FR3085568A1 - Procede de datation de signaux de telemesure - Google Patents

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Abstract

L'invention concerne un procédé de datation de réception de données numériques d'un signal modulé, ledit signal résultant de la modulation d'une porteuse ou sous-porteuse par un signal numérique, le débit de symboles du signal numérique étant un sous-multiple entier N de la fréquence de la porteuse ou sous-porteuse, ledit procédé comprenant les étapes consistant à: - démodulation cohérente au moyen d'une boucle de phase d'une pluralité d'échantillons sm(k) du signal modulé et obtention d'une pluralité d'échantillons démodulés sdm(k) et de la phase de la porteuse reconstituée ; - association de la pluralité échantillons démodulés sdm(k) avec la phase simultanée ϕ(k) de la porteuse reconstituée - détermination d'une pluralité de dates de passage à une valeur déterminée ϕ0 de la phase de la porteuse reconstituée, relativement à la date de réception d'au moins un échantillon sm(k), selon un décalage de temps pendant lequel la porteuse tourne de ϕ(k) à ϕ0.

Description

PROCEDE DE DATATION DE SIGNAUX DE TELEMESURE
DOMAINE DE L'INVENTION
L'invention concerne un procédé de datation de réception de données numériques d'un signal modulé.
Par ailleurs, l'invention concerne un récepteur de télécommunication recevant un signal radio modulé.
ETAT DE LA TECHNIQUE
Dans le contexte d'aéronefs ou d'engins spatiaux, il est nécessaire de pouvoir, depuis le sol, localiser précisément dans l'espace et le temps ces derniers. Typiquement, dans la technique de télémétrie (dite de « ranging » en anglais), il est procédé à la mesure des temps de trajet d'un signal émis par l'engin ou depuis le sol et reçu dans plusieurs stations distantes au sol.
De nombreuses techniques existent : télémétrie par impulsions, télémétrie semi-active, télémétrie passive par corrélation. L'exigence de précision nécessite souvent d'émettre un signal ad-hoc, de largeur de bande suffisante, sans gigue (fluctuation du signal) et incluant des marqueurs caractéristiques (télémétrie active ou semi active). Cette solution présente un coût intrinsèque en termes de ressources comme le dispositif d'émission spécifique, de la consommation spectrale ...
Dans le cas d'une technique de télémétrie passive, il est utilisé de façon opportuniste un signal télécom, mais ce signal n'est pas toujours présent (satellite d'observation ou LEO) et nécessite de recevoir et traiter séparément des volumes de données importants.
Egalement, il est possible d'utiliser un signal de télémesure TM toujours présent sur les engins inhabités 10 (satellites, drones ...) qui est reçu dans les stations de contrôle, et de le dater au niveau de chacune de ces stations, comme illustré en figure 1. Ainsi, les différentes dates de réception du signal TM, TOA1 au niveau de la station 20A, TOA2 au niveau de la station 20B, permettent de calculer les écarts de temps de trajet entre un engin et les différentes stations, et de localiser ensuite ledit engin par trilatération hyperbolique par exemple.
La figure 2 illustre la structure typique d'un récepteur de signal de télémesure Stm d'une station de contrôle, ledit signal Stm étant obtenu après échantillonnage et numérisation asynchrone du signal TM.
Ledit récepteur comporte classiquement un bloc 40 démodulateur/démappeur permettant d'extraire les symboles du train d'échantillons, un bloc d’estimation/correction 50 d’écart de phase et de fréquence entre un oscillateur local et la porteuse, un bloc 60 d’estimation du rythme et phase symbole. Ce démodulateur est précédé par un rééchantillonneur 30 capable de synthétiser des échantillons représentatifs du signal Stm entre ceux échantillonnés à l'entrée dudit récepteur. Ainsi, le ré-échantillonneur 30 peut ajuster la fréquence d’échantillonnage et la phase d'interpolation efficaces servant à re-cadencer de manière synchrone avec les symboles les échantillons intermédiaires.
En effet, il est important d’échantillonner le signal de télémesure exactement à l'instant de l'ouverture maximale du diagramme de l'œil pour obtenir le symbole avec le rapport signal sur bruit le plus élevé. Un décalage de cet instant réduira de manière significative le rapport signal à bruit (SNR.) effectif vu par les blocs récepteurs suivants ainsi que l'interférence inter-symbole (ISI).
Cette structure classique permet moyennant un asservissement (par exemple du type boucle de Costas) du récepteur sur une horloge de référence externe (type GPS) d'obtenir des précisions de datation du signal reçu de l'ordre de la microseconde.
Cependant, avec un tel récepteur, il n'est pas possible d'améliorer la précision de la datation. En effet, comme vu précédemment, le rééchantillonneur procède au recalage à un instant optimal vis-à-vis du rythme symbole, ce qui introduit une gigue temporelle liée à la caractéristique aléatoire de la séquence de symbole et au bruit reçu dans la bande passante. Un tel traitement génère ainsi une gigue importante proportionnelle à la période d'échantillonnage d'entrée, de l'ordre de la microseconde dans le cas de signaux de télémesure satellite.
Dans le contexte de la localisation d'aéronefs ou d'engins spatiaux, un tel ordre de précision de la datation se révèle insuffisant pour permettre une précision de localisation appropriée (erreur de l'ordre d'un ou plusieurs kilomètres).
Il existe donc un besoin d'améliorer les récepteurs de signaux de télémesure pour pouvoir proposer une datation plus précise, de la réception de tels signaux.
PRESENTATION DE L'INVENTION
L'invention a pour but de pallier les inconvénients de l'art antérieur décrits ci-avant.
En particulier, un but de l'invention est de proposer un procédé de datation de données numériques d'un signal modulant de manière cohérente la porteuse ou la sous-porteuse, et de tirer avantage des propriétés d'une telle modulation pour en améliorer la datation.
Un tel procédé permet avantageusement de corriger avec une grande précision la datation d'une séquence pilote (pattern connu), et réduit considérablement la variance sur la datation des transitions des bits pour permettre entre autres une meilleure localisation des engins mobiles émettant un tel signal de télémesure
Un autre but de l'invention est de permettre au procédé d'exploiter un signal de télémesure existant et ainsi d'éviter l'émission d'autres signaux pour faire la mesure de distance.
Ce procédé permet également d'augmenter la précision de la resynchronisation à bord de satellites ne disposant pas d'une référence temporelle d'une grande précision, lorsque celle-ci est faite à partir de la date de réception d'une séquence donnée reçue au sol, et dont la date de réception est renvoyée au bord.
A cet égard, l'invention a pour objet un procédé de datation de réception de données numériques d'un signal modulé, ledit signal résultant de la modulation d'une porteuse ou sous-porteuse par un signal numérique, le débit de symboles du signal numérique étant un sousmultiple entier N de la fréquence de la porteuse ou sous-porteuse, ledit procédé comprenant les étapes mises en œuvre par un processeur d'un récepteur de télécommunication, consistant à, après réception et échantillonnage du signal modulé :
- démodulation cohérente au moyen d'une boucle de phase d'une pluralité d'échantillons sm(k) du signal modulé et obtention d'une pluralité d'échantillons démodulés sdm(k) et de la phase de la porteuse reconstituée ;
- association de la pluralité échantillons démodulés sdm(k) avec la phase simultanée <p(k) de la porteuse reconstituée
- détermination d'une pluralité de dates de passage à une valeur déterminée φθ de la phase de la porteuse reconstituée, relativement à la date de réception d'au moins un échantillon sm(k), selon un décalage de temps pendant lequel la porteuse tourne de q>(k) à φθ.
Avantageusement, mais facultativement, le procédé selon l'invention peut en outre comprendre au moins l'une des caractéristiques suivantes :
- l'étape de démodulation cohérente comprend les sous-étapes de :
a. détection d'une erreur de phase par un détecteur de phase qui efface la modulation du signal reçu;
b. filtrage passe-bas de l'erreur de phase ;
- dans l'étape de détermination des dates de passage à φθ, cette date est calculée relativement aux échantillons sm(k) du signal modulé qui précédent ou suivent immédiatement un passage à φθ de la phase de la porteuse reconstituée ;
- le procédé comporte en outre les étapes de :
o sélection d'une date de transition symbole parmi la pluralité de dates de passage à φθ, ladite date de transition symbole correspondant à un instant de transition de symboles du signal numérique ;
o décimation d'un facteur N des dates de passage à φθ, à partir de ladite date de transition symbole détectée ; et o détermination des dates de réception d'une pluralité de symboles consécutifs correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation ;
- l'étape de sélection de la date de transition symbole, comprend une sous-étape d'intégration I(n) des échantillons démodulés sdm (k) sur une fenêtre de N échantillons consécutifs du signal ;
- la sous-étape d'intégration I(n) est effectuée sur des durées d'un symbole démarrant à chaque échantillon sdm(k) du signal démodulé correspondant à un passage à φθ ;
- la sous-étape d'intégration comporte également :
c. le calcul pour une pluralité d'indices consécutifs p de la valeur moyenne M(p) de la valeur absolue de ladite intégration I(m), pour m prend Ns valeurs qui valent toutes p modulo N, et
d. la détermination de la date de transition symbole en sélectionnant le passage à φθ d'indice p qui maximise M(p) ;
la valeur de l'intégration I(n) démarrant à la date de transition symbole fournit le symbole correspondant du signal numérique ;
- la comparaison des valeurs de M calculées aux passages à φθ précédents M(n-l) et suivants M(n-i-l) la transition de symbole détectée permet de caractériser une ambiguïté de phase liée à la modulation lorsque ces valeurs ne sont pas sensiblement égales mais que l'une est sensiblement égale à M(n) ;
- l'ambiguïté de phase est résolue en modifiant la phase de passage prédéterminée φθ à une autre valeur ;
- le procédé comporte également le décodage des symboles en données binaires ;
- le procédé comporte également une étape de synchronisation de trames qui comprend une seconde décimation d'un facteur Q égal à une taille prédéterminée d'une trame de données binaires, à partir d'une date de transition symbole, et une étape de détermination des dates de réception d'une pluralité de trames consécutives correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation ; et
- l'étape de synchronisation de trames comporte en outre la sélection d'une trame ayant la meilleure corrélation avec une séquence pilote déterminée, parmi une pluralité de trames consécutives et l'étape de détermination de la date de réception de ladite trame sélectionnée.
Par ailleurs, l'invention concerne un récepteur de télécommunication recevant un signal radio modulé, ledit signal résultant de la modulation d'une porteuse ou sous-porteuse par un signal numérique, le débit de symboles du signal numérique étant un sous-multiple entier N de la fréquence de la porteuse ou sous-porteuse, ledit récepteur comprenant :
- une unité de démodulation configurée pour, après réception et échantillonnage du signal modulé, la :
o démodulation cohérente au moyen d'une boucle de phase d'une pluralité d'échantillons sm(k) du signal modulé et obtention d'une pluralité d'échantillons démodulés sdm(k) et de la phase de la porteuse reconstituée ;
o association de la pluralité échantillons démodulées sdm(k) avec la phase simultanée <p(k) de la porteuse reconstituée o détermination d'une pluralité de dates de passage à une valeur déterminée φθ de la phase de la porteuse reconstruite, relativement à la date de réception d'au moins un échantillon sm(k).
Avantageusement, mais facultativement, le récepteur de télécommunication selon l'invention peut en outre comprendre au moins l'une des caractéristiques suivantes :
- une unité (130) de synchronisation configurée pour la :
o sélection d'une date de transition symbole parmi la pluralité de dates de passage à φθ, ladite date de transition symbole correspondant à un instant de transition de symboles du signal numérique ;
o décimation d'un facteur N des dates de passage à φθ, à partir de ladite date de transition symbole détectée ; et o détermination des dates de réception d'une pluralité de symboles consécutifs correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation.
En outre, l'invention concerne un système de localisation d'engin spatial ou aéronef mettant en œuvre un procédé et/ou un récepteur de télécommunication selon l'une des caractéristiques précédemment décrites DESCRIPTION DES FIGURES
D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, au regard des figures annexées, données à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquelles :
- la figure 1 déjà présentée, représente un système de télémesure satellite selon l'état de l'art ;
- la figure 2 déjà présentée, représente un récepteur radio selon l'état de l'art ;
- la figure 3A représente les principales étapes d'un procédé de datation mise en œuvre par un récepteur radio selon l'invention ;
la figure 3B illustre schématiquement un récepteur radio 100 selon l'invention ;
la figure 4 représente schématiquement une unité 120 de démodulation d'un récepteur radio 100 selon l'invention ;
- la figure 5 représente schématiquement une unité 130 de synchronisation d'un récepteur radio 100 selon l'invention ;
- la figure 6 représente schématiquement une étape d'intégration mise en œuvre par l'unité 120 de démodulation selon l'invention ; et
- la figure 7 représente schématiquement une unité 140 de détection d'un récepteur radio 100 selon l'invention.
DESCRIPTION DETAILLEE D'AU MOINS UN MODE DE REALISATION DE L'INVENTION
La télémesure satellite, conformément aux normes en vigueur (définies selon le Comité Consultatif pour les Systèmes de Données Spatiales : CCSDS), transmet des données numériques, le plus souvent binaires ou « bits » qui peuvent moduler une porteuse selon plusieurs méthodes, comme la modulation de phase (PM), le changement de phase (PSK), et/ou l'impulsion et codage (PCM). Dans tous les cas, elle présente une modulation des bits cohérente de la porteuse PSK, ce qui revient à dire que le rythme symbole Rs est un sous-multiple entier N de la fréquence porteuse (ou sous-porteuse) PSK, Fp. Ainsi, dans ce contexte Fp = N x Rs.
Un signal de télémétrie typique comporte alors un débit binaire compris entre 1400 et 31200 bits/seconde. Le ratio entre la fréquence Fp de la porteuse et le débit binaire est typiquement compris entre 4 et 16.
Dans la suite de la description, le terme « porteuse » peut être également remplacé par le terme « sous-porteuse ». En effet, vu du signal modulant il n'y a pas lieu de différencier ces termes, la porteuse PSK pouvant également moduler un autre signal, ainsi le procédé décrit ci-après s'applique indifféremment à une porteuse ou sous-porteuse.
La figure 3A illustre un procédé de datation de signaux mis en œuvre par un récepteur 100 de communication radio recevant en entrée un signal radio, tel qu'un signal de télémesure, provenant d’un satellite par exemple.
En référence à la figure 3B, il est illustré un tel récepteur 100 radio. Ce dernier comprend :
- une unité 120 de démodulation ;
- une unité 130 de synchronisation ; et
- une unité 140 de détection de séquence pilote.
Unité de démodulation
Le récepteur 100 reçoit un signal Stm, correspondant à un signal de télémesure TM préalablement échantillonné à un rythme d'échantillonnage déterminé Fe.
La fréquence d'échantillonnage Fe peut être verrouillée sur la base locale de temps ce qui signifie que la période Te= 1/Fe est parfaitement connue sans erreur ni dérive, les dates d'échantillonnages sont donc exactement à k*Te avec k entier.
De plus, il peut être admis sans limitation que l'échantillonnage respecte la condition de Nyquist et donc en particulier que Fe > 2 Fp ce qui implique qu'on a au moins deux échantillons par tour de phase de la sousporteuse ou porteuse.
Une unité de démodulation 120 du récepteur, illustrée en figure 4, dans une étape EU, réceptionne ainsi une pluralité d'échantillons Sm(k), où k est un indice compris entre 0 et Ne-1 où Ne désigne le nombre d'échantillons de la portion du signal radio, et constitue des blocs d'échantillons. L'unité 120 date un échantillon k (par exemple le premier) d'un bloc d'échantillons avec une date donnée Tref. Cette date Tref peut être définie par rapport à une base locale de temps du récepteur ou asservie à une référence externe au récepteur, par exemple un décalage par rapport à un pulse GPS (PPS), un compteur d'une horloge synchronisée sur une référence externe (exemple 10MHz GPS), etc.
L'unité de démodulation 120 du récepteur 100 procède, dans une étape E21, à la démodulation du signal réceptionné Sm(k) en Sdm(k). L'unité de démodulation 120 peut comprendre un bloc de filtrage adapté 121 qui maximise le rapport signal sur bruit dudit signal.
L'unité de démodulation 120 comprend également un bloc décimateur 122 de l'unité de démodulation 120 qui permet de réduire réduit le nombre d'échantillons à traiter par la suite.
L'unité 120 comprend également une boucle à verrouillage de phase, mise en œuvre sur le signal reçu Sm(k) par un bloc détecteur de phase 123, et un bloc filtre de boucle 124, ladite boucle étant asservie par un signal de référence généré par un bloc oscillateur 125, de type NCO (oscillateur contrôlé numériquement) par exemple.
Le bloc détecteur de phase 123 génère un signal d’erreur qui commande la boucle à verrouillage de phase. Ainsi placé après le bloc décimateur 122, le bloc détecteur de phase 123 mesure la différence entre la phase du signal généré par un oscillateur local 125 et la phase de la porteuse du signal reçu Sm(k).
Dans le cas où la modulation du signal modulé Sm(k) possède une ambiguïté de phase d'ordre Netat, alors le détecteur de phase 123 doit fournir une erreur nulle pour les Netat valeurs de phase ( -^^.pour p entier) que peut prendre la modulation. La fonction du détecteur de phase 123 présente alors une périodicité d'ordre Netat ce qui est généralement obtenu en multipliant la phase par Netat.
Le bloc filtre de boucle 124 (souvent d'ordre 2 pour annuler le biais constant de phase) filtre le signal d’erreur de phase afin de fournir un meilleur signal au bloc oscillateur 125.
En référence de nouveau à la figure 3A, dans une étape E22, l'unité 120 transmet à une unité de synchronisation 130, la date Tref, et une pluralité de couples associant un échantillon démodulé Sdm(k) avec la phase simultanée <p(k) de la porteuse reconstruite par l'oscillateur 125.
Avantageusement, cette fourniture de la phase reconstruite associée à chaque échantillon permet d'affiner la datation.
Dans un mode de réalisation particulier, à l'étape E22, une zone mémoire 126, telle qu'une zone tampon, stocke la date Tref associée à la pluralité des couples Sdm(k), <p(/c)ainsi décrits.
Avantageusement, la connaissance de Tref permet de connaître la date précise de chaque couple Sdm(k), <p(/c) au sein de cette zone de stockage puisque que les échantillons sont espacés d'une période Te qui est parfaitement connue.
Ensuite, ladite zone mémoire 126 est transmise à une unité de synchronisation 130.
A ce stade, le récepteur 100 dispose donc d'échantillons datés dont la phase porteuse est parfaitement renseignée en regard du signal transmis par l'émetteur.
Unité de synchronisation (datation)
Une unité de synchronisation 130 reçoit en entrée la zone mémoire 126 sortant de l'unité 120.
Ainsi, comme illustré en figure 5, un bloc d'intégration 131 reçoit sur son entrée les échantillons démodulés Sdm(k) accompagnés de leur phase porteuse reconstruite ç?(Zc) et de la datation Tref, par exemple via la zone mémoire 126. Par la suite, il est considéré que Tref est l'instant défini pour k=0, k référençant l'indice de l'échantillon dans la zone mémoire
En référence à la figure 6, il est illustré un symbole, échantillonné en une pluralité d'échantillons k. Il y a plusieurs périodes porteuses Scf par symbole et plusieurs échantillons par période porteuse Scf. Ainsi, Scf(n) représente la n-ième période de la porteuse. La modulation des symboles étant cohérente de la porteuse PSK, le rythme symbole Rs est un sousmultiple entier de la fréquence porteuse PSK notée Fp = N x Rs, et donc un symbole module la porteuse sur N périodes de celle-ci.
Ainsi, chaque symbole commence sur un des N passages de la phase à une même valeur déterminée φθ. Cette valeur déterminée φθ est, en principe (mais pas nécessairement) proche de zéro, et dans le reste de la description sera appelée « passage à zéro / 0 » de la phase <p(k) de la porteuse reconstruite.
Dans une étape E30, la pluralité d'échantillons démodulés Sdm(k) accompagnés de leur phase porteuse reconstruite <p(k) est traitée pour déterminer un ensemble d'échantillons k reçus en fonction de la période de la porteuse.
Ainsi, dans une sous-étape E31 de E30, Le bloc de synchronisation 131 détecte un passage à zéro du signal de porteuse reconstitué en détectant le passage à 0 (φθ modulo 2π) de la phase <p(k). Un instant T(n) est celui du nième passage de la porteuse à la phase 0, la période n de la porteuse sur laquelle portera une intégration du signal sdm(k) est définie entre les instants T(n) et T(n + 1).
A chaque passage à 0 (φθ modulo 2π), le bloc 131 d'intégration procède à l'intégration du signal Sdm(k) sur une période n de la porteuse. Au passage à 0 suivant, débutant la période n + 1, le bloc 131 d'intégration réinitialise le calcul d'intégration qui est remis à 0 et le résultat S(n) de l'intégration précédente est délivré simultanément en sortie à une pluralité de blocs 132 de sommation qui opèrent en parallèle.
Dans une sous-étape E31 de E30, chaque sortie S(n) est par ailleurs associée à une datation obtenue par extrapolation de la date du kième échantillon, par exemple, selon la formule suivante valable pour des phases calculées en radians:
T(n) = Tk +A<pk/2nFp = Tref + k(n)*Te - [<p(k(n)) — <pO]/2nFp , k(n) correspondant à l'indice de l'échantillon k désigné comme succédant au passage à 0 de la phase reconstruite.
Le terme correctif de T(n) qui vaut[<p(k) - <pO]/2nFp calcule le délai exact qui sépare le passage à zéro de la phase de la porteuse avec l'échantillon d'indice k et T(n) date donc précisément le passage à zéro qui correspond possiblement à l'instant de début du symbole.
De façon alternative, k pourrait désigner l'indice de l'échantillon précédant le passage à zéro de la phase reconstruite et la datation de T(n) serait alors :
T(n) = Tk + (2π — Δ<ρ^)/2πΡρ = Tref + k(n)*Te + [2π + φθ — <ρ(/ύ(η))]/2πΡρ.
On remarque ici que le passage à zéro de la phase correspond à <p(k(n)) e ]-π+φ0, φθ] et <p(k(n) + l)e [φθ,+π+φθ[ qui a forcément une solution à chaque tour puisqu'il y a au moins deux échantillons par tour. Les valeurs de phase prises dans cet intervalle sont donc exemptes d'ambiguïté à 2π près.
Également, de façon alternative, la formule suivante d'interpolation entre les échantillons peut être utilisée :
T(n) = Tk +A<pk/(<Pfe+1 - <Pfe)Te = Tref + [k(n) + (<p0 - <pfe)/(<pfe+1 - <pfe) ]*Te.
Cette dernière formule est un peu plus précise que les précédentes si on y utilise la valeur nominale de Fp, en revanche elles sont équivalentes si Fp prend la valeur réelle de commande instantanée du NCO puisque Ofc+i - = 2zFp*Te.
Un dispositif de démodulation classique n'aurait pas utilisé la valeur de la phase reconstituée et n'aurait donc pas daté finement le passage à 0 mais aurait synchronisé le rythme par une boucle de récupération de rythme en rajoutant une gigue (bruit de phase) inhérente à ce type de dispositif.
Le dispositif proposé procède à l'intégration du signal pour détecter les symboles, mais à la différence d'un démodulateur classique le fait avant même d'avoir déterminé les instants de transition entre symboles.
En effet, dans un mode de réalisation de la sous-étape E32 de E30, N blocs 132 de sommation réalisent en parallèle l'intégration sur une fenêtre de N échantillons (soit un symbole) S(n) sortant du bloc 131 par la fonction d'intégration symbole suivante fP(w) = Z;ï;o+p+m/«+W~15(/) avec 0 < p < N - 1 désignant le numéro de l'entité 132.
Chaque bloc 132 réalise une intégration décalée d'une période porteuse, la pluralité des blocs 132 permet de réaliser une intégration glissante sur une période de symbole couvrant ainsi tous les cas possibles pour la détermination d'un symbole.
D'autres modes de réalisation peuvent calculer ces N intégrales séquentiellement, du moment qu'elles sont toutes enregistrées.
Ces N fenêtres d'intégrations IP(m) parallèles issues des blocs 132 permettent de fournir un critère pour déterminer le bloc de N échantillons consécutifs S(n) qui recouvre un unique symbole et qui débute donc nécessairement à un passage à 0 de la phase porteuse parmi les N possibilités consécutives. Cette détermination du passage à zéro de la phase de la sous porteuse qui correspond à l'instant d'une transition de symbole transmis sera dans le reste du document dénommée la levée d'ambiguïté de début de symbole.
De plus, il peut y avoir plusieurs symboles transmis consécutivement de valeur identique, or pour déterminer la bonne période de début d'un symbole, il faut observer des transitions de symboles.
Ainsi, dans une étape E33, un bloc 133 réalise la levée d'ambiguïté du début de symbole et sélectionne la bonne sortie Ip t(m) après sélection du bon passage à zéro p0Pt de la porteuse qui correspond à la transition de symbole.
Pour ce faire, il procède au calcul de la moyenne de la valeur absolue de IP(m) pour m parcourant une durée de Ns symboles (notée par la suite M(p)) et retient celle maximisant cette valeur pour p parcourant 0 à N-1 et qu'on notera p0Pt. La longueur Ns est déterminée au préalable en fonction du SNR et du rythme symbole.
A partir du moment où le bloc 133 a trouvé la bonne sortie d'indice p0Pt, celle-ci reste valable tant que la (sous-)porteuse demeure synchronisée, c'est-à-dire que la boucle à verrouillage de phase est verrouillée sur un signal intègre.
Ainsi, dès lors, le bloc 133 réalise de fait une décimation par N des échantillons, seul le bloc 132 d'indice p0Pt demeure nécessaire au fonctionnement. Néanmoins, dans un mode de réalisation, tous les blocs
132 sont régulièrement activés pour confirmer la bonne synchronisation symbole.
Le module 133 détecte également le décalage possible d'une demipériode porteuse, dans le cadre d'une réalisation préférée d'une modulation à deux états et de 1/Netat plus généralement, de l'intégration menée dans le bloc 131, afin de recaler le calcul d'intégration en cohérence avec la transition symbole.
En effet, il se trouve que la porteuse récupérée peut présenter plusieurs valeurs d'écart de phase possibles avec la phase de la (sous-) porteuse du signal reçu. C’est ce qu’on appelle le phénomène d’ambiguïté de phase. Quelle que soit la modulation utilisée, la porteuse est récupérée avec une ambiguïté de phase de^^- si Netat est le nombre d’états de la modulation, ce qui signifie en pratique que φθ = avec p prend une valeur entière entre 0 et Netat-1.
Cette ambiguïté provient du bloc de détection de la phase porteuse 123 qui, comme décrit ci-avant, efface la modulation en délivrant une valeur nulle pour les états de phase de la modulation. La méthode la plus communément employée est d'extraire la phase porteuse en multipliant la phase du signal modulo 2*π par Netat ce qui crée l'ambiguïté modulo 2ît/Netat.
Ainsi, dans le cas d'une modulation à deux états de phase, si la valeur M(p) définie plus haut a été calculée à partir de la bonne demipériode sur une période porteuse, alors M(p-l) est environ égal à M(p+1) au bruit près et M(p) est strictement supérieur à ces deux valeurs.
Dans le cas contraire, si les intégrations se sont produites sur la mauvaise demi-période alors M(p) est sensiblement égal à M(p-l) ou M(p+1) car le pic est alors partagé sur la position d'une demi-période avant et d'une demi-période après la bonne position de phase de la porteuse.
Pour lever l'ambiguïté de demi-période, dans une réalisation préférée, le module 133 calcule un seuil SO = (M(p modulo N) + min(M((p1) modulo N ),M((p+l) modulo N)))/2,. Ensuite, le module 133 compte le nombre de valeurs au-dessus de ce seuil parmi M(p modulo N),M((p-l) modulo N), M((p+1) modulo N).
Dans le cas où il n'y a qu'une valeur au-dessus du seuil SO, alors l'intégrale du symbole est calculée sur la bonne demi-période et est d'amplitude maximale.
Dans le cas contraire, les intégrations se sont produites sur la mauvaise demi-période, il faut alors décaler l'intégration d'une demipériode.
Le bloc 133 détermine ainsi la demi-période correcte et fournit cette information au bloc 131 qui détecte en conséquence le passage à 0 ou à π (en fait φθ+π) de la phase ç?(Zc) en fonction du sélecteur de demi-période de démarrage.
Sur sa sortie, le bloc 133 fournit à chaque symbole d'indice i, à un rythme correspondant au rythme de la porteuse décimé par N, un couple de données (I(i), Tm(i)). I(i) étant l'intégrale d'amplitude maximale I(p0Pt) sélectionnée à l'étape précédente et Tm(i) étant T(p0Pt). De façon alternative, T(i) peut être une date moyennée sur un intervalle de durée fixe autour de p0Pt et décalée d'un délai fixe pour indiquer le milieu ou un autre endroit prédéfini dans le symbole selon la convention de datation adoptée.
Ce couple de données est fourni à une unité de détection 140.
Les informations de décalage de cycle et demi-cycle de la porteuse vis-à-vis des transitions de symboles sont déterminées par le bloc 133 sélecteur et retournées au bloc 131 dans un objectif d'initialisation des calculs de couple de données par l'unité de synchronisation 130. Lesdites informations peuvent être également déterminées à nouveau et à intervalle régulier dans un objectif de vérification des calculs de couple de données par l'unité de synchronisation 130.
Dans le cas où l'ambiguïté de phase est d'un ordre supérieur à deux, il convient de modifier quelque peu l'algorithme présenté ci-dessus. La méthode générale consiste à calculer le critère de synchronisation symbole utilisé dans la boucle de récupération de rythme standard pour la modulation considérée, ceci aux N positions possibles de passage à zéro, puis à retenir celle qui maximise ce critère. Par exemple, dans la boucle de Costas pour 4 états, on effectuera une conversion de fréquence en nombre complexe dans l'unité de démodulation 120 et le critère devient le maximum de M(n) calculé à la fois sur la voie I en phase et la voie Q en quadrature.
A ce stade, le récepteur 100 dispose donc d'une valeur intégrale I(p) correspondant à la valeur d'un symbole brut (avant décodage et décision) à déterminer, ladite valeur étant associée à une datation de l'instant de passage à zéro de la phase de la porteuse qui débute le symbole.
Avantageusement, cette datation est plus précise que celle que l'on aurait obtenue par un algorithme de synchronisation de rythme classique, car celui-ci introduit une gigue liée à l'asynchronisme intrinsèque entre le rythme d'échantillonnage du signal et le rythme symbole.
Unité de détection 140
L'unité 140 de détection de séquence pilote, illustrée en figure 7, permet ensuite de détecter et de dater le premier symbole ou tout autre symbole prédéterminé, de ladite séquence. Cette séquence pilote peut être une séquence de symboles encodés ou non, communément appelé mot de synchronisation, ou par exemple un ton pur.
Dans une étape E40, le couple de données (I(i), Tm(i)) reçu de l'unité 130 est traité pour décoder chaque somme I(i) sélectionnée, par décodage souple/dur pour estimer au moins une valeur binaire la plus probable. Un décodage dur est utilisé pour traiter des données qui prennent un ensemble fixe et dénombrable de valeurs possibles (par exemple 0 ou 1), tandis qu'un décodage souple traite des données définies dans une gamme de valeurs représentant généralement une vraisemblance.
Ainsi, dans une sous-étape E41 de E40, le couple de données (I(i), Tm(i)) reçu de l'unité 130 est traité par un bloc 141 d'estimation de probabilité de l'unité 140, qui présente sur sa sortie la probabilité que I(n) soit égal à 1 ou 0, dans une étape E41. Le bloc 141 d'estimation de probabilité est par exemple de type circuit limiteur (« slicer » en anglais). La probabilité est ensuite traitée, dans une sous-étape E42 de E40 par un bloc 142 de décodage en fonction du codage de canal qui a été utilisé (turbo codage, LDPC, Viterbi, Reed-Solomon, etc.),
L'unité 140 de détection permet également, dans une sous-étape E43 de E40, de traiter I(i) directement dans le cas où la séquence de symboles modulant le signal Stm n'est pas issue d'un codage correcteur d'erreur pour le canal de transmission.
Dans ce contexte, un bloc 143 de décision détermine la valeur du symbole émis en comparant I(i) à un seuil. Par exemple, pour un codage binaire où les symboles sont des bits, si I(i) est négatif, le bit associé est égal à 0, et dans le cas contraire égal à 1 (« hard bit decoding »).
En fonction de la présence de ce codage de canal ou non, un bloc de sélection 144, dans une étape E44, présente soit le signal décodé, soit le signal non décodé à un bloc 145 de synchronisation de trame.
Dans une étape E45, le bloc 145 de synchronisation de trames est également configuré pour détecter une séquence pilote prédéfinie à détecter, dans une trame de longueur donnée Q bits. De façon classique, cette détection se fait en calculant de façon glissante la corrélation de la séquence de bits avec la séquence pilote attendue, le critère de détection étant celui qui maximise la valeur absolue de cette corrélation
Le bloc 145 de synchronisation de trames détecte donc tous les Q bits, la séquence pilote. En cas de détection, l'unité 140 peut présenter sur sa sortie Thead(j) la date Tm(qt) du premier bit B(q) de la séquence détectée.
Dans une étape E46, un bloc 146 de génération de paquet réceptionne ces données et peut générer alors un message contenant la date Thead(j), ainsi qu'un identificateur de paquet Id(j) (par exemple, un numéro de compteur de trame). L'identificateur de paquet Id(j) sert de référence commune entre les paquets générés par des stations de réceptions distinctes.
Ce paquet est envoyé au centre de contrôle qui peut, à partir de ces informations, déterminer la position du mobile par exemple par trilatération, en comparant les dates des paquets, ayant le même identificateur Id(n), envoyés par au moins deux stations de réception de 5 signaux de télémesure.
Le récepteur 100 de signaux radio, et le procédé proposé, en tirant avantage de la modulation cohérente, permettent de ne plus rééchantillonner le signal à l'aide par exemple d'une boucle de récupération 10 de rythme pour conserver tout au long du traitement la cohérence entre échantillon et phase porteuse. Avantageusement, un tel récepteur 100/procédé permet de mesurer avec une grande précision la datation d'une séquence pilote, et améliore considérablement la variance sur la datation des transitions des symboles pour permettre entre autres une 15 meilleure localisation des engins mobiles émettant un tel signal de télémesure. Ainsi, la mise en œuvre d'un tel récepteur 100/procédé permet d'atteindre un écart type de l'ordre de la nanoseconde (en considérant la base de temps comme parfaite), donc un ordre de grandeur sous celui du GPS.

Claims (15)

  1. REVENDICATIONS
    1. Procédé de datation de réception de données numériques d'un signal modulé, ledit signal résultant de la modulation d'une porteuse ou sous-porteuse par un signal numérique, le débit de symboles du signal numérique étant un sous-multiple entier N de la fréquence de la porteuse ou sous-porteuse, ledit procédé comprenant les étapes mises en œuvre par un processeur d'un récepteur de télécommunication, consistant à, après réception et échantillonnage du signal modulé :
    - démodulation cohérente au moyen d'une boucle de phase d'une pluralité d'échantillons sm(k) du signal modulé et obtention d'une pluralité d'échantillons démodulés sdm(k) et de la phase de la porteuse reconstituée ;
    - association de la pluralité échantillons démodulés sdm(k) avec la phase simultanée <p(k) de la porteuse reconstituée
    - détermination d'une pluralité de dates de passage à une valeur déterminée φθ de la phase de la porteuse reconstituée, relativement à la date de réception d'au moins un échantillon sm(k), selon un décalage de temps pendant lequel la porteuse tourne de q>(k) à φθ.
  2. 2. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel l'étape de démodulation cohérente comprend les sous-étapes de :
    a. détection d'une erreur de phase par un détecteur de phase qui efface la modulation du signal reçu;
    b. filtrage passe-bas de l'erreur de phase.
  3. 3. Procédé de datation de réception de données numériques selon l'une des revendications précédentes pour lequel, dans l'étape de détermination des dates de passage à φθ, cette date est calculée relativement aux échantillons sm(k) du signal modulé qui précédent ou suivent immédiatement un passage à φθ de la phase de la porteuse reconstituée.
  4. 4. Procédé de datation de réception de données numériques selon l'une des revendications précédentes comprenant en outre les étapes de :
    - sélection d'une date de transition symbole parmi la pluralité de dates de passage à φθ, ladite date de transition symbole correspondant à un instant de transition de symboles du signal numérique ;
    - décimation d'un facteur N des dates de passage à φθ, à partir de ladite date de transition symbole détectée ; et
    - détermination des dates de réception d'une pluralité de symboles consécutifs correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation.
  5. 5. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel l'étape de sélection de la date de transition symbole, comprend une sous-étape d'intégration I(n) des échantillons démodulés sdm (k) sur une fenêtre de N échantillons consécutifs du signal.
  6. 6. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel la sous-étape d'intégration I(n) est effectuée sur des durées d'un symbole démarrant à chaque échantillon sdm(k) du signal démodulé correspondant à un passage à φθ.
  7. 7. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel la sous-étape d'intégration comporte également :
    e. le calcul pour une pluralité d'indices consécutifs p de la valeur moyenne M(p) de la valeur absolue de ladite intégration I(m), pour m prend Ns valeurs qui valent toutes p modulo N, et
    f. la détermination de la date de transition symbole en sélectionnant le passage à φθ d'indice p qui maximise M(p).
  8. 8. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel la valeur de l'intégration I(n) démarrant à la date de transition symbole fournit le symbole correspondant du signal numérique.
  9. 9. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication 7 dans lequel la comparaison des valeurs de M calculées aux passages à φθ précédents M(n-l) et suivants M(n + 1) la transition de symbole détectée permet de caractériser une ambiguïté de phase liée à la modulation lorsque ces valeurs ne sont pas sensiblement égales mais que l'une est sensiblement égale à M(n).
  10. 10. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel l'ambiguïté de phase est résolue en modifiant la phase de passage prédéterminée φθ à une autre valeur.
  11. 11. Procédé de datation de la réception de données numériques selon l'une des revendications 4 à 9 dans lequel le procédé comporte également le décodage des symboles en données binaires.
  12. 12. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente comportant en outre une étape de synchronisation de trames qui comprend une seconde décimation d'un facteur Q égal à une taille prédéterminée d'une trame de données binaires, à partir d'une date de transition symbole, et une étape de détermination des dates de réception d'une pluralité de trames consécutives correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation.
  13. 13. Procédé de datation de la réception de données numériques selon la revendication précédente dans lequel l'étape de synchronisation de trames comporte en outre la sélection d'une trame ayant la meilleure corrélation avec une séquence pilote déterminée, parmi une pluralité de trames consécutives et l'étape de détermination de la date de réception de ladite trame sélectionnée.
  14. 14. Récepteur (100) de télécommunication recevant un signal radio modulé, ledit signal résultant de la modulation d'une porteuse ou sous-porteuse par un signal numérique, le débit de symboles du signal numérique étant un sous-multiple entier N de la fréquence de la porteuse ou sous-porteuse, ledit récepteur comprenant :
    - une unité (120) de démodulation configurée pour, après réception et échantillonnage du signal modulé, la :
    o démodulation cohérente au moyen d'une boucle de phase d'une pluralité d'échantillons sm(k) du signal modulé et obtention d'une pluralité d'échantillons démodulés sdm(k) et de la phase de la porteuse reconstituée ;
    o association de la pluralité échantillons démodulées sdm(k) avec la phase simultanée <p(k) de la porteuse reconstituée o détermination d'une pluralité de dates de passage à une valeur déterminée φθ de la phase de la porteuse reconstruite, relativement à la date de réception d'au moins un échantillon sm(k).
  15. 15.Récepteur (100) de télécommunication recevant un signal radio modulé selon la revendication précédente, ledit récepteur comprenant également :
    - une unité (130) de synchronisation configurée pour la :
    5 o sélection d'une date de transition symbole parmi la pluralité de dates de passage à φθ, ladite date de transition symbole correspondant à un instant de transition de symboles du signal numérique ;
    o décimation d'un facteur N des dates de passage à φθ, à partir 10 de ladite date de transition symbole détectée ; et o détermination des dates de réception d'une pluralité de symboles consécutifs correspondant aux dates de passage à φθ résultantes de la décimation.
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