369766B2
JP7369766B2 JP2021510945A JP2021510945A JP7369766B2 JP 7369766 B2 JP7369766 B2 JP 7369766B2 JP 2021510945 A JP2021510945 A JP 2021510945A JP 2021510945 A JP2021510945 A JP 2021510945A JP 7369766 B2 JP7369766 B2 JP 7369766B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
date
transition
reception
signal
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2021510945A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2021535682A (ja
Inventor
シニ，ユセフ
トマス，アラン
パステルナーク，二コラ
Original Assignee
サフラン データ システムズ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by サフラン データ システムズ filed Critical サフラン データ システムズ
Publication of JP2021535682A publication Critical patent/JP2021535682A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7369766B2 publication Critical patent/JP7369766B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

本発明は、変調信号の数値データの受信のデイト（日時）スタンピング方法に関する。
さらに、本発明は、変調無線信号を受信する遠隔通信受信器に関する。
航空機（エアクラフト）又は宇宙船（スペースクラフト）の状況では、地上からそれらを空間的及び時間的に正確に位置特定できることが必要である。典型的に、測距技術においては、クラフトによって又は地上から放射されて地上の幾つかの遠隔ステーションで受信された信号の移動時間が測定される。
パルス測距、セミアクティブ測距、パッシブ相関測距といった、数多くの技術が存在する。精度要求は、信号が、即興で、十分な帯域幅で、ジッタ（信号揺らぎ）がなく放射され、且つ特徴的なマーカ（アクティブ又はセミアクティブな測距）を含むことを要求することが多い。このソリューションは、例えば特有の送信デバイスやスペクトル消費などのリソースに関して固有のコストを有する。
パッシブ測距技術の場合、遠隔通信信号の便乗的な使用が為されるが、この信号は常に存在するわけではなく（観測衛星又はＬＥＯ衛星）、大量のデータを別々に受信及び処理する必要がある。
また、図１に例示するように、制御ステーションで受信される無人クラフト１０（衛星、ドローンなど）上に常に存在する測距信号ＴＭを使用し、そして、それらのステーションの各々でそれにデイトスタンピングすることも可能である。故に、ステーション２０ＡでのＴＯＡ１、ステーション２０ＢでのＴＯＡ２といった、信号ＴＭの複数の異なる受信デイトが、クラフトとそれら複数の異なるステーションとの間の移動時間の差を計算すること、そして、例えば双曲線三辺測量によってそのクラフトを位置特定することを可能にする。
図２は、制御ステーションからの測距信号Ｓｔｍの受信器の典型的な構造を示しており、信号Ｓｔｍは、信号ＴＭのサンプリング及び非同期でのデジタル化の後に得られる。
受信器は、従来、シンボルストリームからシンボルを抽出するために使用される復調器／デマッパ（demodulator/demapper）ユニット４０と、ローカル発振器と搬送波との間での位相及び周波数分離の推定／補正（estimation/correction）ユニット５０と、シンボルレート及び位相の推定ユニット６０とを含む。この復調器は、受信器の入口でサンプリングされたものの間の信号Ｓｔｍを表すサンプルを合成することができるリサンプラ（re-sampler）３０によって先行される。従って、リサンプラ３０は、実効的なサンプリング周波数及び補間位相の使用を調整して、シンボルと同期して中間サンプルをリタイミングすることができる。
具体的には、最も高い信号対雑音比を持つシンボルを得るために、アイダイアグラムが最大に開くまさにその時に測距信号をサンプリングすることが重要である。この時間からのずれは、続く受信器ユニットによって見られる実効的な信号対雑音比（ＳＮＲ）と、シンボル間干渉（ＩＳＩ）とを大きく低減させることになる。
この従来構造は、受信器が外部基準クロック（ＧＰＳ型）に従属する（例えば、コスタスループ型）という条件で、マイクロ秒オーダーの精度での受信信号のデイトスタンピングを得ることを可能にする。
しかしながら、そのような受信器では、デイトスタンピングの精度を向上させることはできない。具体的には、先に見たように、リサンプラは、シンボルレートに関して最適な時間でリタイミングを実行し、それが、シンボルシーケンスのランダム性及び通過帯域内で受信されるノイズに関連する時間ベースのジッタを導入する。従って、このようなプロセスは、衛星測距信号の場合にマイクロ秒オーダーの、入力サンプリング周期に比例するかなりのジッタを発生する。
航空機又は宇宙船の位置特定の状況においては、この程度のデイトスタンピング精度では、適切な位置特定精度を可能にするのに十分でないことがわかっている（１キロメートル以上のオーダーの誤差）。
従って、そのような信号の受信のいっそう正確なデイトスタンピングを提供することができるように、測距信号受信器を改善する必要がある。
本発明の目的は、上述の従来技術の欠点を軽減することである。
特に、本発明の一目的は、搬送波又は副搬送波をコヒーレントに変調する信号のデジタルデータをデイトスタンピングし、そのような変調の特性を利用してそのデイトスタンピングを改善する方法を提供することである。
そのような方法は、有利には、パイロットシーケンス（既知パターン）のデイトスタンピングを非常に正確に補正することを可能にし、ビットの遷移のデイトスタンピングの不一致をかなり抑制し、とりわけ、そのような測距信号を放つ移動クラフトのいっそう良好な位置特定を可能にする。
本発明の他の一目的は、上記方法が既存の測距信号を使用することを可能にし、それ故に、距離測定を行うための別信号の放射を回避することである。
この方法はまた、地上で受信される所与のシーケンスの受信デイトに基づいてこれが行われ、且つその受信デイトが機上に送り返されるときに、高精度の時間基準を持たない衛星上での再同期の精度を高めることも可能にする。
これに関して、本発明の主題は、変調された信号のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法であり、前記信号は、デジタル信号による搬送波又は副搬送波の変調から得られ、前記デジタル信号のシンボルレートは、前記搬送波又は副搬送波の周波数の整数の約数Ｎであり、当該方法は、遠隔通信受信器のプロセッサによって実行される以下のステップ、すなわち、前記変調された信号の受信及びサンプリングの後に、
－ 前記変調された信号の複数のサンプルｓｍ（ｋ）を位相ループによってコヒーレント復調して、複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）と再構成された搬送波の位相とを取得するステップと、
－ 前記複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）を、前記再構成された搬送波の同時位相φ（ｋ）と組み合わせるステップと、
－ 前記再構成された搬送波の位相が所定の値φ０まで移行する複数のデイトを、前記搬送波がφ（ｋ）からφ０まで回転する間の時間オフセットに従って、少なくとも１つのサンプルｓｍ（ｋ）の受信のデイトに対して相対的に求めるステップと、
を含む。
オプションであるが、有利には、本発明に従った方法は更に、以下の特徴のうちの少なくとも１つを有し得る：
－ 前記コヒーレント復調するステップは、
ａ． 位相検出器により、受信した信号の変調を消去する位相誤差を検出するサブステップと、
ｂ． 前記位相誤差をローパスフィルタリングするサブステップと、
有する；
－ φ０まで移行する前記複数のデイトを求めるステップにおいて、該デイトが、前記再構成された搬送波の位相のφ０への移行の直前又は直後にある前記変調された信号のサンプルｓｍ（ｋ）に対して計算される；
－ 当該方法は更に、
・ φ０への遷移の前記複数のデイトの中から、前記デジタル信号のシンボルの移行の時間に対応するシンボル移行デイトを選択するステップと、
・ 検出された前記シンボル移行デイトから始めて、φ０への移行の前記複数のデイトを係数Ｎで間引くステップと、
・ 前記間引くことから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続するシンボルの受信デイトを決定するステップと、
を含む；
－ 前記シンボル移行デイトを選択するステップは、前記信号の連続するＮ個のサンプルのウィンドウにわたって、前記復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）の積分Ｉ（ｎ）を行うサブステップを有する；
－ 前記積分Ｉ（ｎ）を行うサブステップは、φ０への移行に対応する前記復調された信号の各サンプルｓｄｍ（ｋ）で始まるシンボルの持続時間にわたって実行される；
－ 前記積分を行うサブステップはまた、
ｃ． 全てがｐモジュロＮの値を持つＮｓ個の値をとるｍについて、前記積分Ｉ（ｍ）の絶対値の平均値Ｍ（ｐ）の複数の連続したインデックスｐを計算することと
ｄ． Ｍ（ｐ）を最大化するインデックスｐの、φ０への移行を選択することによって、前記シンボル移行デイトを決定することと、
を含む；
－ 前記シンボル移行デイトで始まる前記積分Ｉ（ｎ）の値が、前記デジタル信号の前記対応するシンボルを与える；
－ 前記検出されたシンボル移行に対して先行するφ０への移行にて計算されたＭの値Ｍ（ｎ－１）と、後続するφ０への移行にて計算されたＭの値Ｍ（ｎ＋１）との比較が、これらの値が実質的に等しくないが一方がＭ（ｎ）に実質的に等しい場合に、前記変調に関連する位相曖昧性を特徴付けることを可能にする；
－ 前記位相曖昧性は、前記所定の移行位相φ０を別の値に修正することによって解消される；
－ 当該方法はまた、前記シンボルをバイナリデータに復号することを含む；
－ 当該方法はまた、シンボル移行デイトから始めて、バイナリデータフレームの所定のサイズに等しい係数Ｑによる第２の間引きを行うことを有するフレーム同期ステップと、該間引きから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続したフレームの受信デイトを決定するステップとを含む；及び
－ 当前記フレーム同期ステップは更に、複数の連続したフレームの中から、決定されたパイロットシーケンスと最良の相関を有するフレームを選択するステップと、該選択したフレームの受信デイトを決定するステップとを含む。
さらに、本発明は、変調された無線信号を受信する遠隔通信受信器に関し、前記信号は、デジタル信号による搬送波又は副搬送波の変調から得られ、前記デジタル信号のシンボルレートは、前記搬送波又は副搬送波の周波数の整数の約数Ｎであり、当該遠隔通信受信器は、
－ 変調ユニットであり、前記変調された信号の受信及びサンプリングの後に、
・ 前記変調された信号の複数のサンプルｓｍ（ｋ）を位相ループによってコヒーレント復調して、複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）と再構成された搬送波の位相とを取得し、
・ 前記複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）を、前記再構成された搬送波の同時位相φ（ｋ）と組み合わせ、
・ 前記再構成された搬送波の位相の所定の値φ０まで移行の複数のデイトを、少なくとも１つのサンプルｓｍ（ｋ）の受信デイトに対して相対的に求める、
ように構成された変調ユニット、
を有する。
オプションであるが、有利には、本発明に従った遠隔通信受信器は更に、以下の特徴のうちの少なくとも１つを有することができる：
－ 同期ユニット（１３０）であり、
・ φ０への遷移の前記複数のデイトの中から、前記デジタル信号のシンボルの移行の時間に対応するシンボル移行デイトを選択し、
・ 検出された前記シンボル移行デイトに基づいて、φ０への移行の前記複数のデイトを係数Ｎで間引き、
・ 間引くことから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続するシンボルの受信デイトを決定する、
ように構成された同期ユニット。
さらに、本発明は、前述の特徴の１つにて請求されるような方法及び／又は遠隔通信受信器を実装する宇宙船又は航空機の位置特定システムに関する。
非限定的な例として与えられる添付の図面を参照して、以下の詳細な説明を読むことで、本発明の他の特徴、目的、及び利点が明らかになる。
既に提示されており、従来技術の衛星測距システムを示している。 既に提示されており、従来技術の無線受信器を示している。 本発明に従った無線受信器によって実行されるデイトスタンピング方法の主なステップを示している。 本発明に従った無線受信器１００を概略的に示している。 本発明に従った無線受信器１００の復調ユニット１２０を概略的に示している。 本発明に従った無線受信器１００の同期ユニット１３０を概略的に示している。 本発明に従った復調ユニット１２０によって実行される積分ステップを示している。 本発明に従った無線受信器１００の検出ユニット１４０を概略的に示している。
（宇宙データシステム諮問委員会：ＣＣＳＤＳに従って規定される）事実上の標準に従った衛星測距は、例えば位相変調（ＰＭ）、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）、及び／又はパルスコード変調（ＰＣＭ）などの幾つかの方法に従って搬送波を変調することができる通常はバイナリ又は“ビット”のデジタルデータを送信する。全ての場合において、それは、ＰＳＫ搬送波のビットのコヒーレント変調を含み、これは、シンボルレートＲｓが、ＰＳＫ搬送波（又は副搬送波）周波数Ｆｐの、整数である約数Ｎである、と言うことに等しい。故に、このコンテキストにおいて、Ｆｐ＝Ｎ×Ｒｓである。
そして、典型的な測距システムは、１４００ビット／秒と３１２００ビット／秒との間のバイナリビットレートを含む。バイナリビットレートに対する搬送波の周波数Ｆｐの比は、典型的に４と１６との間である。
明細書の残りの部分において、用語“搬送波”は用語“副搬送波”で置き換えられることもできる。特に、変調された信号から見て、搬送波ＰＳＫはまた別の信号を変調することができるので、これらの用語間で区別する必要はない。故に、以下に記載される方法は、搬送波又は副搬送波に区別なく適用される。
図３Ａは、例えば衛星から到来する例えば測距信号などの無線信号を入力として受信する無線通信受信器１００によって実行される信号デイトスタンピング方法を例示している。
そのような無線受信器１００について、図３Ｂを参照して説明する。それは、
－ 復調ユニット１２０と、
－ 同期ユニット１３０と、
－ パイロットシーケンス検出ユニット１４０と、
を有する。
復調ユニット
受信器１００は、所定のサンプリングレートＦｅで前もってサンプリングされた測距信号ＴＭに相当する信号Ｓｔｍを受信する。
サンプリング周波数Ｆｅは、ローカルな時間基準にロックされることができ、これが意味することは、周期Ｔｅ＝１／Ｆｅが、誤差又はドリフトなしで完全に分かっているということである。従って、ｋを整数として、サンプリングデイトは正確にｋ＊Ｔｅである。
さらに、限定することなく認め得ることには、サンプリングは、ナイキスト条件に従い、故に、具体的にはＦｅ＞２Ｆｐに従い、これが意味することは、副搬送波又は搬送波の位相回転当たり少なくとも２つのサンプルを有するということである。
図４に示す受信器の復調ユニット１２０は、ステップＥ１１にて、複数のサンプルＳｍ（ｋ）を受信し、ここで、ｋは、０とＮｅ－１との間のインデックスであり、Ｎｅは、無線信号のその部分のサンプルの数を表し、サンプルのブロックを構成する。ユニット１２０は、サンプルのブロックのサンプルｋ（例えば、最初のもの）に所与のデイトＴｒｅｆを付す。このデイトＴｒｅｆは、受信器のローカルの時間基準に対して定められることができ、あるいは、ＧＰＳパルス（ＰＰＳ）に対するオフセット、外部の基準と同期したクロックのカウンタ（ＧＰＳの例で１０ＭＨｚ）などといった、受信器の外部の基準に従属する（そのスレーブである）ことができる。
受信器１００の復調ユニット１２０は、次いで、ステップＥ２１にて、受け付けた信号Ｓｍ（ｋ）のＳｄｍ（ｋ）への復調を実行する。復調ユニット１２０は、信号の信号対雑音比を最大化する適切なフィルタリングブロック１２１を有し得る。
復調ユニット１２０はまた、後に処理されるサンプルの数を減らすことを可能にする復調ユニット１２０のデシメータブロック１２２を有する。
ユニット１２０はまた、位相検出器ブロック１２３及びループフィルタブロック１２４によって受信信号Ｓｍ（ｋ）に対して実装される位相ロックループを有し、該ループに、例えばＮＣＯ（Numerically-Controlled Oscillator、数値制御発振器）タイプの、発振器ブロック１２５によって生成される基準信号が従属する。
位相検出器ユニット１２３は、位相ロックループを制御する誤差信号を生成する。このようにデシメータブロック１２２の後に配置されて、位相検出器ユニット１２３は、ローカル発振器１２５によって生成される信号の位相と受信信号Ｓｍ（ｋ）の搬送波の位相との間の差を測定する。
変調された信号Ｓｍ（ｋ）の変調が、次数Ｎｅｔａｔの位相曖昧性を有する場合、位相検出器１２３は、その変調がとることができるＮｅｔａｔ位相値（整数ｐに対して２πｐ／Ｎｅｔａｔ）に対してゼロ誤差を供給しなければならない。位相検出器１２３の関数は、次数Ｎｅｔａｔの周期性を持ち、それは一般に、位相にＮｅｔａｔを乗算することによって得られる。
ループフィルタブロック１２４（一定の位相バイアスをキャンセルするために２次のものであることが多い）は、より良い信号を発振器ブロック１２５に供給するために、位相誤差信号をフィルタリングする。
図３Ａを再び参照するに、ステップＥ２２にて、ユニット１２０が、Ｔｒｅｆデイトと、復調されたサンプルＳｄｍ（ｋ）を発振器１２５によって再構成された搬送波の同時位相φ（ｋ）と組み合わせた複数のペアとを、同期ユニット１３０に送信する。
有利なことに、この供給、すなわち、各サンプルと組み合わされた再構成された位相の供給は、デイトスタンプを精緻化することを可能にする。
特定の一実施形態において、ステップＥ２２で、例えばバッファ領域などのメモリ領域１２６が、説明した複数のＳｄｍ（ｋ）、φ（ｋ）ペアと組み合わせてデイトＴｒｅｆを格納する。
有利なことに、Ｔｒｅｆを知ることは、このストレージ領域内の各ペアＳｄｍ（ｋ）、φ（ｋ）の正確なデイトを知ることを可能にする。何故なら、これらのサンプルは、完全に分かっている周期Ｔｅだけ離間しているからである。
そして、メモリ領域１２６が、同期ユニット１３０に送信される。
従って、この段階で、受信器１００は、その搬送波位相が、エミッタによって送信された信号に対して完全に知らされた、デイトスタンプ付きサンプルを廃棄する。
同期ユニット（デイトスタンピング）
同期ユニット１３０は、入力として、ユニット１２０を出るメモリ領域１２６を受信する。
従って、図５に示すように、積分ブロック１３１が、その入力で、例えばメモリ領域１２６を介して、再構成された搬送波の位相φ（ｋ）が付随した復調サンプルＳｄｍ（ｋ）と、デイトスタンピングＴｒｅｆとを受信する。その後、Ｔｒｅｆはｋ＝０に対して規定された時間であると考えられ、ｋはメモリ領域のサンプルのインデックスを指す。
図６を参照して、複数のサンプルｋにサンプリングされたシンボルを説明する。シンボルあたり幾つかの搬送波周期Ｓｃｆが存在し、搬送波周期Ｓｃｆあたり幾つかのサンプルが存在する。従って、Ｓｃｆ（ｎ）は搬送波のｎ番目の周期を表す。シンボルの変調はＰＳＫ搬送波とコヒーレントであり、シンボルレートＲｓはＦｐ＝Ｎ×Ｒｓと表されるＰＳＫ搬送波周波数の整数の約数であり、従って、シンボルはそのＮ周期にわたって搬送波を変調する。
従って、各シンボルは、１つの同じ所定の値φ０への位相のＮ回の移行のうちの１つで始まる。この所定の値φ０は、（必ずしもそうであるわけではないが）原理的にはゼロに近く、本明細書の残りの部分では、再構成された搬送波の位相φ（ｋ）の“ゼロ／０への移行”と呼ぶ。
ステップＥ３０にて、再構成された搬送波の位相φ（ｋ）が付随した複数の復調されたサンプルＳｄｍ（ｋ）が処理され、搬送波の周期の関数として受信されたサンプルのセットｋが決定される。
従って、Ｅ３０のサブステップＥ３１にて、同期ブロック１３１は、位相φ（ｋ）の０への移行（φ０モジュロ２π）を検出することによって、再構成された搬送波信号のゼロへの移行を検出する。時間Ｔ（ｎ）は、位相０への搬送波のｎ番目の移行の時間であり、その間にわたって信号ｓｄｍ（ｋ）が積分されることになる搬送波の周期ｎは、時間Ｔ（ｎ）と時間Ｔ（ｎ＋１）の間で規定される。
０への各移行（φ０モジュロ２π）で、積分ブロック１３１は、搬送波の周期ｎにわたって信号Ｓｄｍ（ｋ）の積分を実行する。０への次の移行にて、周期ｎ＋１が始まり、積分ブロック１３１は積分計算を初期化し直してそれを０にリセットし、先行する積分の結果Ｓ（ｎ）が、出力として、並列動作する複数の加算ブロック１３２に同時に送達される。
Ｅ３０のサブステップＥ３１にて、各出力Ｓ（ｎ）が更に、例えば、ラジアン単位で計算される位相に対して有効な以式：Ｔ（ｎ）＝Ｔｋ＋Δφｋ／２πＦｐ＝Ｔｒｅｆ＋ｋ（ｎ）＊Ｔｅ－［φ（ｋ（ｎ））－φ０］／２πＦｐに従って、ｋ番目のサンプルのデイトの外挿によって得られるデイトスタンプと組み合わされる。ｋ（ｎ）は、再構成された位相の０への移行に続くものとして指定されるサンプルｋのインデックスに相当する。
［φ（ｋ）－φ０］／２πＦｐの値を持つＴ（ｎ）の補正項は、インデックスｋのサンプルを有する搬送波の位相のゼロへの移行を隔てる正確な期間を計算するものであり、Ｔ（ｎ）はそれ故に、シンボルの開始時間に対応する可能性が高いゼロへの移行を正確にデイト付ける。
あるいは、ｋは、再構成された位相のゼロへの移行に先行するサンプルのインデックスを表してもよく、その場合、Ｔ（ｎ）のデイトスタンピングは、Ｔ（ｎ）＝Ｔｋ＋（２π－Δφｋ）／２πＦｐ＝Ｔｒｅｆ＋ｋ（ｎ）＊Ｔｅ＋［２π＋φ０－φ（ｋ（ｎ））］／２πＦｐとなる。
なお、ここで、位相のゼロへの移行は、φ（ｋ（ｎ））∈［－π＋φ０，φ０］且つφ（ｋ（ｎ）＋１）∈［φ０，＋π＋φ０］に対応し、これは必然的に、回転ごとに解を持つ。何故なら回転あたり少なくとも２つのサンプルがあるからである。従って、この間隔内で取られる位相値は、最も近い２πについて曖昧さがない。
また、代わりに、サンプル間で次式：
Ｔ（ｎ）＝Ｔｋ＋Δφｋ／（φｋ＋１－φｋ）Ｔｅ＝Ｔｒｅｆ＋［ｋ（ｎ）＋（φ０－φｋ）／（φｋ＋１－φｋ）］＊Ｔｅ
の補間を使用することができる。
この後者の式は、Ｆｐの公称値が使用される場合に、前の式よりも少し正確である。しかしながら、ＦｐがＮＣＯの実際の瞬時制御値をとる場合、これらは等価である。何故なら、（φｋ＋１－φｋ）＝２πＦｐ＊Ｔｅであるからである。
従来の復調装置は、再構成された位相の値を使用しておらず、従って、０への移行を精緻にデイトスタンプしておらず、このタイプの装置に付き物であるジッタ（位相ノイズ）を付加することによるタイミングリカバリループによってレートを同期させてきた。
提案する装置は、シンボルを検出するために信号の積分を実行するが、従来の復調器とは異なり、それを、シンボル間の移行の時間を決定する前に行う。
具体的には、Ｅ３０のサブステップＥ３２の一実施形態において、Ｎ個の加算ブロック１３２が、次のシンボル積分関数：
Figure 0007369766000001
 により、ブロック１３１によって出力されるＮ個のサンプル（すなわち、１つのシンボル）Ｓ（ｎ）のウィンドウにわたって並列に積分を実行する。ここで、０≦ｐ≦Ｎ－１は、エンティティ１３２の番号を表す。
各ブロック１３２は、１搬送波周期だけオフセットされた積分を実行する。複数のブロック１３２は、１つのシンボル周期にわたってスライディング積分を実行することを可能にし、従って、シンボルの決定のために取り得る全てのケースをカバーする。
他の実施形態は、これらが全て記録される限りにおいて、これらＮ個の積分を順次に計算してもよい。
ブロック１３２から来る並列積分のこれらＮ個のウィンドウＩｐ（ｍ）は、単一のシンボルをカバーし、従って、Ｎ個の連続した可能なものの中で搬送波位相の０への移行にて必然的に始まる、Ｎ個の連続サンプルＳ（ｎ）のブロック、を決定するための基準を提供するために使用される。送信されたシンボル遷移の時間に対応する副搬送波の位相のゼロへの移行のこの決定は、本明細書の残りの部分において、シンボル開始曖昧性解消として知られることになる。
さらに、同じ値の幾つかの連続的に送信されるシンボルが存在してもよい。しかし、シンボルの正しい開始期間を決定するためには、シンボル遷移を観察しなければならない。
従って、ステップＥ３３にて、ブロック１３が、シンボル開始曖昧性解消を実行し、そして、シンボル遷移に対応する搬送波のゼロへの正しい移行ｐｏｐｔを選択した後に、正しい出力Ｉｐｏｐｔ（ｍ）を選択する。
これを行うために、Ｎｓ個のシンボルの期間（以下、Ｍ（ｐ）と表記する）にわたってｍについてＩｐ（ｍ）の絶対値の平均を計算し、０からＮ－１にわたるｐについてこの値を最大化する１つを保持し、それをｐｏｐｔと表記する。長さＮｓは、ＳＮＲ及びシンボルレートの関数として事前に決められる。
ブロック１３３がインデックスｐｏｐｔの正しい出力を見つけている限り、後者は、（副）搬送波が同期したままである限り、すなわち、完全なままの信号に位相ロックループがロックされている限り、妥当なままである。
従って、これ以降、ブロック１３３は、Ｎだけサンプルの事実上の間引きを行い、インデックスｐｏｐｔのブロック１３２のみが動作に必要なままとなる。そうとはいえ、一実施形態では、正確なシンボル同期を確かなものとするために、通常通りに全てのブロック１３２がアクティブにされる。
モジュール１３３はまた、積分計算をリタイミングして、それをシンボル遷移とコヒーレントにするために、ブロック１３１で実行される積分の２つの状態、及びより一般的には１／Ｎｅｔａｔ、を有する変調の好適実施形態のコンテキストにおいて、搬送波の半周期の可能なオフセットを検出する。
具体的には、受信信号の（副）搬送波の位相を有する幾つかの可能な位相分離値を、復元された搬送波が有することが起こり得る。これが、位相曖昧性現象として知られるものである。使用される変調が何であれ、変調の状態の数をＮｅｔａｔであるとすると、搬送波は、２π／Ｎｅｔａｔの位相曖昧性を有して復元され、これが意味することは、実際には、ｐが０とＮｅｔａｔ－１との間の整数値をとるとして、φ０＝２πｐ／Ｎｅｔａｔであるということである。
この曖昧性は、上述したように、変調の位相状態に対してゼロ値を届けることによって変調を消去する搬送波位相検出ブロック１２３に由来する。最も一般的に使用される方法は、モジュロ２π信号の位相にＮｅｔａｔを乗算することによって搬送波位相を抽出するものであり、それが、モジュロ２π／Ｎｅｔａｔの曖昧性をもたらす。
従って、２つの位相状態を有する変調の場合、上で規定された値Ｍ（ｐ）が１搬送波周期にわたって正しい半周期から始まって計算される場合、Ｍ（ｐ－１）は近似的に、Ｍ（ｐ＋１）±雑音に等しく、厳密にはＭ（ｐ）はこれらの２つの値より大きい。
逆のケースで、積分が正しくない半周期にわたって行われる場合、搬送波の正しい位相位置の前の１半周期の位置及び後の１半周期の位置でピークが共有されるので、Ｍ（ｐ）は近似的にＭ（ｐ－１）又はＭ（ｐ＋１）に等しい。
半周期の曖昧さを解消するために、好適な一実施形態において、モジュール１３３は、閾値Ｓ０＝（Ｍ（ｐモジュロＮ）＋ｍｉｎ（Ｍ（（ｐ－１）モジュロＮ），Ｍ（（ｐ＋１）モジュロＮ）））／２を計算する。そして、モジュール１３３は、Ｍ（ｐモジュロＮ）、Ｍ（（ｐ－１）モジュロＮ）、Ｍ（（ｐ＋１）モジュロＮ）の中から、この閾値よりも高い値の数をカウントする。
閾値Ｓ０よりも高い値が存在しない場合、シンボルの積分が正しい半周期にわたって計算され、最大振幅のものとなる。
逆のケースでは、積分が正しくない半期間にわたって行われてしまっている。この場合、積分を１半周期だけずらす必要がある。
従って、ブロック１３３は、正しい半周期を割り出し、この情報をブロック１３１に提供し、その結果、ブロック１３１が、位相φ（ｋ）の０への又はπへの（実際にはφ０＋πへの）移行を、開始半周期のセレクタの関数として検出する。
ブロック１３３はその出力上で、インデックスｉの各シンボルに対して、Ｎだけ間引かれた搬送波のレートに対応するレートで、一対のデータ（Ｉ（ｉ）、Ｔｍ（ｉ））を提供する。Ｉ（ｉ）は、先行するステップで選択された最大振幅Ｉ（ｐｏｐｔ）の積分であり、Ｔｍ（ｉ）はＴ（ｐｏｐｔ）である。代わりに、Ｔ（ｉ）は、使用されるデイトスタンピングの技法に従ってシンボル内の中間の場所又は別の所定の場所を指し示すように一定の期間だけオフセットされ、ｐｏｐｔの周りの一定の時間インターバルにわたって平均されたデイトであってもよい。
この対のデータが、検出ユニット１４０に提供される。
シンボル遷移に対する搬送波のサイクルオフセット及び半サイクルオフセットについての情報は、セレクタブロック１３３によって決定され、同期ユニット１３０によるデータペアの計算を初期化する目的でブロック１３１に戻される。この情報はまた、同期ユニット１３０によるデータペアの計算をチェックする目的で、定期的なインターバルで再び決定されることができる。
位相曖昧性が２より大きい次数のものである場合、上で示したアルゴリズムを幾分変更することが適切である。一般的な方法は、検討中の変調に関する標準的なタイミングリカバリループで使用されるシンボル同期基準を、ゼロへの移行のＮ個の可能な位置で計算し、そして、この基準を最大化する１つを選択することを含む。例えば、４状態に対するＣｏｓｔａｓループにおいて、周波数の複素数への変換が復調ユニット１２０で実行され、そして、基準は、同相のチャネルＩ及び直交するチャネルＱ上で一度に計算されるＭ（ｎ）の最大値となる。
この段階で、受信器１００は、従って、決定されるべき（復号及び間引きの前の）未加工シンボルの値に対応する積分値Ｉ（ｐ）を廃棄し、該値は、シンボルを開始する搬送波の位相のゼロへの移行の時間のデイトスタンピングと組み合わされている。
有利なことに、このデイトスタンピングは、従来のレート同期アルゴリズムによって得られるものよりも正確である。何故なら、後者は、信号のサンプリングレートとシンボルレートとの間の本質的な非同期性に関係するジッタを導入するからである。
検出ユニット１４０
図７に示すパイロットシーケンス検出ユニット１４０は、そのシーケンスの第１のシンボル又は任意の他の所定のシンボルを検出してデイトスタンピングすることを可能にする。このパイロットシーケンスは、同期ワード又は例えば純音として一般的に知られる、符号化された又はその他のシンボルのシーケンスとすることができる。
ステップＥ４０にて、ユニット１３０から受信されたデータペア（Ｉ（ｉ）、Ｔｍ（ｉ））が、ソフト／ハード復号によって各選択された合計Ｉ（ｉ）を復号するために処理され、少なくとも１つの最も可能性の高いバイナリ値が推定される。ハード復号は、固定の数えられる一組の値（例えば、０及び１）をとるデータを処理するために使用され、ソフト復号は、一般に尤度を表すある範囲内の値で規定されるデータを処理する。
従って、Ｅ４０のサブステップＥ４１にて、ユニット１３０から受信されたデータのペア（Ｉ（ｉ）、Ｔｍ（ｉ））が、ユニット１４０の確率推定ブロック１４１によって処理され、確率推定ブロック１４１が、ステップＥ４１において、その出力で、Ｉ（ｎ）が１又は０に等しい確率を提示する。確率推定ユニット１４１は、例えばスライサ回路タイプのものである。次いで、その確率が、Ｅ４０のサブステップＥ４３にて、復号ユニット１４２により、使用されたチャネル符号化（ターボエンコーディング、ＬＤＰＣ、ビタビ、リードソロモンなど）に従って処理される。
検出ユニット１４０はまた、Ｅ４０のサブステップＥ４３にて、信号Ｓｔｍを変調するシンボルシーケンスが伝送チャネルに対する誤り訂正エンコーディングから来るものでない場合に、Ｉ（ｉ）を直接処理することを可能にする。
このコンテキストにおいて、決定ブロック１４３は、Ｉ（ｉ）を閾値と比較することによって、放たれたシンボルの値を決定する。例えば、シンボルがビットであるバイナリエンコーディングで、Ｉ（ｉ）が負である場合、結合されるビットは０に等しく、逆の場合には１に等しい（ハードビット復号）。
このチャネルエンコーディングが存在するか否かに応じて、選択ブロック１４４が、ステップＥ４４にて、復号済みの信号又は未復号の信号のいずれかをフレーム同期ブロック１４５に提供する。
ステップＥ４５にて、フレーム同期ブロック１４５はまた、所与の長さのフレーム内でＱビットを検出するように予め定められたパイロットシーケンスを検出するように構成される。従来、この検出は、期待されるパイロットシーケンスとのビットシーケンスの相関のスライディング計算を実行することによって行われ、検出基準は、この相関の絶対値を最大にするのかどれかというものである。
従って、フレーム同期ブロック１４５は、Ｑビット毎にパイロットシーケンスを検出する。検出した場合、ユニット１４０は、その出力上で、検出したシーケンスの第１ビットＢ（ｑ）のデイトＴｍ（ｑｔ）であるＴｈｅａｄ（ｊ）を提示することができる。
ステップＥ４６にて、パケット生成ブロック１４６が、このデータを受け取り、次いで、デイトＴｈｅａｄ（ｊ）、及びパケット識別子Ｉｄ（ｊ）（例えば、フレームカウンタ番号）を含むメッセージを生成することができる。パケット識別子Ｉｄ（ｊ）は、別々の受信ステーションによって生成されるパケット間での共通のリファレンスとして機能する。
このパケットが制御センターに送られ、制御センターは、この情報に基づいて、例えば、少なくとも２つの測距信号受信ステーションによって送信された同じ識別子Ｉｄ（ｎ）を持つパケットのデイトを比較することによって、例えば三辺測量により、移動機の位置を決定することができる。
無線信号受信器１００及び提案する方法は、コヒーレント変調を利用することによって、例えば、タイミングリカバリループを使用して、サンプルと搬送波位相との間のコヒーレンスを処理全体にわたって維持することで、もはや信号を再サンプリングしないようにすることを可能にする。有利なことに、このような受信器１００／方法は、パイロットシーケンスのデイトスタンピングを高精度に測定することを可能にし、そして、シンボル遷移のデイトスタンピングの不一致をかなり改善して、とりわけ、そのような測距信号を発する移動機のいっそう良好な位置特定を可能にする。従って、このような受信器１００／方法の実装は、ナノ秒のオーダーの、及びそれ故に、ＧＰＳのそれよりも１桁小さい標準偏差（時間基準を完璧とみなす）を達成することを可能にする。

Claims (13)

  1. 変調された信号のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法であって、前記信号は、デジタル信号による搬送波又は副搬送波の変調から得られ、前記デジタル信号のシンボルレートは、前記搬送波又は副搬送波の周波数の整数の約数Ｎであり、当該方法は、遠隔通信受信器のプロセッサによって実行される以下のステップ、すなわち、前記変調された信号の受信及びサンプリングの後に、
    前記変調された信号の複数のサンプルｓｍ（ｋ）を位相ループによってコヒーレント復調して、複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）と再構成された搬送波又は副搬送波の位相とを複数のペアとして取得するステップと、（［００４０］、［００４２］）
    前記再構成された搬送波又は副搬送波の位相が所定の値φ０まで移行する複数のデイトを、前記搬送波又は副搬送波がφ（ｋ）からφ０まで回転する間の時間オフセットに従って、少なくとも１つのサンプルｓｍ（ｋ）の受信のデイトに対して相対的に求めるステップと、
    φ０への移行の前記複数のデイトの中から、前記デジタル信号のシンボルの移行の時間に対応するシンボル移行デイトを選択するステップと、
    検出された前記シンボル移行デイトから始めて、φ０への移行の前記複数のデイトを係数Ｎで間引くステップと、
    前記間引くことから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続するシンボルの受信デイトを決定するステップと、
    を含む、方法。
  2. 前記コヒーレント復調するステップは、
    ａ． 位相検出器により、受信した信号の変調を消去する位相誤差を検出するサブステップと、
    ｂ． 前記位相誤差をローパスフィルタリングするサブステップと、
    有する、請求項１に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  3. φ０まで移行する前記複数のデイトを求めるステップにおいて、該デイトが、前記再構成された搬送波又は副搬送波の位相のφ０への移行の直前又は直後にある前記変調された信号のサンプルｓｍ（ｋ）に対して計算される、請求項１又は２に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  4. 前記シンボル移行デイトを選択するステップは、前記信号の連続するＮ個のサンプルのウィンドウにわたって、前記復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）の積分Ｉ（ｎ）を行うサブステップを有する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  5. 前記積分Ｉ（ｎ）を行うサブステップは、φ０への移行に対応する前記復調された信号の各サンプルｓｄｍ（ｋ）で始まるシンボルの持続時間にわたって実行される、請求項４に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  6. 前記積分を行うサブステップはまた、
    ｅ． 全てがｐモジュロＮの値を持つＮｓ個の値をとるｍについて、前記積分Ｉ（ｍ）の絶対値の平均値Ｍ（ｐ）の複数の連続したインデックスｐを計算することと
    ｆ． Ｍ（ｐ）を最大化するインデックスｐの、φ０への移行を選択することによって、前記シンボル移行デイトを決定することと、
    を含む、請求項５に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  7. 前記シンボル移行デイトで始まる前記積分Ｉ（ｎ）の値が、前記デジタル信号の前記対応するシンボルを与える、請求項６に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  8. 前記検出されたシンボル移行に対して先行するφ０への移行にて計算されたＭの値Ｍ（ｎ－１）と、後続するφ０への移行にて計算されたＭの値Ｍ（ｎ＋１）との比較が、これらの値が実質的に等しくないが一方がＭ（ｎ）に実質的に等しい場合に、前記変調に関連する位相曖昧性を特徴付けることを可能にする、請求項６に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  9. 前記位相曖昧性は、前記所定の値φ０を別の値に修正することによって解消される、請求項８に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  10. 当該方法はまた、φ０への移行のデイトに対応する前記複数の連続するシンボルをバイナリデータに復号することを含む、請求項１乃至９のいずれか一項に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  11. 当該方法は更に、シンボル移行デイトから始めて、バイナリデータフレームの所定のサイズに等しい係数Ｑによる第２の間引きを行うことを有するフレーム同期ステップと、該間引きから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続したフレームの受信デイトを決定するステップとを含む、請求項１０に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  12. 前記フレーム同期ステップは更に、複数の連続したフレームの中から、決定されたパイロットシーケンスと最良の相関を有するフレームを選択するステップと、該選択したフレームの受信デイトを決定するステップとを含む、請求項１１に記載のデジタルデータの受信のデイトスタンピングの方法。
  13. 変調された無線信号を受信する遠隔通信受信器であって、前記信号は、デジタル信号による搬送波又は副搬送波の変調から得られ、前記デジタル信号のシンボルレートは、前記搬送波又は副搬送波の周波数の整数の約数Ｎであり、当該遠隔通信受信器は、
    復調ユニットであり、前記変調された信号の受信及びサンプリングの後に、前記変調された信号の複数のサンプルｓｍ（ｋ）を位相ループによってコヒーレント復調して、複数の復調されたサンプルｓｄｍ（ｋ）と再構成された搬送波又は副搬送波の位相とを複数のペアとして取得する、ように構成された復調ユニットと、
    同期ユニットであり、
    前記再構成された搬送波又は副搬送波の位相の所定の値φ０まで移行の複数のデイトを、前記搬送波又は副搬送波がφ（ｋ）からφ０まで回転する間の時間オフセットに従って、少なくとも１つのサンプルｓｍ（ｋ）の受信デイトに対して相対的に求め、
    前記所定の値φ０への移行の前記複数のデイトの中から、前記デジタル信号のシンボルの移行の時間に対応するシンボル移行デイトを選択し、
    検出された前記シンボル移行デイトに基づいて、φ０への移行の前記複数のデイトを係数Ｎで間引き、
    前記間引くことから得られたφ０への移行のデイトに対応する複数の連続するシンボルの受信デイトを決定する、
    ように構成された同期ユニットと、
    を有する、遠隔通信受信器。
JP2021510945A 2018-08-31 2019-08-30 テレメトリ信号にデイトスタンピングする方法 Active JP7369766B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1857873 2018-08-31
FR1857873A FR3085568B1 (fr) 2018-08-31 2018-08-31 Procede de datation de signaux de telemesure
PCT/EP2019/073264 WO2020043905A1 (fr) 2018-08-31 2019-08-30 Procede de datation de signaux de telemesure

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021535682A JP2021535682A (ja) 2021-12-16
JP7369766B2 true JP7369766B2 (ja) 2023-10-26

Family

ID=65494251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021510945A Active JP7369766B2 (ja) 2018-08-31 2019-08-30 テレメトリ信号にデイトスタンピングする方法

Country Status (7)

Country Link
US (1) US11310027B2 (ja)
EP (1) EP3844920A1 (ja)
JP (1) JP7369766B2 (ja)
CN (1) CN112823500B (ja)
CA (1) CA3110838A1 (ja)
FR (1) FR3085568B1 (ja)
WO (1) WO2020043905A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3085568B1 (fr) * 2018-08-31 2020-08-07 Zodiac Data Systems Procede de datation de signaux de telemesure

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005033326A (ja) 2003-07-08 2005-02-03 Mitsubishi Electric Corp 時刻同期装置および送信装置
US20090296856A1 (en) 2001-05-17 2009-12-03 Ut-Battelle, Llc Carrier phase synchronization system for improved amplitude modulation and television broadcast reception
JP2014023090A (ja) 2012-07-23 2014-02-03 Sumitomo Electric Ind Ltd 受信機、及び無線通信システム
JP2016100705A (ja) 2014-11-20 2016-05-30 セイコーエプソン株式会社 時刻同期システム
US20160344540A1 (en) 2015-05-22 2016-11-24 Seagate Technology Llc Timing error processor that uses the derivative of an interpolator function

Family Cites Families (82)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3629712A (en) * 1970-08-24 1971-12-21 Itt Phase comparator
US3815029A (en) * 1973-01-29 1974-06-04 Us Air Force Burst phase shift keyed receiver
US3787775A (en) * 1973-03-28 1974-01-22 Trw Inc Phase correction circuit
US4105975A (en) * 1977-02-01 1978-08-08 Ncr Corporation Offset correction circuit for phase detectors
US4092491A (en) * 1977-04-04 1978-05-30 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Differential encoding and decoding scheme for digital transmission systems
US4241454A (en) * 1978-02-28 1980-12-23 Harris Corporation Hard limiting acquisition technique for PSK carrier detector
DE2913172B2 (de) * 1979-04-02 1981-06-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Empfänger für hochfrequente elektromagneitsche Schwingungen mit einer Frequenznachregelung
US4301417A (en) * 1980-03-12 1981-11-17 Ncr Corporation Quadriphase differential demodulator
JPS56136065A (en) * 1980-03-27 1981-10-23 Victor Co Of Japan Ltd Data regenerator
HU182370B (en) * 1981-08-25 1983-12-28 Tavkoezlesi Kutato Intezet Arrangement for resetting carrier
FR2544571B1 (fr) * 1983-04-12 1985-06-14 Prigent Jean Pierre Recuperation des frequences de porteuse et de rythme pour les systemes de transmission numerique a modulation a etats de phase ou d'amplitude et a demodulation coherente
FR2546001B1 (fr) * 1983-05-10 1985-07-05 Thomson Csf Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires
US4627079A (en) * 1983-11-07 1986-12-02 Hughes Aircraft Company Method and apparatus for acquiring and tracking a communications signal
US4539524A (en) * 1983-12-30 1985-09-03 Motorola, Inc. Method and coherent demodulators for MSK signal
NL8402352A (nl) * 1984-07-26 1986-02-17 Philips Nv Inrichting voor het terugwinnen van een kloksignaal uit een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal met een modulatie-index m = 0,5.
US4584533A (en) * 1985-03-01 1986-04-22 Motorola, Inc. Non-coherent BPSK demodulator
US4860321A (en) * 1985-09-13 1989-08-22 Hughes Aircraft Company Lock detector for feedback loops
US4694257A (en) * 1986-06-17 1987-09-15 Motorola, Inc. Phase-coherent demodulation clock and data recovery
GB8625117D0 (en) * 1986-10-20 1987-04-15 British Aerospace Phase-shift keyed carrier recovery
NL8701290A (nl) * 1987-06-02 1989-01-02 Philips Nv Ontvanger voor een faseverschuivingsgemoduleerd draaggolfsignaal.
FR2633471B1 (fr) * 1988-06-28 1990-10-05 Trt Telecom Radio Electr Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante
US5208836A (en) * 1989-10-27 1993-05-04 Deutsche Forschungsanstalt Fur Luft-Und Raumfahrt E.V. Method for bit detection at the receiver end of differentially coded binary or quaternary PSK signals in differential-coherent demodulation
US5063387A (en) * 1989-11-20 1991-11-05 Unisys Corporation Doppler frequency compensation circuit
FR2672454B1 (fr) * 1991-01-31 1994-10-07 Alcatel Telspace Procede de demodulation coherente pour modulation a deplacement de phase et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede.
FR2680923B1 (fr) * 1991-08-30 1996-11-22 Patrick Vandamme Dispositif de demodulation coherente a circuit numerique de recuperation d'onde porteuse.
US5255292A (en) * 1992-03-27 1993-10-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for modifying a decision-directed clock recovery system
AU5550694A (en) * 1992-11-06 1994-06-08 Pericle Communications Company Adaptive data rate modem
JP2643792B2 (ja) * 1993-09-14 1997-08-20 日本電気株式会社 復調装置
DE4335228C2 (de) * 1993-10-15 1996-03-28 Stn Atlas Elektronik Gmbh Verfahren zur Empfangssynchronisation
US5875212A (en) * 1994-10-26 1999-02-23 International Business Machines Corporation Phase demodulation method and apparatus for a wireless LAN, by counting the IF period
US5784402A (en) * 1995-01-09 1998-07-21 Kamilo Feher FMOD transceivers including continuous and burst operated TDMA, FDMA, spread spectrum CDMA, WCDMA and CSMA
US5790594A (en) * 1995-07-28 1998-08-04 Motorola, Inc. High speed modem and method for expedited timing recovery
JP3125644B2 (ja) * 1995-09-13 2001-01-22 松下電器産業株式会社 復調装置
US5898737A (en) * 1995-10-16 1999-04-27 Lockheed Martin Corporation Adaptive digital symbol recovery for amplitude phased keyed digital communication systems
JPH09266499A (ja) * 1996-01-26 1997-10-07 Oki Electric Ind Co Ltd デジタル復調回路、最大値検出回路及び受信装置
EP0876577A1 (de) * 1996-01-26 1998-11-11 Industrieanlagen-Betriebsgesellschaft M.B.H. Verfahren und vorrichtung zur gefechtssimulation mit mindestens einem real in einer umgebung bzw. gelände operierenden beweglichen waffensystem und einem quasi ortsfesten simulator
US5748036A (en) * 1996-07-30 1998-05-05 United Microelectronics Corporation Non-coherent digital FSK demodulator
FR2753856B1 (fr) * 1996-09-23 1998-12-18 Procede et dispositif de detection de l'erreur sur la frequence d'une porteuse
US5881110A (en) * 1996-11-29 1999-03-09 Sicom, Inc. Carrier phase synchronization by reverse playback
US6072785A (en) * 1997-03-04 2000-06-06 At&T Corp Differential PSK signalling in CDMA networks
US6154483A (en) * 1997-04-07 2000-11-28 Golden Bridge Technology, Inc. Coherent detection using matched filter enhanced spread spectrum demodulation
FR2767238B1 (fr) * 1997-08-07 1999-10-01 Alsthom Cge Alcatel Dispositifs monocanal et multicanaux de demodulation coherente sans pilote, et ensemble correspondant de reception a plusieurs chemins de diversite
US6477208B1 (en) * 1997-10-30 2002-11-05 Comtier Composite trellis system and method
CA2284948C (en) * 1999-10-04 2003-12-09 Philsar Electronics Inc. Complex phase-locked loop demodulator for low-if and zero-if radio receivers
US6625231B1 (en) * 1999-11-15 2003-09-23 Ericsson Inc. Adaptive phase demodulation
US6297691B1 (en) * 2000-06-09 2001-10-02 Rosemount Inc. Method and apparatus for demodulating coherent and non-coherent modulated signals
US7180970B1 (en) * 2001-03-02 2007-02-20 Southwest Research Institute Automatic link establishment using external synchronization
JP2003087218A (ja) * 2001-06-29 2003-03-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置およびマルチキャリア無線通信方法
US6564636B2 (en) * 2001-08-22 2003-05-20 Honeywell International Inc. Wide band digital phase locked loop (PLL) with a half-frequency output
US6606010B1 (en) * 2002-01-30 2003-08-12 The Aerospace Corporation Quadrature vestigial sideband digital communications method
US7095274B2 (en) * 2002-03-15 2006-08-22 Seiko Epson Corporation System for demodulation of phase shift keying signals
AU2002246142A1 (en) * 2002-03-15 2003-09-29 Seiko Epson Corporation System and method of converting signals with phase-shift-keying (psk) modulation into signals with amplitude-shift-keying (ask) modulation
KR100574034B1 (ko) * 2004-07-06 2006-04-26 삼성전자주식회사 Ｄａｂ/ｄｍｂ 수신기용 동기장치과 그 동기방법
EP1696623B1 (en) * 2005-02-28 2008-04-23 Seiko Epson Corporation Method and apparatus for the coherent demodulation of binary phase shift keying signals (BPSK)
US20070058753A1 (en) * 2005-08-30 2007-03-15 Carlos Saavedra BPSK demodulator circuit using an anti-parallel synchronization loop
US7649963B2 (en) * 2006-03-29 2010-01-19 Posdata Co., Ltd. Apparatus for estimating and compensating carrier frequency offset and data receiving method in receiver of wireless communication system
US20080013486A1 (en) * 2006-07-11 2008-01-17 Interdigital Technology Corporation Wireless communication method and apparatus for using fractional channels to support communication services that use higher order modulation
JP2010521939A (ja) * 2007-03-19 2010-06-24 エーシーエヌ アドヴァンスド コミュニケーションズ ネットワークス エスエー 複数のフィルタバンクを用いる多重搬送波受信機のロバストな同期方法及びそれに対応する受信機とトランシーバ
EP2088786A1 (en) * 2008-02-06 2009-08-12 Sony Corporation Method and receiver for demodulation
US8498349B2 (en) * 2009-03-11 2013-07-30 Texas Instruments Incorporated Demodulation and decoding for frequency modulation (FM) receivers with radio data system (RDS) or radio broadcast data system (RBDS)
US8718203B2 (en) * 2010-03-16 2014-05-06 Anchor Hill Communications, Llc Single carrier communication in dynamic fading channels
CN101924730B (zh) * 2010-04-14 2012-07-04 北京理工大学 一种正交频分多路信号相位解调误差的校正方法
EP2636198A1 (en) * 2010-11-03 2013-09-11 Yair Linn Phase detector
US8576736B1 (en) * 2010-11-10 2013-11-05 Sprint Spectrum L.P. Method and system for spread spectrum signal acquisition without a pilot signal
US9042741B2 (en) * 2011-03-15 2015-05-26 At&T Intellectual Property I, L.P. System and method for blind frequency recovery
US9264282B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-16 Innophase, Inc. Polar receiver signal processing apparatus and methods
US8929486B2 (en) * 2013-03-15 2015-01-06 Innophase Inc. Polar receiver architecture and signal processing methods
US8891694B2 (en) * 2012-04-30 2014-11-18 National Instruments Corporation Maximizing the viterbi winning path metric to estimate carrier frequency and phase offsets in continuous phase modulated signals
CN102916743B (zh) * 2012-08-01 2016-04-20 大唐电信（成都）信息技术有限公司 一种时间延迟不对称差值精准测量的方法
US8989316B1 (en) * 2013-01-21 2015-03-24 Pmc-Sierra Us, Inc. Method for estimating and correcting a carrier frequency offset over dispersive but spectrally flat channels
US9083588B1 (en) * 2013-03-15 2015-07-14 Innophase, Inc. Polar receiver with adjustable delay and signal processing metho
US9553715B2 (en) * 2014-12-22 2017-01-24 Opel Solar, Inc. Optical phase detector for an optical phase lock loop
US9497055B2 (en) * 2015-02-27 2016-11-15 Innophase Inc. Method and apparatus for polar receiver with digital demodulation
US10103913B2 (en) * 2015-03-25 2018-10-16 Washington State University Systems and methods for network routing in small-world network-on-chip devices
US10158509B2 (en) * 2015-09-23 2018-12-18 Innophase Inc. Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment
US10009167B2 (en) * 2015-11-11 2018-06-26 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Carrier synchronization device
US9673828B1 (en) * 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
US9673829B1 (en) * 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
US10153928B2 (en) * 2016-10-15 2018-12-11 Smart Embedded Systems, Inc. Energy efficient highway addressable remote transducer coherent 8-ary phase shift keying modem
US10122397B2 (en) * 2017-03-28 2018-11-06 Innophase, Inc. Polar receiver system and method for Bluetooth communications
FR3084802B1 (fr) * 2018-08-06 2021-07-02 Commissariat Energie Atomique Systeme analogique de recuperation de porteuse pour recepteur de signal n-psk
FR3085568B1 (fr) * 2018-08-31 2020-08-07 Zodiac Data Systems Procede de datation de signaux de telemesure

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090296856A1 (en) 2001-05-17 2009-12-03 Ut-Battelle, Llc Carrier phase synchronization system for improved amplitude modulation and television broadcast reception
JP2005033326A (ja) 2003-07-08 2005-02-03 Mitsubishi Electric Corp 時刻同期装置および送信装置
JP2014023090A (ja) 2012-07-23 2014-02-03 Sumitomo Electric Ind Ltd 受信機、及び無線通信システム
JP2016100705A (ja) 2014-11-20 2016-05-30 セイコーエプソン株式会社 時刻同期システム
US20160344540A1 (en) 2015-05-22 2016-11-24 Seagate Technology Llc Timing error processor that uses the derivative of an interpolator function

Also Published As

Publication number Publication date
FR3085568B1 (fr) 2020-08-07
CN112823500A (zh) 2021-05-18
EP3844920A1 (fr) 2021-07-07
CA3110838A1 (fr) 2020-03-05
CN112823500B (zh) 2024-04-05
US11310027B2 (en) 2022-04-19
JP2021535682A (ja) 2021-12-16
US20210351907A1 (en) 2021-11-11
FR3085568A1 (fr) 2020-03-06
WO2020043905A1 (fr) 2020-03-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7394870B2 (en) Low complexity synchronization for wireless transmission
CA2393246C (en) Joint frame, carrier and clock synchronization scheme
KR100837702B1 (ko) 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법
JP3803705B2 (ja) 周波数およびタイミング制御を有するデジタル復調器
US10116476B2 (en) Receiving method and receiver for satellite-based automatic identification systems
US6829317B2 (en) Signalling method in a radio communication system, and transmitters, receivers and repeaters for implementing the method
US20050047496A1 (en) Modem with pilot symbol synchronization
JP2002511711A (ja) 多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置
KR20150143645A (ko) 주파수 오프셋 수정 및 정합 필터 뱅크 디코딩을 사용하는 cpfsk 수신기
JP3743629B2 (ja) 正確にバーストの位置を特定できかつ再生搬送波の周波数誤差の小さな無線通信端末
US8537713B2 (en) Carrier frequency acquisition method and apparatus having improved reliability for detecting carrier acquisition or loss thereof
JP4978387B2 (ja) フレーム同期制御装置及びフレーム同期制御方法
JP7369766B2 (ja) テレメトリ信号にデイトスタンピングする方法
US7336723B2 (en) Systems and methods for high-efficiency transmission of information through narrowband channels
CN108023850B (zh) 一种无线通信方法及装置
US20060171361A1 (en) Spread spectrum receiver and method for carrier frequency offset compensation in such a spread spectrum receiver
CN113422746B (zh) 一种d8psk信号的接收解调处理方法
EP0881798A1 (en) Method and device for recovering synchronization on a signal transmitted to a mobile-telephone receiver
JPH09238168A (ja) 信号受信局の信号同期化方法および装置
RU2736623C1 (ru) Система на кристалле приема сообщений телеметрической информации по радиочастотному каналу
Lan et al. A pipelined synchronization approach for satellite-based automatic identification system
JP5804977B2 (ja) 受信装置、周波数誤差推定装置および周波数誤差推定方法
Ramakrishnan Maximum-likelihood based rapid carrier acquisition architectures
Nunes et al. Joint doppler frequency and frequency-rate estimation in leo satellite communications
MXPA00005715A (en) Receiver with parallel correlator for spread spectrum digital transmission

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220727

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230523

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20230530

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20230828

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20231003

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20231016

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7369766

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150